CN102484504A - 在较低频率范围内应用多音ofdm通信的发送器和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种集成电路，包括编码模块、调制模块和频谱整形模块。该编码模块包括交织器，其适应于在包括第一模式、第二模式和第三模式的多个模式下运行。当被设置为第二模式时，该交织器执行重复编码，当被设置为第三模式时甚至可执行更大的重复编码。

Description

在较低频率范围内应用多音OFDM通信的发送器和方法
相关申请的交叉引用
本申请基于并要求2009年6月12日申请的美国临时申请号61/186,627的优先权，其全部内容通过参考方式在此引入。
技术领域
本发明的实施例一般涉及到在电力线上进行通信的技术领域。更具体地说，本发明的一个实施例涉及到在规定的频率范围内应用多音正交频分复用（OFDM）的通信系统和方法。
背景技术
多年来，直流（DC）和交流（AC）电力线已被用于从一个设备传送数据到另一个设备。最近，涌现了新的数据传输业务和应用的需要，以可靠地在电力线上以更高的速率传输数据。例如，远程抄表、智能电网、工业和家庭自动化等，这些仅仅是目前使用电力线进行数据通信的、正在到来的应用的一部分，并且预计会有更多的应用使用这些电力线。
一个使用电力线进行数据传输的主要缺点在于电力线是非常恶劣的环境。事实上，这些交流电力线所支持的通信信道往往具有非常糟糕的非线性特性。特别是信道的特征和参数可能会因频率、位置、时间、甚至所部署设备类型的变化而变化。作为一个例子，电力线的阻抗可能会呈现为1-2欧姆（Ω），但当施加到电力线的信号频率增加时，电力线的阻抗也增加了。该增加的阻抗会增加信号噪声，并可能妨碍在预定的目的地进行正确的数据检测。
图1图示了频带110-112内的示例性噪声分配100，该频带分别受到欧洲（CELENEC）、美国（FCC）和日本（ARIB）电力线标准的支持，如表1所列。
Figure 902371DEST_PATH_IMAGE001
如图1所示，低频区域从3千赫（3kHz）至500kHz特别容易受到干扰，比如窄带干扰和/或码间干扰（ISI），所述干扰可能会出现在选定正交频分复用（OFDM）作为数据传输方案的情况下。
OFDM是一种多载波调制方案，它将可用的频谱细分为若干窄带信道（例如，约100个信道）。例如与频分复用（FDM）的间距相比，每个信道的载波可能会更接近些，因为每个载波被配置为与其相邻的载波正交。通过设置使每个载波在一个码元期间内有一个整数的循环周期，可实现这种正交关系。因此，从理论上说，尽管可能存在环境条件所造成的干扰，但在载波本身之间并没有干扰。
除了干扰，低频区域很容易受到脉冲噪声和群延迟影响。“脉冲噪声”的特征在于其大体上小于一秒（例如，几微秒）的短峰值脉冲，并且在信号所经受的连续噪声电平上有一个急剧上升时间。“群延迟”是与频率相关的相位变化率的度量。在一个非恒定群延迟的影响下，会发生相位失真，并可能会干扰准确的数据恢复。
先前的电力线通信几乎都避开在较低频率区域内使用基于OFDM的通信技术。确定如此操作的原因之一是由于对图1的噪声功率分布的审视。在10kHz至148kHz之间（显示为区域A 110的Celenec频带），对一个给定频率的输入信号电平的噪声影响约为10-30分贝（dB），它比信号在由区域B 120表示的约250kHz区域所经历的噪声强。此外，信道频率响应在10kHz-150kHz之间的区域激烈变化，造成严重的振幅和相位失真。
附图说明
通过下面的详细描述，本发明实施例的特点和优点将变得明显，其中：
图1是电力线上噪声功率分配的示例性描述；
图2A和2B是利用电力线传输数据的联网设备的示例性方框图；
图3是一个集成电路的示例性方框图，该集成电路控制图2A和/或图2B中电力线上的通信；
图4图示了发送器和/或接收器的示例性实施例，它具有如图2A和/或图2B所描述的联网设备的功能；
图5A-5H图示了联网设备的发送器的第一实施例的更详细的实施方案；
图6图示了在图5A的联网设备的发送器内实现的一个频域预加重滤波器的工作情况；
图7A图示了一种信号频谱的一个示例性实施例，该信号频谱是由图4的发送器采用自适应陷波而提供的；
图7b图示了由图4的发送器执行的子载波屏蔽的一个示例性实施例；
图8图示了该联网设备的接收器的更详细的实施例；
图9图示了OFDM系统的第二实施例的一个详细实施例，它包括一个网络设备的发送器，其中包括了G3交织器；
图10图示了OFDM PHY的一种数据帧的实施例；
图11图示了ACK帧的帧结构的一个示例性实施例；
图12图示了多个子载波如何映射到IFFT的输入的一个实施例；
图13图示了D8PSK调制特性的一个实施例；
图14图示了BPSK和DPSK星座图的一个实施例。
具体实施方式
在下面的详细描述中说明的本发明的实施例通常涉及到在规定的频带，如10kHz和600kHz之间，应用基于多音正交频分复用（OFDM）的通信的方法、装置、软件和系统。根据本发明的一个实施例，规定的频带可包含小于500kHz的频率，并且是可编程的。例如，规定的频带可以是3kHz-148kHz（Celenec，欧洲标准）、10kHz-480kHz（FCC，美国标准）、10kHz-450kHz（ARIB，日本标准）或类似的。当然，本发明也可适用于大于500kHz的选定频带。
当然，可以考虑采用如下组合来应对通过高压/低压变压器的通信：跟随有数字AGC的反馈式模拟自动增益控制（AGC）、音调映射（tone mapping）模块和自适应陷波模块（如下所述）。
在下面的描述中，某些术语是用来描述本发明的某些特征。例如，术语“逻辑器”和“模块”广泛地代表硬件、软件、固件或它们的任何组合。术语“电力线”一般指适应于承载直流电（DC）或交流电（AC）的媒介。
现参照图2A，它显示了适应于支持多音OFDM通信的网络系统200的一个普通实施例。这里，联网设备210通过电源线230连接到电力线220。通常，“联网设备”210是能够通过电力线220发送和/或接收信息的任何设备。不同类型的联网设备的例子包括，但不仅限于或限制于：电脑、路由器、接入点（AP）、无线仪表、联网装置、适配器、或任何支持有线或无线网络连接的设备。
根据本发明的一个实施例，联网设备200包括物理层（PHY）逻辑器240，它适应于对在电源线230线上向电力线220传输的数据进行处理。物理层逻辑器240包括电路和可能的软件，以支持与电力线220相关的电气和机械功能，其中这些电气或机械连接提供了一个接口，用于对在电力线220上传输或接收的信号进行格式化。这样的功能可能包括，但不仅限于或限制于：数字-模拟转换、模拟-数字转换、调制和/或误差校正。此功能在针对图4和8所描述的接收器和发送器模块的描述中将会被进一步地详细描述。
根据本发明的一个实施例，PHY电路240可包括逻辑电路，比如图3的OFDM电力线通信的物理层（OFDM PLC PHY）电路310，它确保经由电源线230通过电力线220的网络连接。电源线230包括一个双脚或三脚插头，插入到墙上的插座250，所述插座连接到电力线220的未端。
可以考虑，联网设备200可被配置为与一种设备进行通信的适配器260，所述设备（例如，计算机、AP等）被连接到电力线网络，但并不具备必要的PHY电路。如图2B所示，适配器260用OFDM PLC PHY电路310实现并且用作为这些设备与电力线220之间的中间装置。对于此种实施，可以考虑使适配器260具有一个连接器270，所述连接器270可以确保所述设备和电源线280之间的通信，从而建立与电力线220的连接。连接器270可包括任何串行和/或并行端口，比如，例如RJ-IL插孔，通用串行总线（USB）端口，或其它类似端口。
参考图3，它显示了控制图2A和2B所示的基于电力线220的通信的集成电路的一个示例性实施例。其中，物理层（PHY）和媒体访问控制（MAC）层的组合在一个单一的集成电路300中实施。其中，物理层，具体为OFDM PLC PHY电路310，使用具有PSK型调制（例如，DBPSK、DQPSK、D8PSK等）和前向纠错（FEC）的OFDM技术来提供一个稳健的通信，即使其中存在窄带干扰、群延迟、信号阻塞、脉冲噪声和频率选择性衰减等问题。OFDM PLC PHY电路310包括下文所述的一个发送器和/或接收器。
如图所示，OFDM PLC PHY电路310是由一个也是放置在芯片上的微控制器320（例如，16位RISC MAXQ®微控制器）控制。此外，集成电路300还包括闪速存储器330、静态随机存取存储器340和串行接口350（例如，通用异步接收/发送器“UART”、系统分组接口“SPI”、内部集成电路“I2C”），用于电力线网络上的设备之间的通信。
参考图4，它显示了被集成在OFDM PHY电路310中并适应于与OFDM接收器通信的发送器400的一个示例性实施例。其中，在本发明的实施例中，发送器400包括多个模块：编码模块410、调制模块420和频谱整形模块430。
在图5A和5B中，发送器400，尤其是编码模块410的一个示例性实施例得以显示。通常，编码模块410的功能是对输入数据进行随机化，并将误差校正数据插入到传输信号中。其中，对于本发明的实施例，编码模块410包括加扰器500、里德-索罗门编码器510、卷积编码器520和交织器子系统530，它们可工作在正常模式或鲁棒（ROBO）模式下，其中交织器子系统530在ROBO模式下运行时执行重复编码。换言之，ROBO模式提供额外的冗余，以在选频的、严重衰减的信道中进行通信。可选填充可由编码模块410完成。
发送器400适应于接受来自媒体访问（MAC）层的数据包中的输入位（bits）。编码模块410可将奇偶校验位添加到所述数据和数据包中，从而当所述数据和数据包通过编码模块410时其大小增加。在编码模块410的未端，最后的数据包可被图5B中的“无缓冲器（Un-Buffer）”块 540分割成小数据包，使每个小数据包可被安排到一个OFDM码元（symbol）中。这个小数据包的大小取决于在每个OFDM码元中使用的载波的数量。
例如，在FCC频带中，码元的大小等于100位。为了在发送器400的每个不同点处知道数据大小以及信号尺寸，由一个数据包（例如，PHY帧）携带的位数可由等式（1）计算获得：
(1) NF = NG = Ncarr × x Ns
在此，“NF”和“NG”分别代表图5B的点（F）和（G）的数据包（信号）大小。其中，“Ncarr”是每个OFDM码元中的载波数，而“Ns”是每个PHY帧的码元数。注意，交织不改变码元的大小。而点（E）处的位数可以由等式（2）计算：
(2) NE = NF × R
其中，值“R”对于正常模式可以是“1”，而对于不同的ROBO模式基于重复等级可以是分数（例如，对于鲁棒模式为“1/4”，或对于超鲁棒（S-Robust）模式则为“1/6”）。为了确定M，可能需要在卷积编码器520的输出垫零，里德-索罗门（RS）字节的最大数量需要计算。在RS编码器510的输出端的最大RS字节数（MaxRSbytes）可以通过以下等式（3）得到：
(3) MaxRSbytes = floor ((NE×CCRate−CCZeroTail)/8)
其中，“CCRate”和“CCZeroTail”分别是卷积码速率（1/2）和被添加到卷积编码器520的输入中零的数量（以将状态终止到零状态）。分母“8”是指每个RS字即一个字节的长度。因此，“M”的值可由下式获得（见下文表2）：
(4) M = NE−((MaxRSbytes x 8) + 6)×2
并且，点（D）、（C）和（B）的位数现在可由下列等式计算：
ND = NE −M
NC = ND/2
NB = Nc−6
Figure 819511DEST_PATH_IMAGE002
最后，鉴于RS码的奇偶校验字节数可以等于8，通过MAC交付给物理层的数据包大小，可由下式给出：
NA = (NB/8-8)×8
对于各频带以及正常和ROBO模式下，物理层（PHY）的输入数据包可归纳在下面的表3中。
Figure 412298DEST_PATH_IMAGE003
仍然参考图5A和5B，加扰器500随机分配输入数据。例如，根据本发明的一个实施例，输入数据501可与重复的伪随机序列进行异或（XOR）操作，以产生加扰数据502，如图5C所示。其中，根据本发明的一个实施例，一个多项生成式S（x）= x + x + 1被采用，其中，在处理每个PHY帧的开始之时，加扰器500中的位都被初始化为“1”。
此后，加扰数据502被路由到第一个误差校正方案，即里德-索罗门（RS）编码器510。RS编码器510负责恢复被脉冲噪声破坏的数据。因此，RS编码器510恢复与经受脉冲噪音相关的数据并输出如此的数据511到卷积编码器520。
其中，根据本发明的一个实施例，来自加扰器500的数据可通过缩短RS码（255247，t=4）和（255239，t=8）由RS编码器编码。该“RS码元字长”，即里德-索罗门块中使用的数据字的大小，可固定为8位。对于不同的标准，t值（可以校正的字误差的数量）可以是4个或8个。对于CENELEC B&C和ROBO，应该使用8字节的RS奇偶校验（对应于t=4）。因此在一个RS-块中的奇偶校验字是“2t”个字。
在里德-索罗门块中的非奇偶校验数据字（字节）的数目可在下面的表4中提供。时间上来自加扰器500的第一位可成为该码元的最有效的位“MSB”。通过一个或多个在消息码元之前的填充码元（“00000000”）在概念上来形成每个RS编码器输入块（例如，247个码元）。从奇偶校验码元之前的第一消息码元到最后一个消息码元，RS编码器510的输出（具有废弃的填充码元）可以实时地继续处理每个已被首先移出最有效位的码元。
代码生成多项式g(x) = (x-α1)(x-α2)(x-α3)...(x-α8)
字段(field)生成多项式p(x) = x8+x4+x3+x2+1 （435八进制）
Figure 869824DEST_PATH_IMAGE004
α0的代表是 “00000001”，其中这个RS码元最左边的位是MSB，并且是时间上首先来自加扰器500的、并在时间上首先出RS编码器510的。
其次，卷积编码器520负责恢复数据511中的那些受数据511内的白噪声影响的部分，所述白噪声是由于环境中的高斯噪声而产生的。这种白噪声会导致与每个音调相关的数据劣化。虽然不能消除数据的劣化，但其影响可以通过卷积编码器520执行的前向纠错（FEC）技术来缓解。
其中，根据本发明的一个实施例，在里德-索罗门块输出端的位流可用标准速率=1/2、k=7的卷积编码器 520编码。抽头连接被定义为x=0b1111001和y=0b1011011，如图5D所示。
当接收到通向卷积编码器520的数据的最后位时，卷积编码器520插入6个尾位，之所以需要这6个尾位是要将卷积编码器520返回到“零状态”。这可改善卷积解码器的误差概率，它依赖于解码时的未来位。尾位可以被定义为六个零。在卷积编码器520的输入端和输出端的位数在表5中给出。
接下来，交织器子系统530用于智能地对频率（子载波）和时间数据进行随机化，以实现频率和时间分集。换句话说，数据可被重新定位在不同的频道甚至在不同的码元（OFDM）中。交织器子系统530一般适应于运行在两种不同的模式：正常模式532，至少一个鲁棒（ROBO）模式534。在正常模式下，交织器子系统530在频率和时间上对数据进行随机化。然而，在ROBO模式下，交织器子系统530不仅在频率和时间上对数据进行随机化，也还通过减少数据速率和执行重复编码以促成在劣化的信道上的通信。
这种重复编码包括对来自卷积编码器520的数据位重复操作多次（例如，对标准健壮模式为4次，而对超级鲁棒模式为6次），以及按照统计学在不同的频率上在不同的码元中放置这些位以增加可靠性。无论是在正常模式或任何类型的ROBO模式下工作，基于从正与发送器400通信的相应的接收器来的信令，交织器子系统530由图3的微控制器320所控制。这种信令是接收器的信道评估模块测量信道的信噪比并使用此信息来决定运行模式的结果。此后，接收器传送这一信息以便由发送器400接收。
其中，根据本发明的一个实施例，交织器子系统530可用于正常和ROBO模式。正如在图5E中所示，这种交织器是这样设计的，以提供针对下列两个不同误差源的保护：
·损坏几个连续OFDM码元的脉冲串错误；和
·损坏用于大量OFDM码元的几个相邻频率的频率深度褪化。
为了同时应对这两个问题，交织在两个步骤内完成。在第一个步骤中，每个列536循环地移动不同的次数。因此，一个已损坏的OFDM码元被分散在不同的码元中。在第二个步骤中，每个行537循环地移动不同的次数，以防止扰乱整个列的深度频率褪化。循环移动量由参数a，b，c和d确定，它们是基于在每个OFDM码元（m）中的子载波的数量以及在每个交织块（n）中的OFDM码元数而确定的。下图显示了被放在交织缓冲区（即一行接一行）的位的顺序。
输入和输出指数之间的关系由以下几个关系来确定：
原始位位置（i，j），其中i=0, 1, ... , m-1和j=0, 1, ... , n-1
交织的位置（I，J），其中I=(a*i + b*j)% m和J=(c*j + D*I）％n
注：如果GCD(a，m) = GCD(b，m) = GCD(c，n) = GCD(d，n) = 1，会产生良好的交织模式。
基于m和n来做一个简单的检索以找到一组好的参数。图5F显示了交织器子系统530的扩展特性，其中，基于交织行537和列538用m = 8, n = 10，a = 5，b = 3，c = 3和d = 7产生结果538和539。
回过来参考图4及5A，调制模块420包括一个自适应音调映射模块550、帧头插入模块555、频域预加重滤波模块560、自适应开槽模块565、快速傅立叶反变换（IFFT）模块570和循环前缀模块575。
其中，自适应音调映射模块550收到来自交织器530的数据包，并使用PSK调制将数据位映射到相应的模拟频率。更具体地说，自适应音调映射模块550估算接收信号子载波的信噪比，并自适应地选择可用的音调和最佳的调制和编码率（包括DBPSK、DQPSK、D8PSK和鲁棒（Robust）模式），以确保通过电力线信道进行可靠的通信。通常，自适应音调映射模块550指定远程发送器应使用什么样的功率水平以及对于频谱的各个部分它应采用什么样的增益值。每个子信道的质量测量使得网络系统自适应地避免在低质量的子载波上传输数据。使用音调映射指数系统（tone map indexing system），允许接收器自适应地选用哪些子载波用于传输，以及哪些子载波用于发送接收器联网设备将忽略的哑数据，其中该指数从接收器传送到发送器，反之亦然。
自适应音调映射的目标是让接收器联网设备在给定的信道条件下在它们之间实现最大可能的吞吐量。为了实现这一目标，如此配置接收器联网设备，以通知发送器联网设备应该使用哪些音调来发送数据位以及应该使用哪些音调来发送接收器联网设备将忽略的哑数据位。接收器联网设备也可以如此配置，以通知发送器联网设备对于每一个音调它应施加怎样的放大或衰减。
通过在帧控制头中设置一个选定的位，发送器联网设备可以请求估算信道状态。接收器联网设备就对这两点之间的此特定通信链路进行估算，并选择最佳的物理层参数。这些信息将作为音调映射响应555被送回发送器联网设备。图5G中显示了从接收器联网设备送回发送器联网设备的音调映射响应消息555的格式。
音调映射响应消息参数如表6所示。
Figure 382025DEST_PATH_IMAGE006
表6：音调映射响应消息说明
1、TX_TMI：TX音调映射指数是一个物理层参数配置文件编号，它由接收器联网设备分配给音调映射响应消息555中指定的字段的其余部分。该指数应作为帧控制头的一部分，以便与发出音调映射响应消息555的设备进行其它通信。
2、MOD：指定所需调制类型的参数。接收器联网设备计算从发送器联网设备接收的音调映射请求消息555的SNR，并决定希望发送器联网设备在发送下一个数据帧或音调映射请求消息时要使用的三种调制方式（DBPSK、DQPSK、D8PSK或Robust）中的哪一种。表7列出了允许的位值及其相应的调制方式。
3、TXRES：指定相应于一个增益级的发送增益分辨率的参数。
4、TXGAIN：指定发送器联网设备对其发射的信号应该施加的增益总额的参数。该参数的值应指定所需的增益级的总数。接收器联网设备计算接收信号电平，并将它与VTARGET（预定的所需接收电平）比较。在两个值之间的分贝差异被映射成一个5位值，它指定发送器联网设备对于要传输的下一帧应该施加的增益增加或减少的量。在最高有效位处的“0”表示一个正的增益值，因此在发送器中增加增益；而“1”表示负增益值，因此在发送器中增益降低。值TXGAIN =“0”表明发送器联网设备需使用先前帧中所使用的相同的增益值。
5、TM：指定音调映射的参数。接收器联网设备估算信道的每个音调质量，并将每个音调映射成1位值，其中值“0”指定发送器联网设备应该在相应的子载波上传输哑数据，而值“1”指定应在相应的子载波上传输有效数据。
6、TXCOEF：为可用频谱的每个10kHz区间指定发送器增益的参数。接收器联网设备测量信道的频率相关衰减，并可能要求发送器联网设备针对遭到衰减的频谱区间通过增加发送功率来弥补该衰减，以均衡接收到的信号。每个10kHz区间被映射到一个4位的值，其中在最高有效位上的“0”表示了正的增益值，因此为该区间请求增加发送器增益，而“1”表示负的增益值，从而为该区间请求减少发送器增益。
此后，根据一个实施例，帧头插入模块555负责在每个PHY帧的开始处插入一个帧头。所述帧头被用来在传输中识别帧的到来以及对该帧内的数据进行调制的类型。
考虑到每次信号通过电源线传播时，信号会受到一些衰减，尤其是在较高的频率处。因此，为了补偿由于信道特点而导致的衰减，采用频域预加重滤波器模块560将从自适应音调映射模块550接收到的复合单元（例如，OFDM码元的复合频域采样）乘以相应的滤波器系数值。每个滤波器系数值代表从0dB至高达12分贝或更高的范围内的一个音调的衰减，这种滤波器系数值性质上可为动态的或静态的。
更具体地说，频域预加重滤波器模块560可包括一个多路复用器，它被用来将OFDM码元的频域样本乘以128个实滤波器系数，然后在输出端进行四（4）位右移。根据本发明的一个实施例，所述滤波器系数是5位表示的无符号值，从0h-10h，滤波器系数不允许有大于10h的值。当然，在其它实施例中，可能会使用其它的位大小。对于该实施例，滤波器将OFDM码元的前128个频域复合样本乘以该滤波器的128个实系数。OFDM码元的其余的128个频域采样一般都设置为零，不与滤波器系数相乘。如图5H所示，输入复合样本各为8位，而滤波器的系数可各为5无符号位。由于任何滤波器系数的最大允许值是10h，乘法的输出是12位（不是13位）。然后，输出可右移4位，以得到一个8位的最终输出，用作为IFFT的输入。
滤波器系数值可从0至16的范围内变化，由于在输出端进行四（4）右移，频域预加重滤波器模块560针对128个载波中的任意载波提供下列衰减：
缩放系数 以dB为单位的衰减
======= =================
16/16 0 dB
15/16 -0.53分贝
14/16 -1.16分贝
13/16 -1.8分贝
12/16 -2.5分贝
11/16 -3.25分贝
10/16 -4分贝
9/16 -5分贝
8/16 -6分贝
7/16 -7.2分贝
6/16 -8.5分贝
5/16 -10.1分贝
4/16 -12分贝
3/16 -14.5分贝
2/16 -18分贝
1/16 -24分贝
0/16 -无限
例如，如图6所示，通过电力线传播的OFDM信号600在通过电力线传输期间可衰减高达12分贝。因此，所述频域预加重滤波器对这种衰减进行调节，对OFDM信号600的已衰减部分针对该12分贝衰减进行调节。因此，在这个例子中，与OFDM信号600相关的较高音调频率610衰减后，成为信号600的较低音调频率620的两倍。基于先前的测试，该补偿在性质上通常是静态的，虽然它也可以是动态性质或可编程的。
回头参考图5A，自适应陷波模块565可配置利用来自频域数据预加重滤波器模块560的数据，以在没有任何额外的过滤情况下在频谱中放置可编程的凹陷（notch）。因此，该自适应陷波方案(adaptive notching scheme)，使发送器400避免在选定的频率上进行数据传输，并可遵守区域性的频谱/干扰规定。所述陷波(notching)可出现在频谱的两端，或者可出现在该频谱本身内部的选定频率上。
例如，自适应陷波模块565作为一个乘法器，在IFFT输入向量的N个复合单元中零输出（"zero out"）音调。基于一个用户定义的表格，位于图3的OFDM PLC PHY电路300内的微处理器320适合于通过改变滤波器的系数值来控制图5A中的自适应陷波模块565的操作。这将创建一个不同的映射表，它被存储到由自适应音调映射模块550访问的寄存器中。新的映射表将在选定的频带内排除某些频率区域。
例如，作为一个示例，CELENEC A标准支持在9kHz至95kHz范围之间的1.2兆赫（MHz）的采样率。为了对低于20kHz的所有频率进行陷波，自适应陷波模块565计算每个IFFT的复合单元（N）的千赫范围。例如，其中N等于256，每个IFFT的复合单元对应于4.688kHz。因此，为了避免低于20kHz的频率，自适应音调映射模块550需要将与前四个（4）IFFT复合单元相关的频率值的滤波器系数值设置为零，因此，对直流和20kHz之间的频率范围进行陷波。
然而，在凹陷出现在频谱之中的情况下，有可能在音调之间重叠，因此可能需要多个IFFT复合单元来扩大这种计算。这将导致“N”值，构成IFFT复合单元数量，乘以选定的乘数M，以提高分辨率。作为一个例子，其中M等于4（M=4），这扩展了IFFT以对频率50kHz进行陷波。
通过自适应陷波模块565的实施，图3中的ODFM PLC PHY电路310可配置在某些频率上具有可编程的凹陷，以便：a）避开由电力监管机构保留作其他应用的某些频率；b）允许在遵守S-FSK规范的同时符合目前的IEC 61334-5-1标准；和c）允许与在电力线上运行的其他潜在系统的互操作性。
如图7A所示，图4的发送器400使用一个合适的方案在频谱700中插入凹槽。例如，根据本发明的实施例，在频谱700中可以开两个凹槽，参见所标记的空间频率fM 710和fS 720，以与S-FSK系统共存。陷波频率的发送功率谱密度至少比其余子载波规定的限值至少低25分贝。
根据与子载波相关的所需的陷波频率的相对位置，少数子载波被屏蔽。在屏蔽的子载波上没有数据发送。根据本发明的一个实施例，如图7b所示，如果陷波频率是在R1区域750，则子载波SC（n-1）770、SC（n）775和SC（n+1）780被屏蔽（总共三个子载波）。如果陷波频率是在R2区域，则每侧最近的两个子载波（例如，SC（n-1）770、SC（n）775，SC（n+1）780和SC（n+2）785）被屏蔽（总共四个子载波）。
在频域预加重滤波器模块560进行必要的衰减补偿和自适应陷波模块565执行任何所需的频率陷波操作之后，IFFT模块570使用一个N位的IFFT输入向量来制定将用于引导循环前缀的时域OFDM字。换句话说，IFFT模块570将频域中的信息转换成时域中的信息，因为在所述信道上的随后操作是在时域中进行的。
此后，循环前缀模块575负责通过在传输的码元之间建立一个间隙来减轻ISI。换句话说，可编程的循环前缀长度会根据信道的延迟扩展而改变。原因是对音调进行扩展会使信道产生异常，而且一个码元的音调太接近另一个码元的音调。通过加入间隙，就可防止ISI干扰。
再参考图4和5A，频谱整形模块430包括一个RC整形模块580和时域预加重滤波器585。RC整形模块580通过去除高频成分来平滑OFDM信号。时域预加重滤波器585提供了一个线性均衡方法，其中，在频域预加重滤波器560不能完成合适的衰减的情况下，发送信号频谱被整形以补偿幅度失真，并进一步补偿发射信号在通过电力线传播时引起的引入到该信号的衰减。因此，时域预加重滤波器585作为可执行低通和高通滤波的一个倾斜滤波器，其中在执行低通滤波过程中调节增益以在更高的信号频率上调整信号衰减。
在图4中所显示的OFDM接收器450的示例性实施例在一个预定的低频区域内支持基于多音调OFDM的通信。接收器450包括多个逻辑模块，其中有数据恢复模块460、解调模块470、解码模块480和信道重新配置模块490。盲信道质量测量方案可用于自适应地改变链接中使用的编码和调制，以实现可靠的通信。
现在参考图8，OFDM接收器450的数据恢复模块460包括一个可编程增益放大器（PGA）模块810、信道均衡器模块815、直流阻断器和干扰消除模块820、根均方（RMS）模块825、自动增益控制（AGC）模块830、同步检测模块835和快速傅立叶变换（FFT）模块840。
首先，PGA模块810被用来管理通过电力线220到达接收器450的传入信号的幅度。PGA模块810测量输入信号，并确定信号是否较弱（增益低于预定的阈值）。如果如此，PGA模块810调整放大器815的增益，以放大输入信号来取得用于解调的足够的放大电平。
调整后的信号被路由到直流阻断器和干扰取消模块820。直流阻断器模块821被用于从输入信号中去除直流偏移，因为模拟-数字转换器和前端模拟电路预计至少会有一些直流残留。干扰取消模块822被配置以检测干扰信号的存在，并从输入信号中去除它。去除直流偏移和干扰信号的目的是避免自动增益控制模块830进行不正确的读取，设计它们以使输入信号正常化以达到预定的功率级。信号上干扰的存在可能会影响输入信号的增益调整。
RMS模块825被用来测量信号功率和/或信噪比（SNR），它们由如下所述的信道评估模块855使用。
在被自动增益控制模块830调整后，其中所述自动增益控制模块830可被用于跟踪信号的变化并使接收到的信号标准化为合适的位大小，以确保软维特比（Viterbi）解码器875（下面）最优化地工作，输入信号被提供到同步检测模块835，它分析输入信号的内容，以检测帧头码元和数据码元的开始。此外，同步检测模块835确定当前的PHY帧（“正常”或“鲁棒”）的运行模式。
只要确定了数据码元的开始，在信道中，这样的数据传送到FFT模块840以将时域信息转换成为频域信息。此后，一个信道均衡器模块845执行自适应频域信道均衡（FEQ技术，通过基于每个子载波的接收信号电平来均衡接收信号，以补偿信道中高频率处的严重衰减。
作为一个例子，信道均衡器模块845的功能特点是一个包括一组复系数的表格，所述复系数在使用OFDM进行调制时用来校正每个子载波的幅度和相位。由模块845执行的FEQ技术，通过将接收的子载波的星座点（在频域中）乘以一个自适应的复数值（例如，使用最小均方更新算法来计算），对引入到每个子载波的相位和幅度失真进行校正。由于被自适应化，信道均衡器模块845能调节各个信道之间的差异，也能跟踪在同一个信道中的、可能由于温度变化和其他参数的变化而引起的差异。换言之，信道均衡器模块845被用来应对选频的、衰落的信道。当然，在另一种实施例中，信道均衡器模块845可以是静态的。
来自信道均衡器模块845的输出数据用于解调器模块470。如图4和图8所示，解调器模块470包括解调器850，用于解调输入信号，以恢复其中所包含的数据。作为一个说明性的实施例，输入信号是按照选定的解调方案，比如差分二进制相移键控（DBPSK）进行解调。解调器850的输出被提供到信道重新配置模块490。
信道重新配置模块490包括信道评估模块855，所述信道评估模块855利用由RMS模块825所测定的SNR测量值来确定信号质量是否是可以满足正常模式的运行，或者接收器450需要在ROBO模式下运行。通常，信道评估模块855执行两个操作。
第一，信道评估模块855确定输入信号是否超过预定的SNR值。如果输入信号的信号噪声比（SNR）超过预定的SNR值，接收器450将进入正常模式并将通过MAC层发信令给它的接收器，以发送由该设备回执消息，使得发送器400进入到ROBO模式。但是，如果信噪比水平是令人满意的，反而是信道影响了信号的特性，比如没有充分地检测音调或严重衰减了音调，接收器450将进入ROBO模式并发信令给相应的发送器以进入ROBO模式。
除了信道评估，接收器450也可发信令给相应的发送器400，以在信道衰减去除某些音调并且去除这些音调并不会对所述系统的运行带来不利影响的情况下调整所述音调的数目。所述音调的编号是由在信道重新配置模块490内实施的音调设置模块860所设置的。
根据接收器450是工作在正常模式还是工作在ROBO模式，解码模块480的去交织器模块865恢复由发送方的交织器分布的数据，并将这些数据提供到一个软鲁棒解码器模块870或直接提供到卷积解码模块875、里德-索罗门解码器模块880和解扰器模块885，以恢复该数据。
值得注意的是，自动增益控制模块（AGC）830改善了软鲁棒解码器模块的性能，这是因为输入数据的正常化使得软健壮解码器模块870接收到足够的数据位来预测正确的信息。其中，软鲁棒解码器模块870在与去交织器模块865互相通信，基于其分析的重复位对该位值做出决定。换言之，软鲁棒解码器模块870是一种智能组件，它决定与重复的数据位相关的正确值是什么，以充分利用从鲁棒模式获得的编码。这是通过如下方式完成：给予较好质量和较低噪音（例如基于信噪比测量）的子载波更多的加权,因为这些子载波的数据的准确的可能性更高。
现在参考图9，它显示了OFDM系统的一个更详细的实施例，包括网络系统900的发送器400和接收器450，发送器400包括基于G3的交织器530。CENELEC带宽被分成了多个子信道，它可以被看作为具有不同的无干扰（正交）载波频率的许多独立的PSK调制载波。卷积和里德-索罗门编码提供冗余位，使接收器恢复因背景和脉冲噪声而丢失的位。时间-频率交织方案被用来减少在解码器的输入端收到的噪声的相关性，并提供分集。
在由分配给各个子载波的差分编码相位调制而产生的复数值信号点上，由IFFT模块570生成OFDM信号。通过在由IFFT模块570生成的每个块的开头追加循环前缀构建成了OFDM码元。该循环前缀的长度由循环前缀模块575选择,因此信道群延迟不会导致随后的OFDM码元或相邻子载波互相干扰。
根据本发明的一个实施例，OFDM电力线载波通信G3物理层（OFDM PLC G3 PHY）组件（例如，电路310）支持CELENEC A频带的35.9kHz至90.6kHz部分。采用DBPSK、DQPSK和D8PSK调制单载波方案的OFDM被选择用于在正常操作模式下支持33.4kbps数据速率。采用DBPSK、DQPSK和D8PSK对每个载波进行调制，使得接收器设计得以显著简化，这是因为在接收器中不需要跟踪电路来检测每个载波相位。相反，在相邻的码元载波中的相位被用来作为检测当前码元中的载波相位的参考。
这里还存在着使用这个标准来支持频率高达180kHz的通信的潜在可能。因此，在发送器和接收器的采样频率被选定为0.4MHz，以在发送器（用于PSD整形，以消除信号镜像）和接收器中（用于波段选择和信号增强）中提供高于用于信号滤波的奈奎斯特频率的一些富裕量。
可以使用的载波的最大数量被选择为128，结果是IFFT的大小为256。该结果导致OFDM载波之间的频率间隔等于1.5625kHz *（Fs/N），其中Fs为采样频率而N为IFFT的大小。注意，美中不足的是，比如采样时钟频率的变化会导致载波间干扰（ICI）。在实践中，大约为频率间隔的2％的典型的采样频率变化所造成的ICI是可忽略的。换句话说，在发送器和接收器时钟上，考虑到±20ppm的采样频率，该载波的漂移约等于8Hz，这大约是选定的频率间隔的0.5％。考虑到这些选择，可得出表8中给出的可用载波的数量。
Figure 661007DEST_PATH_IMAGE008
该系统工作在两种不同的模式下，即正常和鲁棒模式。在正常模式下，FEC由里德-索罗门编码器和卷积编码器组成。所述系统还支持采用8和16字节奇偶校验的里德-索罗门码。
在鲁棒模式下，FEC由里德-索罗门和其后跟着重复码（RC）逻辑器533的卷积编码器所组成。RC码逻辑器533重复每个位四次，使系统更为健壮以应对信道损伤。当然，这将减少约4倍的吞吐量。同样，在超级鲁棒模式下，RC码逻辑器533重复每个位六次，使得系统更加健壮。在每个PHY（物理层）帧中的码元数量是基于两个参数选择的：所需的数据传输速率和可接受的鲁棒性。码元数量、里德-索罗门块大小以及与36个音调相关的数据传输速率被列于表9和10中。
Figure 392203DEST_PATH_IMAGE009
表11列出了包括以FCH传输的数据的速率。为计算该数据速率，假设包被连续不断地发送，其中没有帧间的时间间隙。
Figure 15262DEST_PATH_IMAGE011
表11：用于各种调制的数据速率（包括FCH）（*：P16是采用16字节奇偶校验的里德-索罗门； **：P8是采用8字节奇偶校验的里德-索罗门）
数据传输速率是基于每个PHY帧（N3）的码元数量、每个码元的载波数量（Ncarr）和由FEC块添加的奇偶校验位数量计算得出的。作为一个例子，考虑在CENELEC A波段内在鲁棒模式下工作的系统。整个PHY帧所承载的位的总数等于：
Total_No_Bits = N3 × Ncarr = 40 × 36 = 1440位
鲁棒编码器的输入端所需的位数由下式给出：
No_Bits_Robust = 1440 × RobustRate = 1440 × 1/4 = 360位
考虑到如下事实，即卷积编码器的速率等于1/2（CCRate = 1/2），并考虑到加入CCZerotail=6位零来终止编码器的状态使之成为全部零状态，那么在里德-索罗门编码器的输出端的码元的最大数量(MAXRSbytes)必须等于：
MAXRSbytes = floor ( (No_Bits_Robust × CCRate -CCZeroTail)/8) = floor ((360 × 1/2 - 6) /8) = 21
删除与奇偶校验位相关的8个码元的码元（在鲁棒模式下），得到：
DataLength = (21–ParityLength) × 8 = 104位
在物理层帧的持续时间内传输该280位。一个物理帧的持续时间按下列等式计算：
TFrame = (((NS+NFCH) × (NCP + N - N0) + (Npre × N)))/FS
其中Npre、N、N0和NCP分别是在帧头中的码元的数量、FFT长度、在一个码元的每一侧重叠的采样数量和循环前缀中的采样数量。NFCH是FCH中的码元的数量。FS是采样频率。对于不同频带的所有这些参数的典型值在表12中给出。
Figure 565324DEST_PATH_IMAGE012
替换该等式中的数字，可得到40码元帧的TFrame(帧持续时间），如下：
TFrame = ((40+13) × (256 + 22) + (9.5 × 256))/400000 = 0.0429秒
因此数据传输速率的计算方法是：
数据速率=104/0.0429〜2.5kbps
该PHY支持两种类型的帧。该OFDM PHY的数据帧的一个实施例显示在图10中。每个帧1000以帧头1010开始，除AGC自适应外它还被用于同步和检测。在上面的符号函数中，“SYNCP”简单地指乘以+1的码元，“SYNCM”指乘以-1的以码元。帧头1010包括8个SYNCP 码元1020（例如，8个‘P’码元），其后跟着一个半SYNCM码元1030，在相邻码元之间没有循环前缀。在开头点上，第一个码元（第一SYNCP 1021）包括升余弦整形。在结尾点上，最后的半个码元1031也包括升余弦整形。帧头1010跟随着分配给帧控制头（FCH）1050的13个数据码元1040。FCH 1050具有解调该数据帧所需的重要的控制信息。其后传输数据码元1060。在图10中，“GI”是包含有循环前缀的保护间隔。
PHY还支持ACK/NACK帧1100，它仅包括一个帧头1110和FCH 1120。ACK帧1100的帧结构的一个示例性实施例显示在图11中。在FCH 1120中的位字段将执行ACK/NACK信令，解释如下。
其帧头由8个相同的P码元（SYNCP）和11/2个相同的M码元（SYNCM）组成。每个P和M码元是256个采样，并且被预先储存在发送器中并正好在数据码元之前传送。P码元被用于AGC自适应、码元同步、信道评估和初始相位参考估算。除了M码元所有的载波都偏移π相位外，M码元与P码元是相同的。在接收器端，码元P和码元M波形之间的相位距离被用于帧同步。通过产生36个等距的载波来生成一个P码元，其中用到的每个载波的相位由表13中所示的φC给定。产生这个信号的一种方法是在频域中开始并用初始相位φC创建36个复合载波，如表13所示。图12显示了该36个子载波是怎样被映射到IFFT输入上的，其中首先调制的子载波是子载波23而最后调制的子载波是子载波58。
表13：相位矢量的定义
关于帧控制头1050的一个实施例，紧接着帧头之后的四个数据码元被保留用于帧控制头（FCH）。FCH是在每个数据帧开始传输的数据结构，并包含有关当前帧的信息。其中有帧类型、该帧的音调索引、该帧的长度等等。在一个实施例中，FCH数据用CRC5保护。表14a定义了FCH的结构。FCH可以使用默认的音调映射（所有允许的子载波）。
Figure 580870DEST_PATH_IMAGE014
帧长度位字段给出了该帧中码元的数量，并基于下列等式：码元数量= FL*4
FCC和ARIB频带提供更宽的带宽，允许使用更大的FCH，因此使新的FCH将有额外的24位音调映射，3位CRC（CRC8）和5个保留位。因此，一个额外的32位被用于FCH，如下面的表14B所示：
Figure 635545DEST_PATH_IMAGE015
尽管没有得到显示，5位循环冗余校验（CRC）被用于FCH中的误差检测。CRC5是作为34位序列的一个函数计算的。CRC5是使用下面的5次方标准生成多项式计算的：
G(x) = x5 + x2 + 1，其中CRC5是FCH多项式除以生成多项式的余数。
回头参考图9，根据本发明的一个实施例，加扰器500有助于对数据进行随机分布。数据流使用以下的生成多项式与重复PN序列进行异或（XOR-ed）运算：
S(x) = x7⊕x 4⊕1
图5C图示了这一点。在处理每个PHY帧的开始，加扰器中的位被初始化全都成为1。
对于FEC编码，FEC编码器由RS编码器510及其后跟着的卷积编码器510组成。在鲁棒模式下，一个额外的编码器，即重复码（RC）逻辑（未显示），被用在卷积编码器520之后，以便对卷积编码器的输出端的位重复四次。
里德-索罗门编码器
使用伽罗瓦域GF(28) 通过缩短的系统化RS（N = 255，K = 239，T = 8）和RS（N = 255，K = 247，T = 4）代码对来自加扰器的数据进行编码。RS码元字长度（即里德-索罗门块中使用的数据字的大小）被固定为8位。对于不同的配置，T（可校正的码元错误数）的值可以是4或8。对于鲁棒模式，使用T=4的代码。RS块中的奇偶校验字的数量为2T字节。
代码生成多项式：
Figure 972985DEST_PATH_IMAGE016
字段生成多项式：p(X)=x8+x4+x3+x2+1（435八进制）
α0的表示为“00000001”，其中该RS码元的最左边的位是MSB，其在时间上首先从加扰器进入RS编码器并首先从RS编码器出去。
该算法是在伽罗瓦域GF(28)中进行的，其中αi是原始元（primitive element），它满足原始二进制多项式x8 + x4 + x3 + x2 + 1。数据字节(d7, d6, ..., d1, d0) 与伽罗瓦域元素(d7α7 + d6α6 +... + d1α1 + d0)相同。
时间上来自加扰器500的第一位成为RS编码器510的输入端码元的最高有效位。每个RS编码器输入块是由一个或多个填充码元（“00000000”）其后跟随消息码元而形成的。RS编码器的输出（具有放弃的填充码元）的处理在时间上是从第一消息码元到最后一个消息码元，其后跟随着奇偶码元，每一个码元首先都移出最高有效位。
卷积编码器
在里德-索罗门块的输出端的位流用标准速率=1/2、K=7的卷积编码器编码。抽头连接被定义为X=0b1111001和Y=0b1011011，如图5D所示。
当送到卷积编码器520的最后一位数据已被接收时，卷积编码器插入6个尾位，以将卷积编码器返回到“零状态”。这改善了卷积解码器的误差概率，解码时它依赖于未来的位。尾位被定义为六个零。
4次重复编码
在鲁棒模式下，由此产生的数据包由交织器530内的RC码逻辑重复四次，交织器530在图9中由“鲁棒交织器”910表示。这种编码器只有在鲁棒模式才会被激活。通过重复帧四次来完成重复。对于FCH，超级鲁棒模式被采用，在图9中由S-鲁棒交织器920表示。此模式使用6次重复，提高了系统的稳定性。
6次重复编码
在超级鲁棒模式，所产生的数据包由交织器（如其中的RC码逻辑533）重复6次。通过重复帧六次来完成重复。超级鲁棒模式仅用于数据帧的帧控制部分（FCH）。交织器的功能在图5E-5F中被图示并如上所述。
每个载波用差分二进制或差分正交相移键控（BPSK、DBPSK、DQPSK或D8PSK）或 鲁棒（Robust）调制。鲁棒调制是DBPSK的一种鲁棒形式，它提供了扩展的时间和频率的分集，以改善系统在不利条件下的运行能力。前向纠错编码（FEC）被应用于帧控制信息（超级鲁棒编码）和通信包中的数据（级联的里德-索罗门和卷积编码）。
映射块也负责保证传输信号符合给定的音调映射（Tone Map）和音调屏蔽（Tone Mask）。音调映射和音调屏蔽是MAC层的概念。音调屏蔽是一个预定义（静态）的系统范围的参数，它定义了启动、停止和陷波频率。音调映射是一个自适应的参数，基于信道评估，包含一个载波列表，用于两个调制解调器之间的特定的通信。例如，可避开遭受深度退化的载波，并且在这些载波上没有信息传输。
DBPSK，DQPSK，D8PSK，Robust
数据位被映射以便差分调制（DBPSK、DQPSK、D8PSK或Robust）。代替使用相位参考向量φ，每个相位矢量使用相同的载波以及先前的码元作为其相位参考。第一个数据码元使用预定义的相位参考矢量。用于Robust，DBPSK，DQPSK和D8PSK的数据编码在表15和表16中得到定义，其中Ψk是来自先前的码元的第k个载波的相位。在DBPSK（和Robust）中，0度的相移表示二进制 “0”而180度的相移表示二进制“1”。在DQPSK中，一对2位被映射到4个不同的输出相位。0、90、180、和270度相移分别表示二进制“00”、“01”、“11”和“10”。
Figure 429506DEST_PATH_IMAGE017
在D8PSK中，组合3位来建立每一个复合码元。基于三个位的值有8个级别的相移可以选择：0、45、90、135、180、225、270和315。这些位通常是格雷编码（grey-encoded），因此每两个相邻的码元只有一位不同，此属性是在软解码过程中使用的。表17和图13显示了D8PSK调制的属性。
Figure 826989DEST_PATH_IMAGE018
表17：第k个子载波的D8PSK编码表
另外，用来计算表15和表16中的“输出相位”的相位差，可以在星座图中表示（参考相位被假设等于0度），如图14所示。
关于软解码，为提高性能，有可能对先前定义的调制使用软解码。通过软解码，这些位的硬值（hard value）不在解调器的输出端决定，而是一个实数（通常是固定的宽度）值被分配给每个位，分配的依据是其可靠性（位是0或1的可能性）。该可靠性信息随后可在信道解码器中使用，以显著提高系统性能。
AC相位检测
为了达到同步的目的，有必要知道每个联网设备置于哪个相位，特别是对于无线仪表。相位检测是由发送器联网设备（如发射仪表）400执行的，发送器联网设备400在将要发送包的时刻基于一个内部的相位计数器生成一个时间戳。图9中，该内部的计数器被称为“PDC”930，它使用零交叉作为参考（即该内部计数器与过零检测器同步）。接收器联网设备（例如，RX仪表）450提供了自己的时间戳，并且Tx仪表与Rx仪表之间的延迟提供了相位差。获取发送器联网设备与接收器联网设备之间的相位差的程序如下：
（a）联网设备具有一个内部定时器，它与过零检测器同步；
（b）发送器联网设备400包括一个多位（例如，8位）计数器，它在传输有效载荷时提供了一个放置在FCH帧上的时间戳；
（c）在检测FCH帧时，接收器联网设备450计算延迟，即发送计数器（Tx_Counter）与接收计数器（Rx_Counter）之间的差值。相位差应该以下面的等式（6）来计算。
（6）相位差=（Rx_Counter - Tx_Counter）/3
电磁传播时间和用于数据包处理和检测的额外的延迟应被视为测量延迟。电磁传播延迟为5.775us/km，则可以忽略不计；但是，处理延迟应计入上面的等式（6），因此：
（7）新的相位差 =（Rx_counter - detection_delay）-（Tx_Counter - trasmission_delay）/3
虽然已用几个实施例描述了本发明，但本发明不应被所描述的那些实施例所限制，而是在本发明的权利要求所要求的精神和范围内，可通过各种修改和更改得以实现。

Claims (30)

1.一种适应于在电力线上传输信号的集成电路，所述集成电路包括：
编码模块，所述编码模块包括适应于在包括第一模式和第二模式的多个模式下工作的交织器，所述交织器在被设置为第二模式时对输入数据进行重复编码；以及
与所述编码模块通信的调制模块，所述调制模块用于补偿在通过电力线传输信号的传播过程中产生的衰减。
2.根据权利要求1所述的集成电路，进一步包括：
与所述调制模块通信的频谱整形模块，所述频谱整形模块用于补偿幅度失真并进一步补偿在通过电力线传输信号的传播过程中产生的衰减。
3.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述调制模块包括自适应陷波模块，以避免在一个或多个选定频率上进行数据传输。
4.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述编码模块对输入数据进行随机化，并在传输信号中插入误差校正数据。
5.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述编码模块进一步包括加扰器以及至少一个编码器，所述加扰器随机分配输入数据。
6.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述调制模块执行D8PSK调制。
7.根据权利要求5所述的集成电路，其中，所述至少一个编码器包括一个里德-索罗门编码器，所述里德-索罗门编码器耦合到卷积编码器并将其输出传输到所述卷积编码器。
8.根据权利要求7所述的集成电路，其中，在第一模式期间，所述交织器智能地对输入数据在频率和时间上进行随机化处理，并且当被设置为第二模式时，除了对输入数据在频率和时间进行随机化处理之外，进一步通过减少数据传输速率和执行重复编码以促成在劣化的信道上进行通信。
9.根据权利要求8所述的集成电路，其中，当被设置为第二模式时由所述交织器执行的重复编码包括对从卷积编码器处接收到的输入数据的数据位进行多次重复，并在统计学上在不同的频率处以及在不同的码元内放置所述数据位的每个重复。
10.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述交织器在第二模式下运行时对输入数据的一部分进行至少四次重复，并将结果数据输出到所述调制模块。
11.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述编码模块的交织器进一步运行在所述多个模式中的第三模式下，并在将输入数据提供到所述调制模块的自适应音调映射器模块之前，所述第三模式对所述输入数据的一部分进行至少六次重复。
12.根据权利要求11所述的集成电路，其中，所述编码模块的交织器运行在所述多个模式中的第三模式下时，只对所述输入数据的数据帧中的帧控制部分执行重复编码。
13.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述编码模块的交织器适用于在所述多个模式的第三模式下运行，与运行在第二模式下时相比，所述交织器运行在第三模式下时执行更大的重复编码。
14.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述编码模块的交织器进一步运行在所述多个模式中的第三模式下，在将所述输入数据提供到基于PSK的映射逻辑器之前，所述第三模式对所述输入数据的一部分进行至少六次重复。
15.根据权利要求14所述的集成电路，其中，基于所述PSK的映射逻辑器支持DBPSK、DQPSK和D8PSK中的至少一种。
16.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述调制模块包括自适应音调映射模块，所述自适应音调映射模块接收来自所述交织器的数据包并使用PSK调制将数据位映射到对应的模拟频率上。
17.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述调制模块包括自适应音调映射模块，所述自适应音调映射模块估算接收到的信号子载波的信噪比，并基于所估算的信噪比，自适应地选择一个可用的音调以及最佳的调制和编码率，以确保通过电力线信道的通信的可靠性。
18.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述电力线是交流电力线和直流电力线中的一种。
19.一种适应于在电力线上传输信号的集成电路，所述集成电路包括：
编码模块，适应于在包括第一模式、第二模式和第三模式的多个模式下运行，所述编码模块当被设置为在第二模式和第三模式下运行时进行重复编码，并且在第三种模式下对数据帧的帧控制部分进行更大的重复编码；
与所述编码模块通信的调制模块，所述调制模块包括自适应陷波模块，以避免在一个或多个选定频率上进行数据传输。
20.根据权利要求19所述的集成电路，进一步包括与所述调制模块通信的频谱整形模块，所述频谱形模块用于补偿在通过电力线传输信号的传播过程中产生的衰减。
21.根据权利要求20所述的集成电路，其中所述调制模块进一步包括自适应音调映射模块，所述自适应音调映射模块接收来自所述编码模块的数据包，并对所述数据进行调制，以将所述数据帧的位映射到相应的模拟频率上。
22.根据权利要求19所述的集成电路，其中，得到调制模块进一步包括帧头插入模块，以将帧头插入到要传输的每个帧的开头，所述帧头用于确定帧的到达以及在该帧内对数据进行的调制的类型。
23.根据权利要求20所述的集成电路，其中，所述调制模块进一步包括频域预加重滤波器模块，以补偿由于信道特性造成的衰减，每个滤波器系数值代表从零分贝到十二分贝范围内的至少一个音调的衰减。
24.根据权利要求19所述的集成电路，其中，所述自适应陷波模块适应于在频谱内放置可编程的凹陷，以避免在该频谱中的一个或多个选定的频率上进行数据传输。
25.根据权利要求24所述的集成电路，其中，所述调制模块进一步包括IFFT模块，用于将信息从频域转换到时域。
26.根据权利要求25所述的集成电路，其中，所述调制模块进一步包括耦合到所述IFFT模块的循环前缀模块。
27.根据权利要求19所述的集成电路，其可在通过电力线与另一联网设备通信的联网设备中实现。
28.一种网络设备，通过电力线信道在1千赫至600千赫的频带范围内进行通信，所述网络设备支持正常的运行模式和至少一个鲁棒运行模式，所述至少一个鲁棒运行模式提供了额外的冗余以促成在1至10千赫之间的严重衰减的信道中的通信。
29.根据权利要求28所述的网络设备，其中，所述至少一个鲁棒模式包括一个鲁棒模式和一个超级鲁棒模式，超级鲁棒模式在鲁棒模式之上提供了额外的冗余，以促成在1至500千赫之间的严重衰减的信道中的通信。
30.一种发送器，包括：
卷积编码器；
耦合到所述卷积编码器的交织器，所述交织器适应于在多个模式下运行，以便当被设置运行在所述多个模式中的第一模式下时执行第一级重复编码，并且当被设置运行在所述多个模式中的第二模式下时执行高于第一级的第二级重复编码。
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