CN102484481B - 用于处理表示转换器输出电流的模拟确定的值的测量值信号的方法和执行该方法的装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于处理测量值信号的方法和执行该方法的装置，该测量值信号表示转换器输出电流的模拟式确定的值，其中将由传感器、尤其包括分流电阻的传感器检测的测量值信号输送到相应的处理通道，它具有至少一个Δ-∑调制器。

Description

用于处理表示转换器输出电流的模拟确定的值的测量值信号的方法和执行该方法的装置

技术领域

本发明涉及一种用于处理表示转换器/逆变器(Umrichter)输出电流的模拟确定的值的测量值信号的方法和执行该方法的装置。

背景技术

由DE 10 2005 005 024 B4已知一种方法，其中由一个作为角度传感器使用的分解器产生的模拟的载频电压-信号值转换成数字式的数据流，该载频电压-信号值的变化基本是正弦形的并且其振幅对应于要被检测的角度值的正弦值或者余弦值。对于这个模数转换，使用Δ-∑调制器，对该调制器后置Sinc³-滤波器，它起到低通滤波器的作用。因为该文献的图5的三个组合作用的累加器以比三个以更缓慢节拍频率F_D运行的差分器更快的节拍频率F_S运行。在滤波器的输出端出现多比特-数据流，它按照该文献的图2输送到十进制滤波器OSR2，它基本对应于求和，即形成平均值。因此在其输出端提供数字形式的测量值。

多比特-数据流与其它信号变化的同步是困难甚至完全不可能的。测量持续时间或测量区间的开始和结束只能以长的持续时间T_D调整，因为第三积分器输出端的信号以f_D分段扫描。因此从这个位置起，在信号链中所有的信号都只以粗略的时间量化/数值化T_D来提供。因此只能以T_D的整数倍/整数多倍确定开始或结束或十进制滤波器OSR2测量的测量持续时间。但是在工业应用中经常存在使底层调节回路与顶层调节回路同步的必要性。这些不同的调节回路也可以在空间上分开地实现，其中通过场总线系统传递时间基准。因此存在任务：使底层调节回路与一由外部给定的节拍同步。为此通常略微改变底层调节回路扫描区间的周期长度，以实现同步。为了可以实现高质量的同步，必需使底层调节回路的周期长度以尽可能小的步距变化。因此，最小可能的周期长度调制的粗略的时间量化限制了可实现的同步调节质量。因为在调节回环内部也同步地获得测量值，测量时刻或测量持续时间的粗略量化同样也导致在同步调节时的局限性。

因此本发明的目的是，给出一种测量方法，其中以高的时间分辨率确定测量区间的开始和结束或测量持续时间。在按照本发明的方法中这个时间量化为T_S，它在DE 10 2005 005 024 B4中为T_D。但是为了达到低通滤波器的足够滤波效果，选择T_D显著大于T_S，由此在所述现有技术中得到上述局限性。

由EP 0 320 517 B1已知一种数字式十进制滤波器，其中最后的差分器k具有延迟环节，它以输出数据节拍的周期长度、即十进制节拍dt延迟。因此也只能实现整数倍的十进制节拍dt作为那里的延迟。但是最后的积分器在EP 0 320 517 B1的图1中按照那里的权利要求1配有复位装置，因此它如同差分器一样起作用(EP 0 320 517 B1，权利要求1，第56行)。

发明内容

因此本发明的目的是，改进在获得测量值时的模数转换。

按照本发明，这个目的在方法方面以在权利要求1，2或3中给出的特征实现，而在装置方面以在权利要求11中给出的特征实现。

本发明在方法中的重要特征是，本方法用于处理测量值信号，该测量值信号表示转换器输出电流的以模拟方式确定的值，其中将由传感器——尤其包括分流电阻——测得的测量值信号输送到相应的处理通道，所述处理通道具有至少一个Δ-∑调制器。

其优点是，以模拟方式获得测量值并且能将这个模拟值输送到Δ-∑调制器、进而将其转换成数字形式。在此特别有利的是，由调制器输出的数据流是1比特数据流，因而能被简单地继续传输到一分析处理单元、例如具有数字式滤波器的信号电子装置。此外可以避免时基抖动(Jitter)问题。

在一种有利的扩展结构中，将Δ-∑调制器的输出数据流输送到数字式的滤波器，其中将该输出数据流按照曼彻斯特编码方法传递到数字式的所述滤波器，其中所述滤波器在空间上与所述Δ-∑调制器分开。其优点是，仅需单导线连接来传递数据。

在一种有利的扩展结构中，特别是在无附加的节拍信号输送的情况下和/或以曼彻斯特编码，将数字式的数据、即Δ-∑调制器的1比特输出数据流作为简单的1比特二进制信号输送。其优点是，为了传递数据需要唯一的差分串联数据通道。由此能够在输入端实现节拍信号的滤出、进而实现对调制器1比特输出数据流的改建。

在一种有利的扩展结构中，将Δ-∑调制器的输出数据流输送到至少一个数字式的滤波器，尤其是与Δ-∑调制器在空间上分开设置的滤波器。其优点是，能够以简单的措施实施从调制器到滤波器的在电方面隔离的数据流输送。

在一种有利的扩展结构中，将测量值信号输送到Δ-∑调制器，该Δ-∑调制器在输出端提供比特流、尤其是1比特数据流，

其中，将所述比特流输送到数字式的第一滤波器，该第一滤波器将比特流转换成数字式的中间字流、即多比特数据流，

其中，数字式的第一滤波器具有数量为n的串联设置的累加器、尤其是积分器，其中n是整数且等于或大于1，尤其是等于或大于2，

其中，所述比特流以节拍频率f_S、即以节拍周期T_S＝1/f_S节拍工作(getaktet)，因此使数字式的中间字流以节拍频率f_S、即节拍周期T_S＝1/f_S节拍工作、进而更新，

其中，将数字式的第一滤波器的输出信号输送到数字式的第二滤波器，

其中，数字式的第二滤波器具有第一结果数据字流与第二结果数据字流之间的差作为输出数据字流，

其中，第一结果数据字流和第二结果数据字流在第一时间区间和第二时间区间上由中间数据字流确定，其中，第一时间区间和第二时间区间设置成相距一时间间隔T1，

其中，第一结果数据字流作为时间离散的(n-1)阶微分以时间刻度T_D由中间数据字确定，

其中，第二结果数据字流作为时间离散的(n-1)阶微分以时间刻度T_D由中间数据字流确定，

其中，T1大于T_D的两倍，尤其是T1是节拍周期T_S的整数倍。

在数字式的第二滤波器的输出端处的信号节拍T_U可以按照本方法的应用和实施例而不同地选择。例如，在此作为信号节拍T_U可以使用T1，T_D或T_S或T_S的其它整数倍。在此有利的是，可以将T_U选择成T_S的整数倍，从而能以高时间分辨率进行调整。

例如，本发明可以以一种实施方式应用，在该实施方式中使用按照本发明的方法来检测转换器的输出电流“i”，该转换器以脉宽调制方式运行。在此，测量持续时间T1例如在半个PWM周期持续时间上延伸。由此可以以T_S的高时间分辨率根据所期望的测量持续时间非常准确地调整T1。此外，在每个PWM周期中都希望进行测量，由此与T1无关地根据PWM周期持续时间T_PWM确定T_U。这同样可以以T_S的高时间分辨率实现。尽管例如T_PWM不是T_S的整数倍，但是通过使用按照本发明的方法在确定T_U时与之的时间偏差是极小的。

其优点是，能实施更好的模数转换，其中可以使用一数字式滤波器，该数字式滤波器一方面具有低通功能，另一方面提供数据流从而在Δ-∑调制器的输入端以非常高的精度提供关于信号电压值的数字式信息。在此特别有利的是，累加器的串联结构不是跟随有接下来形成平均值的差分器，而是利用简单的运算、例如减法和加法或与系数2相乘或类似运算以相应适合的时间间隔耦联仅很少几个的中间数据字。因此以低费用实现了高精度的模数转换。此外，即使在硬件中实现时也能无特殊费用地实现时间间隔T_D的变化。

本发明的另一优点是，在累加器中无需使用复位装置、从而能实现无失真的结果。

在本方法中的重要特征是，其用于处理以模拟方式确定的测量值信号，

其中，将测量值信号输送到Δ-∑调制器，该Δ-∑调制器在输出端提供比特流、尤其是1比特数据流，

尤其是该比特流的平均值或经平滑的(gleitender)平均值对应于测量值信号，

其中，将所述比特流输送到数字式的第一滤波器，该第一滤波器将比特流转换成数字式的中间字流、即多比特数据流，

其中，数字式的第一滤波器具有数量为n的串联设置的累加器、尤其是积分器，其中n是整数且等于或大于1，尤其是等于或大于2，

其中，所述比特流以节拍频率f_S、即以节拍周期T_S＝1/f_S节拍工作，因此使数字式的中间字流以节拍频率f_S、即节拍周期T_S＝1/f_S节拍工作、进而更新，

其中，将数字式的第一滤波器的输出信号输送到数字式的第二滤波器，

其中，数字式的第二滤波器的输出数据字流是第一结果数据字流与第二结果数据字流之间的差，

其中，第一结果数据字流和第二结果数据字流在第一时间区间和第二时间区间上由中间数据字流确定，其中，第一时间区间和第二时间区间设置成相距一时间间隔T1，

其中，第一结果数据字流由与第一时刻对应的中间数据字的两倍确定，其中，减去在第一时刻前时间间隔T_D处的中间数据字和在第一时刻后时间间隔T_D处的中间数据字，

其中，第二结果数据字流由与第二时刻对应的中间数据字的两倍确定，其中，减去在第二时刻前时间间隔T_D处的中间数据字和在第二时刻后时间间隔T_D处的中间数据字。

其优点是，三个累加器连同随后的二阶差分器便足以实现高品质的数字式信号。

在本发明中还有利的是，用于确定数字式的第二滤波器的输出数据字流的计算步骤、即在第一结果数据字流与第二结果数据字流之间的差的形成可以重叠地执行。因此，通过并行的时间上重叠的计算、即这种差的形成可以进一步提高输出端的数据率。

在一种有利的扩展结构中，T1大于或等于T_D的两倍。其优点是，可以实现低通滤波。

在一种有利的扩展结构中，节拍周期长度T_D是T_S的整数倍。其优点是，可以简单地执行硬件实现。

在一种有利的扩展结构中，所述数字式的第一滤波器包括三个直接前后设置的积分器或累加器。其优点是，可以建立简单的数字低通滤波。

在一种有利的扩展结构中，所述比特流的经平滑的平均值相当于测量值信号。由此，如果基于经平滑的平均值的大时间间隔，则可以以高精度描述测量值。

在一种有利的扩展结构中，在Δ-∑调制器中使用的节拍信号被施加在数字式的第一滤波器的节拍输入端。其优点是，可以执行简单的实现。

在用于确定转换器输出电流的方法中的重要特征是，将与输出电流对应的、由传感器检测的测量信号输送到相应的处理通道，在该处理通道内执行上述的方法。因此有利地在转换器中执行更好的电流检测。

在用于执行上述方法的装置中的重要特征是，传感器与Δ-∑调制器一起设置在功率电子装置上、尤其是与功率电子装置设置在公共的外壳中，数字式的滤波器设置在信号电子装置上、尤其是与信号电子装置一起设置在公共的外壳中。其具有优点。

在一种有利的扩展结构中，所述滤波器在空间上与Δ-∑调制器分开地设置。其具有优点。

在一种有利的扩展结构中，Δ-∑调制器与滤波器在电方面隔离地设置，特别是其中感应地传递信号或利用光波导体传递信号。其具有优点。

由从属权利要求给出其它优点。

附图标记清单

T_S＝1/f_S   节拍周期

T_D＝1/f_D   节拍周期

T1         时间间隔

M    交流电机

D    差

1    具有终端级的功率电子装置

2    电流测量

3    用于为终端级开关产生PWM控制信号的信号电子装置

4    1比特数据线

附图说明

现在借助于附图详细解释本发明。

图1示出按照本发明的方法的主要步骤，

图2示出按照本发明可建立的结构。

具体实施方式

在此，交流电机M由转换器供电，其中该转换器利用其功率电子装置1提供交流电压，由此可以调节电机的转速。

在此，功率电子装置1具有一终端级，该终端级包括半导体开关的三个半桥，其中所述开关从信号电子装置3得到脉宽调制的控制信号或者由信号电子装置3向功率电子装置1包括的驱动级提供对应的信息，该驱动级产生对应的经脉宽调制的信号并将其输送到开关。

所述信号电子装置设置在与功率电子装置的区域在空间上分开的区域中。例如功率电子装置设置在第一外壳中而信号电子装置设置在第二外壳中，其中第一外壳和第二外壳设置在不同的空间区域中。

在功率电子装置的区域中、优选在功率电子装置外壳中或与功率电子装置外壳直接连接地设置用于检测电机电流的检测装置。在此，在三相交流电的实施方式中，检测交流电机的两个相电流就足够了。所述检测装置最好包括至少一个分流电阻。这个电阻或者设置在转换器终端级的其中一个半桥中，或者设置在输入导线中，由输入导线为三个半桥供电。在上述情况下，可根据时刻来检测属于一相应半桥的电流，因为在转换器供电的交流电机中，与时间有关地分别只自由接通相应半桥的开关中的一个。

用于检测电机电流的检测装置2至少还包括一Δ-∑调制器。因此，每个在电机相上检测出的测量值被输送到相应的、包括Δ-∑调制器的处理通道。因为Δ-∑调制器在输出端提供一比特流，即1比特数据流，所以检测出的、由模拟转换成数字式表示的值简单且没有高费用地被继续传导到在空间上远离设置的信号电子装置3。这个信号电子装置使用测得的电流，来确定待调整的转换器输出端的电压值或者从属的脉宽调制特性。

特别简单地，以电分离的方式实现数字式的1比特数据流向信号电子装置的传递，即例如通过光波导体或变压器实现。在此在使用曼彻斯特编码数据传递方法的条件下实现传递。在此，Δ-∑调制器的自身输出信号与更高频率的节拍信号耦联，例如与XOR，即专用-ODER耦联，并且传递这个耦联的信号。更高频节拍信号具有例如Δ-∑调制器的取样节拍信号一半的周期长度。接收端的解码可简单且没有特殊费用地实现。通过这种方式可以毫无问题地、尤其无干扰地在大的空间间隔上传递信号。在此，可以使用导线连接的微分的串联数据通道，该通道包括电分离部。备选地也可以使用无线传递或者光波导体传递。对于更短的间隔，非微分的数据传递也是足够的。

在此，本发明的特别重要的优点是，相应的1比特数据流也在长的路程上无干扰地传递，因为它数字式地构成。

在信号电子装置3中，所接收并且又解码到1比特数据流中的传递信号被输送到数字式的滤波器，其中该滤波器由信号电子装置包括。在此滤波器具有三个前后串联的积分器，其中这个串联电路的输出信号引用专门的数据处理方法。

所述滤波器同样最好数字式地构成并且在滤波器的各个组成部分之间需要多比特数据流，它们最好利用并联多比特数据总线实现。越过大的路程传递这种多比特数据流是费事的并且在本发明中不是必要的。此外，可以借助计算机、例如微处理器或类似措施来实现滤波器组成部分。这个计算机例如也可以用于在转换器中作用的调节方法的计算步骤，即例如用于电机的场定位调节的计算步骤。由此可以省去否则必需的附加计算器。

通过这种方式，在信号电子装置中设置有在计算技术上要求高的滤波器，尤其是其中信号电子装置的组成部分也作为滤波器的组成部分起作用。

每个处理通道的1比特数据流作为时间上的平均值具有关于所输送信号的测量值的信息。

在图1中针对相应的处理通道示出按照本发明的、连接在Δ-∑调制器后的滤波器的一部分。

也如同在DE 10 2005 005 024 B4中一样，前后串联地设置三个以节节拍频率率f_S、即节拍周期T_S＝1/f_S运行的、也由滤波器包括的积分器，使得在该串联结构处输出一中间数据字流，这些积分器也称为累加器或者积分环节并且在图1中未示出。与DE 10 2005 005 024 B4不同，在该文献中中间数据字流被输送到三个衔接的、也串联设置的微分器中，但是这三个积分器以慢得多的节拍频率f_D、即节拍周期T_D＝1/f_D运行，而在本发明中实施特殊的数据处理方法。

在图1中示出这个特殊的按照本发明的数据处理。

在此重要的是，中间数据字流以节拍周期T_S的节拍、即以Δ-∑调制器的取样节拍被更新。

由这个中间数据流确定时间上离散的两阶微分，通过在第一时刻将第一中间数据字加到一以时间间隔2xT_D远离的中间数据字并且从这样形成的总和中减去在时间上居中地位于这两个中间数据字之间的中间数据字的两倍值。由此形成第一结果值。

为了形成第二结果值，一方面由上述第一中间数据字以位于时间间隔T₁中的时间区间执行相同的运算。即又对于那里的中间数据字相加一以时间间隔2xT_D远离的中间数据字并且从这样形成的总和中减去在时间上居中地位于这两个中间数据字之间的中间数据字的两倍值，其中居中的中间数据字与为计算第一结果值引用的、居中的中间数据字相距时间间隔T₁。由此形成第二结果值。

在输出端提供这两个结果值的差D，该差是数字形式的经滤波的测量值，其中可以达到高精度。

与DE 10 2005 005 024 B4不同，无需差分器，也无需输出端的十进制滤波器OSR2，这是因为按照本发明输出端的结果直接利用第一结果与第二结果的差值确定。

本发明的特殊优点还在于，T1是T_S的任意整数倍，其中无需采取其它确定。当然在此T1有利地大于T_D的两倍，即T1＞T_D。因为1/T_S例如为多个MHz，即例如大于10MHz，所以T1可以在精细的步骤中被改变。

因此，在运行时间期间，可以以高的时间分辨率改变T1并因此可以无需特殊费用地实施与其它节拍的信号电流的同步。如果例如按照本发明的分解器信号测量值处理被输送到转换器的控制电子装置，因此能够以简单的方式实施与由同转换器连接的场总线规定的节拍的同步。为此只需改变T1的值，这可以以T_S的高时间分辨率实现。

在另一按照本发明的实施例中，如果积分器、即累加器的数量相应地改变，则代替第二时间离散的微分，使用一阶、二阶、三阶或更高阶的时间离散的微分。如果设有n个积分器，为了形成第一和第二结果值分别使用n-元组的规则地相互以时间间隔T_D间隔的中间数据字f_k，其中k为从0至n-1。在此，通过形成以下总和来形成微分：

$\underset{k=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^k\left(\begin{array}{c}n-1\\ k\end{array}\right)f_k$

其中和的下标k为0至n-1。

在图3中示例性地示出一个实施例，在该实施例中使用按照本发明的方法来检测转换器的输出电流“i”，该转换器脉宽调制地运行。在此测量长度T1例如在一半PWM周期长度上延伸。由此可以以T_S的高时间分辨率根据所期望的测量长度非常准确地调整T1。

在图3中分别通过一组三个的小竖线示出用于确定二阶微分的时刻。每组的时间长度为2xT_D。但是因为T_D远大于T_S，所以在图3中不再能够表示出时间间隔T_S。

此外，在每个PWM周期中都希望进行测量。因此与T1无关地对应于PWM周期长度T_PWM来确定T_U。这一点同样可以以T_S的高时间分辨率来实施。尽管例如T_PWM不是T_S的整数倍，但通过使用本发明的方法在确定T_U时使与之在时间上的偏差保持极小。

Claims (19)

1.一种用于处理测量值信号的方法，该测量值信号表示转换器输出电流的以模拟方式确定的值，

其中，将由传感器测得的测量值信号输送到相应的处理通道，该处理通道至少具有Δ-Σ调制器，

其中，将该测量值信号输送到Δ-Σ调制器，该Δ-Σ调制器在输出端提供比特流，

其中，将所述比特流输送到数字式的第一滤波器，该第一滤波器将比特流转换成数字式的中间字流、即多比特数据流，

其中，数字式的第一滤波器具有数量为n的串联设置的累加器或积分器，其中n是整数且等于或大于1，

其中，所述比特流以节拍频率f_S、即以节拍周期T_S＝1/f_S节拍工作，

其特征在于，

使数字式的中间字流以节拍频率f_S、即节拍周期T_S＝1/f_S节拍工作、进而更新，

其中，将数字式的第一滤波器的输出信号输送到数字式的第二滤波器，

其中，数字式的第二滤波器的输出数据字流是第一结果数据字流与第二结果数据字流之间的差，

其中，第一结果数据字流在第一时间区间上由中间数据字流确定，而第二结果数据字流在第二时间区间上由中间数据字流确定，其中，第一时间区间和第二时间区间设置成相距一时间间隔T1，

其中，第一结果数据字流通过以时间间隔T_D对中间数据字流进行时间离散的(n-1)阶微分来确定，

其中，第二结果数据字流通过以时间间隔T_D对中间数据字流时间离散的(n-1)阶微分来确定，

其中，T1大于T_D的两倍或等于T_D的两倍。

2.根据上述权利要求1所述的方法，其特征在于，所述传感器包括分流电阻。

3.根据上述权利要求1所述的方法，其特征在于，所述比特流是1比特数据流。

4.根据上述权利要求1所述的方法，其特征在于，n等于或大于2。

5.根据上述权利要求1所述的方法，其特征在于，所述比特流的平均值或经平滑的平均值相当于测量值信号

n等于3，

其中，第一结果数据字流通过以下方式确定：与第一时刻对应的中间数据字的两倍减去在第一时刻前时间间隔T_D处的中间数据字流和在第一时刻后时间间隔T_D处的中间数据字流，

其中，第二结果数据字流通过以下方式确定：与第二时刻对应的中间数据字流的两倍减去在第二时刻前时间间隔T_D处的中间数据字流和在第二时刻后时间间隔T_D处的中间数据字流。

6.根据权利要求1-5中任一项所述的方法，其特征在于，将所述Δ-Σ调制器的输出数据流输送到数字式的滤波器，其中按照曼彻斯特编码方法将该输出数据流输送到该数字式的滤波器。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，其中，该滤波器在空间上与Δ-Σ调制器分开。

8.根据权利要求1-5中任一项所述的方法，其特征在于，将相应的测量值信号输送到Δ-Σ调制器，该Δ-Σ调制器在输出端提供比特流，

和/或

将数字式的数据作为简单的1比特二进制信号输送或以曼彻斯特编码输送。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，在无附加的节拍信号传递的情况下将Δ-Σ调制器的1比特输出数据流作为简单的1比特二进制信号输送。

10.根据权利要求1-5中任一项所述的方法，其特征在于，将所述Δ-Σ调制器的输出数据流输送到至少一个数字式的滤波器。

11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，将所述Δ-Σ调制器的输出数据流输送到至少一个数字式的、与所述Δ-Σ调制器在空间上分开设置的滤波器。

12.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，时间间隔T_D是节拍周期T_S的整数倍。

13.根据权利要求1-5中任一项所述的方法，其特征在于，所述数字式的第一滤波器包括三个直接前后设置的积分器或三个直接前后设置的累加器。

14.根据权利要求1-5中任一项所述的方法，其特征在于，所述比特流的经平滑的平均值相当于测量值信号。

15.根据权利要求1-5中任一项所述的方法，其特征在于，在所述Δ-Σ调制器中使用的节拍信号在滤波器侧被分离出并且被施加在数字式的第一滤波器的节拍输入上。

16.一种用于执行根据权利要求1-5中任一项所述方法的装置，其特征在于，传感器与Δ-Σ调制器一起设置在功率电子装置(1)上，数字式的滤波器设置在信号电子装置(3)上。

17.根据权利要求16所述的装置，其特征在于，传感器和Δ-Σ调制器与功率电子装置设置在公共的外壳中，和/或数字式的滤波器与信号电子装置(3)一起设置在公共的外壳中。

18.根据权利要求16所述的装置，其特征在于，所述滤波器在空间上与Δ-Σ调制器分开。

19.根据权利要求16所述的装置，其特征在于，Δ-Σ调制器与滤波器在电方面隔离地设置，其中感应地传递信号或利用光波导体传递信号。