CN102480231A - 用于谐振变换器的电路 - Google Patents

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Abstract

一种用于谐振变换器(1204；1326)的电路(1202)，所述谐振变换器设置用于按照突发工作模式工作，所述电路设置用于：接收代表所述谐振变换器输出的信号(1206；1308)；将所述已接收的代表所述谐振变换器输出的信号(1206；1308)与参考信号(1208；1304)进行比较，以便提供误差信号(1310)；以及处理所述误差信号(1310)以便提供控制信号(1210；1328)，其中所述控制信号(1210；1328)设置用于在所述谐振变换器的突发接通时间期间设定所述谐振变换器的开关频率以便控制所述输出功率。

Description

用于谐振变换器的电路
技术领域
本公开涉及用于谐振变换器的电路的领域，并且更具体地而非专有地，涉及具有设置用于测量开关电路输出电压的控制器的电路。
背景技术
其中，因为可以向较高负载提供适度的高效率，谐振变换器正越来越受欢迎。LLC变换器是一种谐振变换器拓扑结构，常用于具有固定DC电压输出的变换器。LLC变换器的原理图如图1所示并且说明如下。
在说明书中对现有公开文献或者任何背景技术的列举和讨论不应该被看作是承认所述文献或背景技术是现有技术或者公知常识的一部分。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了一种用于谐振变换器的电路，所述谐振变换器设置用于在突发工作模式下工作，所述电路设置用于：
接收代表所述谐振变换器输出的信号；
将接收的代表所述谐振变换器输出的信号与参考信号进行比较以便提供误差信号；以及
处理所述误差信号，以便提供控制信号，其中所述控制信号设置用于设定所述谐振变换器的开关频率，以便在所述谐振变换器的突发接通时间(burst on-time)期间控制所述输出功率。
由于通过将接收的代表所述谐振变换器输出的信号与参考信号进行比较所提供的反馈能够在谐振变换器突发期间使得所述输出功率可控，所述电路可以提高所述谐振变换器的效率。这与使用固定开关频率的现有技术相反，因此所述输出功率有意地被设定在高值来包括“缓冲器”，以便解释例如由于元件公差(component tolerance)导致的所述输出功率的任何不足。本发明的实施例可以使得减少或者消除由现有技术提供的“缓冲器”，从而由于浪费了较少能量而提高了所述谐振变换器的效率。
应当理解，所述“设定”开关频率可以包括调整开关频率或者假如不需要调整时维持开关频率。
接收的代表所述谐振变换器输出的信号可以代表所述谐振变换器的输出功率、电流或者电压、所述谐振变换器的所需输出参数或者可以与参考信号进行比较以便确定输出中的误差的任何其他参数。接收的信号可以直接地或者间接地代表所述谐振变换器的输出。例如，间接地代表所述谐振变换器的输出的信号的一个实施例是来自光耦合器(opto-coupler)的信号，已知所述信号在维持变压器两侧之间的流电隔离(galvanic isolation)的同时可以从变压器的次级侧向变压器的初级侧提供反馈。
所述控制信号可被设置用于在突发期间调整所述开关频率。这样，可以在突发期间动态地调整开关频率，使得可以减少不必要的输出功率，因此可以提高所述谐振变换器的效率。
所述电路可被设置用于处理与所述谐振变换器的一个或者多个较早突发相关的误差信号，以便提供所述控制信号。由于所述误差信号中的任何短期变化将对所述谐振变换器的输出具有减小的影响，可以使得所述控制信号能够更精确地控制开关频率。
所述电路可以被设置用于处理与谐振变换器突发有关或者主要与谐振变换器突发有关的误差信号，以便提供所述控制信号。所述电路不能处理与谐振变换器的“突发关断”(burst off)时间有关或者主要与“突发关断”时间有关的误差信号来提供所述控制信号。这样可以降低当确定所述控制信号时由使用与突发关断时间相关的误差信号所造成的负面影响。例如，负面影响可以是在突发之间所述控制信号下降至0，因此在突发开始时的一段时间所述控制信号是不准确的，因为它将从0变化。
所述电路可以设置用于处理来自先前突发的所述控制信号或者误差信号的数值以便为提供针对当前突发的控制信号。来自先前突发的所述控制信号或者误差信号的数值可以是来自先前突发的最终值。这样，因为用于当前突发的处理可以从用于先前(可能就是前一个)突发的处理开始，所以可以在连续突发之间执行无缝处理(seamlessprocessing)。
所述电路可以包括存储部件，设置用于存储来自先前突发的所述控制信号或者误差信号的最终(或者任何先前的)数值，以用于提供针对当前突发的控制信号的起始值。
所述电路还可以包括：
瞬态校正部件，设置用于提供瞬态校正信号，所述瞬态校正信号设置用于在突发期间减少所述谐振变换器的输出功率中的任何瞬态效应；以及
求和部件，设置用于将所述瞬态校正信号与所述控制信号相加，以便提供用于设定所述谐振变换器的开关频率的已校正控制信号。
因为可以经济地解决突发期间输出功率的变化，这种瞬态校正部件的使用可以进一步提高所述谐振变换器的效率。这种瞬态校正信号可以是系统的，例如在突发的开始时输出功率为峰值，并且在突发结束时输出功率减小。
所述瞬态校正信号对于每个(或者大多数)突发都发生输出功率变化的情况是特别有利的。这是因为所述瞬态校正信号可以是依据时间的，而所述时间关于突发周期是固定的，因此可能不需要反馈来设定所述瞬态校正信号的参数。这样，可以提供一种提高所述谐振变换器效率的技术上不复杂的方法。
所述瞬态校正信号可以包括在突发开始时的负峰和/或在突发结束时的正峰，以便减小在突发开始时输出功率的过剩和/或减小在突发结束时输出功率的不足。
所述瞬态校正信号可以设置用于在突发期间将数值从负值和/或正值变为0。所述瞬态校正信号可以设置用于在突发期间指数地将数值从负峰值变为0和/或在突发期间指数地将数值从0变为正峰值。
在一些示例中，所述瞬态校正信号可以是时间的动态可调函数，使得代表谐振变换器输出的反馈可用于所述电路，以便确定和应用合适的瞬态校正信号。
所述电路可以包括求和部件，设置用于确定代表所述谐振变换器输出(例如输出功率)的接收信号与所述参考信号(例如参考功率)之间的差值，以便提供所述误差信号。
所述电路可以包括突发电平设定部件，所述突发电平设置部件设置用于接收所述误差信号和“工作模式”信号，并且只有当所述“工作模式”信号代表突发工作模式时提供所述控制信号。
所述突发电平设定部件可以在突发之间不时地打开反馈回路，使得只利用在突发期间接收到的误差信号来更新所述控制信号。
所述电路还可以设置用于：
接收第二误差信号(例如从光耦合器)，所述第二误差信号代表所述谐振变换器的输出电压(Vout)与参考电压信号(Vref_out)之间的差值，并且根据所述第二误差信号提供“工作模式”信号。
尽管其他类型的谐振变换器在本发明的范围内，所述谐振变换器可以是LLC变换器。所述谐振变换器可以具有两个或者多个电抗元件(reactive element)。所述谐振变换器可以是基本LC变换器。所述LC变换器可以是串联变换器(其中所述负载与谐振回路(resonant tank)串联相连)，或者可以是并联变换器(其中所述负载与其中两个谐振元件并联相连)。还可以使用可被称作串并联谐振变换器的三元变换器(LLC和LCC是其中两个示例)。应当理解，还可以使用高阶变换器。
可以提供一种用于包括在此公开的任何电路的谐振变换器的控制器。可以提供一种包括在此公开的任何电路的谐振变换器。可以提供一种包括在此公开的任何电路的集成电路(IC)。
根据本发明的另一个方面，提供了一种为谐振变换器提供控制信号的方法，所述谐振变换器设置用于按照突发工作模式工作，所述方法包括：
接收代表所述谐振变换器输出的信号；
将接收的代表所述谐振变换器输出的信号与参考信号进行比较，以便提供误差信号；以及
处理所述误差信号，以便提供所述控制信号，其中所述控制信号设置用于设定谐振变换器的开关频率以便控制所述谐振变换器突发的输出功率。
可以提供一种计算机程序，当在计算机上运行时，所述计算机程序使所述计算机设置任何装置，包括在此公开的电路、控制器、谐振变换器或者设备，或者执行任何在此公开的方法。所述计算机程序可以是软件实现，并且所述计算机可被视为任何合适的硬件，包括数字信号处理器、微控制器以及在只读存储器(ROM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM)或电子可擦除可编程只读存储器(EEPROM)中的实现，作为非限定性示例。所述软件可以是汇编程序。
所述计算机程序可被提供在诸如盘或者存储设备之类的计算机可读介质上，或者可被实现为瞬态信号。这种瞬态信号可以是网络下载的，包括英特网下载。
附图说明
下面参考附图只作为示例进行描述，其中：
图1描述了现有技术LLC变换器的原理图；
图2至图4描述了图1所示电路的简化图；
图5通过图表描述了图1所示电路中节点处的一些信号；
图6和图7分别描述了带有高负载和低负载的图1所示电路的工作；
图8示意地描述了现有技术电路，所述电路包括可以按照突发工作模式工作的谐振变换器；
图9描述了具有固定频率的突发模式电路的仿真结果；
图10描述了突发中半桥式开关的工作频率与所述功率之间的关系图；
图11描述了图10所示图的进一步细节；
图12示意地描述了根据本发明实施例所述的电路；
图13示意地描述了根据本发明另一实施例所述的电路；
图14描述了图13所示电路的仿真结果；
图15示意地描述了根据本发明另一实施例所述的电路；
图16描述了图15所示电路的仿真结果；
图17描述了与图15的示意图相对应的仿真模型；以及
图18和图19描述了用于提供图16所示仿真结果的仿真模型的细节。
具体实施方式
本发明的实施例涉及用于谐振变换器的电路，所述电路设置用于提供控制信号，以与现有技术相比更有效的方式操作所述谐振变换器的开关。可以利用反馈回路来调整开关频率、并且因此在突发接通时间内控制所述输出功率，使得根据实际工作条件以及所使用的部件值(component value)调整所述开关频率，来实现效率的提高。这与现有技术相反，在现有技术中必须选择在突发接通时间期间的高开关频率以保证部件值中的公差不会引起在正常工作与突发模式工作之间的跳变点/转换点处于最差情况下部件值的太高功率水平。所述现有技术因此造成了提供给谐振变换器输出的不必要的低功率，并且因此由于磁化电流给出了相对较低的效率。
当向当前突发提供控制信号以及在突发期间将瞬态校正信号施加至所述控制信号时，通过利用来自一个或者多个较早突发的反馈可以实现所述谐振变换器效率的进一步提高。
提供了一种如图1所示的LLC变换器的原理图。所示LLC变换器包括谐振回路108，所述谐振回路包括串联的电容器110、第一电感器Ls 112以及第二电感器Lm 114。所述谐振回路108的一端与两个半桥式开关102、104之间的连接相连，并且所述谐振回路108的另一端接地。所述两个半桥式开关102、104由带有电平位移器(level shifter)120的半桥(HB)驱动器120操作，进而受控制器122的控制。现有技术已知，可以通过改变所述半桥式开关102、104的开关频率来控制所述功率。
所述变压器106的磁化电感被描述为电感器Lm 114。还可以使用所述变压器106，使得所述第一电感器Ls(112)由所述变压器提供，并且所述第一电感器代表由于变压器106的初级绕组和次级绕组之间的非理想耦合造成的泄漏电感。所述变压器106具有两个次级绕组，所述次级绕组分别通过二极管116、118与所述变换器的输出124相连。
为了描述LLC变换器的基本操作，可以参考图2至图4，它们描述了图1所示电路的简化。图2描述了完整的电路，而图3和图4只描述了那些在不同工作模式期间激活的部件。
VHB 202是方波电压并且代表图1的半桥式开关102、104的输出处的电压。在正常工作时，在VHB 202等于Vbus的时间间隔期间正电压出现在所述第一和第二电感器112、114之间的节点处，而在Vhb等于0的时间间隔期间负电压出现在所述第一和第二电感器112、114之间的节点处。
通过将变压器106的初级绕组两端的电压乘以所述变压器106的匝比并且分配(split)变压器106的两个次级绕组之间的电压，可以把变压器106的初级绕组两端的电压变压至所述变压器106的次级绕组。所述变压器106的次级侧上的两个二极管116、216，118、218不会同时导通。
在正常工作期间，所述变换器按照所谓的50％占空比模式工作，其中VHB 202或多或少是具有50％占空比、电压在V＝0和V＝Vbus之间的方波电压。在该50％占空比信号的每个半周期期间，可以区分两种重要的模式，如图3和图4所示。
图3示出了在相应的半周期期间所示变压器的次级侧上的二极管(图2中的二极管216和218)之一导通的工作模式。这意味着所述谐振回路的第二电感器Lm 214被短路。在这种工作模式下，所述电容器Cr 210和所述第一电感器Ls 212提供谐振电路，给出了具有相对较高频率的正弦周期的一部分。在该时间间隔期间，固定的电压Vout transformed出现在所述第二电感器Lm 214的两端，导致了流经所述第二电感器Lm 214的线性增加的电流以及在磁化电感中积聚的能量。
图4示出了在相应的半周期期间次级侧二极管被反向偏置从而不导通的工作模式。在这种工作模式下，所述第二电感器Lm 214没有被短路，并且因此所述谐振电路包括电容器Cr 210以及两个串联的第一和第二电感器Ls和Lm。由于大得多的电感，所述谐振回路具有较低的谐振频率。
当流经电容器Cr 210和第一电感器Ls 212的电流等于流经第二电感器Lm 214的电流时，所述变压器次级侧上的二极管接通或者关断。
图5通过图表描述了图1所示电路中节点处的一些信号。
图5的第一幅图502示出了在两个半桥式开关102、104之间连接处的电压，所述电压是具有50％占空比、在Vbus和0之间的值交变的方波。
在电容器Cr 210和第一电感器Ls 212之间连接处的所述电压被称作Vcap 220，并且表示为图5的第二幅图504。当所述变压器次级侧上的二极管关断时(如图4所示)，所述第一和第二电感器Ls、Lm 112、114之间的Vcap 220；504的分压比确定了所述第一和第二电感器Ls、Lm 112、114之间连接处的电压。
可以从图5的第三幅图506中看出初级电流中的高频和低频振荡。在由图5中的510标识的所述高频时间间隔期间，所述磁化电感与所述已反射的输出电压相连，在流经所述磁化电感的电流中给出线性增加。所述流经磁化电感的电流如图5中的506a所示。
图5中的第四幅图508示出了负载处的电流。
图6和图7分别描述了带有高负载和低负载的图1所示电路的工作，采用50％占空比模式。图6和图7通过图表描述了在图1所示电路中的节点处的下述信号：图6和图7的第一幅图602、702示出了两个半桥式开关102、104之间连接处的电压；第二幅图606、706示出了初级电流中的高频和低频振荡；以及第三幅图608、708示出了负载处的电流。图6和图7的各图与图5的第一、第三和第四幅图相对应。
从图6和图7可以看出，磁化电流606a、706a的幅度几乎不依赖于所述负载，并且对于190W的高负载和19W的低负载实质上是相同的。这是因为高频振荡的周期几乎是恒定的，在该周期期间，由于电压Vout出现在其两端，流经所述磁化电感的电流中的变化速率是恒定的(可被视为固定的di/dt)。由这种几乎恒定的磁化电流导致的一个重要结果是对于不同的负载在磁芯中的损耗也是相对恒定的。这些磁芯损耗的粗略估计大约是全负载输出功率的0.5-1％。在低负载下，由于磁芯损耗可以代表大部分输出功率，因此这可以造成变换器效率的明显下降。
一种已知的用于在低负载下增加变换器效率的方法是在短时间间隔期间让所述变换器工作在相对较高的功率水平，并且在其他时间保持所述变换器完全关断。这被称作突发工作模式。这样，可以实现变换器功率与磁化损耗之间的可接受比率。通过同时关断两个半桥式开关可以完全关断所述变换器。
图8示意地描述了现有技术电路，所述电路包括可以按照正常工作模式和突发工作模式工作的谐振变换器802。这种电路从ST型L6599和NXP TEA1613应用电路板中已知。
可以包括HB驱动器、开关、谐振部件、变压器和整流器的所述谐振变换器模块802由控制器模块804控制。所述控制器模块84接收控制输入信号806并且利用所述控制输入信号806来确定驱动信号808的频率，所述驱动信号在正常工作期间被提供给所述谐振变换器802来调整所述输出电压，并且更确切地是提供给所述谐振变换器802的半桥式开关。
所述谐振变换器802还接收突发模式输入信号810，当所述突发模式输入信号810为高值时，该突发模式输入信号使得所述控制模块804禁用谐振变换器802中的两个半桥式开关。
图8所述电路还包括确定误差信号816的误差回路，所述误差信号是所需Vout(Vref_out)812与实际Vout 814之间的差值。正如本领域所已知的，该差值可以在所述变压器的次级侧计算得出，并且所述误差信号816可以经由光耦合器传回至变压器的初级侧，以便保持所述变压器初级侧和次级侧之间的隔离。所述误差回路还包括误差放大器818，所述放大器包括用于增益设定和补偿的部件，并且提供所述控制输入信号806作为输出。当Vout 814增加到Vref_out 812以上时，所述控制输入信号806的极性变成低值。较低的控制输入信号806给出所述谐振变换器812较高的工作频率，从而降低了正常工作期间的已变换功率水平。
当所述误差放大器818的输出(即为所述控制输入信号806)降低到突发阈值水平Vref_burst 820(由比较器确定)以下时，所述控制器804配置有使所述谐振变换器802完全关断的突发模式信号810。当所述谐振变换器802被完全关断时，突发关断时间间隔开始。所述突发关断时间间隔(即突发时间间隔之间的暂停)持续直至Vout 814降低到Vref_out 812以下为止，使得所述误差放大器818的输出(所述控制输入信号806)增加到所述突发阈值水平Vref_burst 820以上。这进而造成了所述突发模式信号810变化，从而再次接通谐振变换器802并且开始新的突发接通时间。应当理解，因为所述控制输入806处于与Vref_burst 820相对应的较电平，所述谐振控制器804操作具有用于突发接通时间的高开关频率的所述谐振变换器802。下面将参考图10进行描述，当在高开关频率下工作时，所述输出功率对开关频率中的变化不是非常反应灵敏的。
现有技术可被视为在突发接通时间期间在固定开关频率下高效地工作，其中所述固定频率通常与Vref_burst 820的电平相关联的频率相对应。所述固定开关频率应当是足够精确的，以便在突发期间限定所需功率水平。具有固定频率的突发模式的电路的仿真结果如图9所示。利用反复试验设定Vref_burst 820的数值(以及因此在突发期间的固定频率)，使得能够为所使用的具体部件提供所需的功率水平。应当理解，对于每一个谐振变换器，利用反复试验来单独地设定固定频率值是不现实的。
在图9中，I(E37)902是输出电流。vcontrol 904代表Vref_burst，并且是用于VCO的控制电压，所述VCO的控制电压在突发期间直接限定工作频率。可以看出在图9中vcontrol 904的数值是恒定的。应当注意，由图9的仿真结果所描述的信号工作频率由反复试验确定，使得可以实现所需的功率水平。
然而，在实际应用中，由于例如部件值的不精确，不可能按照需要如此精确地设定所述频率。实际上，这在突发期间导致了功率水平的较大分散。所述结果因此是功率水平设定的附加余量(extra margin)并且因此是低于所需水平的效率。
图8所示电路的缺点是在突发期间电平Vref_burst 820与某一个工作频率相连。下面将参考图10进行描述，对于确定的频率，谐振变换器的功率和频率之间的关系可以是非常陡的，使得频率的较小变化引起功率的较大变化，而对于其他频率所述关系可以是非常平缓的。当设定为所需的高功率水平时，部件值的10％公差引起输出功率远大于10％的变化/公差。这强迫用户选择所述关系平缓得多的低功率水平，使得所述变化/公差没有这么大的影响。这种对可选择功率水平的限制表现出了现有技术的缺点。本发明的一个或者多个实施例使得能够在突发接通时间期间调节开关频率，以便提高所述变换器的性能。
由于部件值的公差所导致的功率展开意味着在突发接通时间期间不可能为工作频率设定合适的水平，以便限定确定的功率水平。实际上发生的是将Vref_burst设定为与较高频率相对应的电平，使得所述功率处于稳态传输的水平大约为最大输出功率的5-10％，以便考虑部件值的公差。
以下两个特性影响在突发接通时间期间传输的实际功率：
1、假如在当前突发和先前突发之间有足够的时间，由在突发接通时间开始时变压器初级侧两端的电压(Vcap)为0所造成的瞬态效应。在50％占空比的稳态工作期间，Vcap通常不为0。所述结果是瞬态效应，其中最初的几个能量转换脉冲具有可观的功率水平，甚至在这种较高的工作频率下，并且随后在几个周期内达到稳态情况。
2、在感测到的输出电压814的变化与对于控制电压806的相应调整之间的延迟，以及两个信号之间的频率依赖网络。这种频率依赖网络从围绕TL431 IC的光耦合器的反馈回路中已知，因为所述反馈回路包括电阻器和电容器作为补偿网络的一部分。由于在突发接通时间内所述控制输入发生变化，这样导致了在突发期间不精确地限定的功率水平。当所述控制输入806的电平升高到Vref_burst 820以上时，突发接通时间开始。然后在所述控制输入信号806向Vref_burst 820回落的同时所述突发接通时间继续，并且当所述控制输入806的电平回落至Vref_burst 820的水平以下时所述突发结束。由于突发接通时间期间所述控制输入信号的这种变化，不精确地限定了突发期间的所述功率，尽管在突发接通时间期间将所述功率设定在低水平，在输出功率与所述控制输入的电平之间存在平缓的关系，并且因此所述功率在突发接通时间期间没有变化太大。
所述第一种效果的结果如图10所示，进一步细节如图11所示，后者代表了图10一部分的放大。
图10包括示出了HB开关工作频率(横轴)与突发功率(纵轴)之间关系的图1002。可以看出，对于高频，频率的变化对所述功率具有减小的影响。
在图10中还示出了其他三幅图1004、1006和1008，每一个都描述了三个信号：在每一幅图中的上面的信号1006a是输入电流，中间信号1006b是输出电流，而下面的信号1006c是半桥式开关(VHB)之间节点处的电压。
图11更详细地描述了第二幅图1006。在图11中用参考数字1102表示所述突发接通时间，并且用参考数字1104表示突发关断时间(突发之间的时间段)。
从图10和图11中应当理解，在大多数突发接通时间1102期间，明显的输入/初级电流1106a流动(几乎专有地是磁化电流)，而对于大多数突发接通时间1102，由所述低输出电流1106b所证明的几乎没有功率被转换。
上述第二个效果进一步增加了突发接通时间1102开始时的功率，并且减少了突发接通时间1102的其余时间期间的功率。在图11中这被表示为输出电流1106b在六个开关周期之后骤降至0。因此，现有技术谐振变换器突发工作模式的实现方式对效率明显妥协。
在此公开的实施例使得能够在突发接通时间期间设定较好的输出功率水平。
图12示意地描述了根据本发明实施例所述的电路1202。所述电路1202用于可以按照突发工作模式工作的谐振变换器1204。
所述电路1202接收输入信号1206，所述输入信号代表谐振变换器1204的输出。所述信号1206可以代表所述谐振变换器1204的输出功率、谐振变换器的输出电流或者电压。可以从所述谐振变换器的输出直接地或者间接地获取代表所述谐振变换器1204的输出的所述输入信号1206。
所述电路1202还接收参考信号1208，所述参考信号表示所述谐振变换器1204的所需输出。所述电路1202将所述已接收的代表谐振变换器输出的信号1206与所述参考信号1208进行比较，以便确定误差信号。
所述电路根据所述误差信号产生控制信号1210，并且所述控制信号1210被提供给所述谐振变换器1204来设定所述谐振变换器1204的突发工作模式的频率。设定所述突发工作模式的频率使得能够相应地控制所述谐振变换器1204的输出功率。
应当理解，可以通过许多不同的方式实现上述电路1202的功能，同时仍然提供所需功能。下面将描述各种实现方法，尽管应当理解本发明的实施例不必看作是局限于特定的部件布局，其中用于执行相同功能的替代元件是本领域普通技术人员所公知的。
在一些实施例中，由于可以知道变压器初级侧处的信号与变换器输出之间的关系，可以从谐振变换器的变压器初级侧处的信号得到代表谐振变换器1204输出的所述信号1206。在一些实施例中，代表实际输出与参考输出之间差值的误差信号可以用作代表谐振变换器1204输出的输入信号1206。
图13描述了本发明的另一实施例。在该实施例中，所述已变换的输出功率直接地或间接地由“输出功率检测”模块1302测量，并且所述电路设置用于在突发接通时间期间调整工作频率(如果需要这种调整)，以便在突发接通时间期间将所述输出功率调节到所述水平。
所述输出功率检测模块1302可以通过任何已知的方式来实现，以便提供功率输出信号1308(Pout)。例如，可以通过测量初级电流、从已测量的初级电流中减去模拟的磁化电流、或者取半桥式开关之一的导通时间间隔期间初级电流的平均值来检测所述输出功率来重建所述输出电流(如WO2010/020909中所公开的)。
与现有技术相反，图13的电路在突发接通时间期间自适应地将所述输出功率调节至所述功率水平，并且所述功率水平被提供给所述电路作为Pref信号1304。
图13的电路包括求和部件1306，所述求和部件从功率输出信号1308(Pout)中减去所需功率水平信号1304，以便提供误差信号1310。所述误差信号1310被用作“突发电平设定”模块1312的输入。同样用作所述突发电平设定模块1312的输入的是“工作模式”信号，也被称作“突发接通”信号1314。所述突发电平设定模块1312的输出是用于所述谐振变换器1326的控制器1324的控制信号1328。
所述“突发接通”信号由“突发接通或者关断”模块1316提供，所述“突发接通或关断”模块处理代表输出电压1318与所需输出电压1320之间差值的信号。由第二误差信号1322代表所述输出电压1318与所需输出电压1320之间的差值。
在向所述“突发电平设定”模块1312提供“突发接通”信号1314的同时，所述“突发接通或者关断”模块1316还向所述谐振变换器1326的控制器1324提供所述“突发接通”信号1314。以与上述方式类似的方式，所述控制器1324可以使用所述“突发接通”信号1314来关断两个半桥式开关，以便提供突发关断时间(即突发之间的暂停)。
在该实施例中，所述输出功率的调节可以出现在多于一个突发周期上，并且在一个示例中先前突发接通时间的工作频率的最终值可以用作下一个突发接通时间开始时的起始值。例如，当所述“突发接通”信号代表突发关断时间时，所述突发电平设定模块1312可能不会改变所述控制输入信号1328的数值。
在一些实施例中，采样和保持部件可以用于存储来自先前突发的信息。这是利用来自先前突发的已测量参数(诸如功率水平或者电流电平)来确定下一个突发的频率的一种方式。
一种用于存储在先前突发周期期间所使用的最终频率数值的实现方法是在所述“突发电平设定”模块1312中使用电容器作为存储部件。所述电容器在突发接通时间期间由所述误差信号1310充电或者放电。然后，在突发关断时间期间，所述电容器与所述误差信号断开连接，使得它能够保持与在先前突发接通时间结束时所确定的相同的电压。
所述电容器可以由与所述误差信号1310相连并且由突发接通信号1314控制的开关驱动，并且这可被视为跟踪和保持部件的实现方法。如果所述开关的导通电阻(on-resistance)是高的，那么这提供了一种滤波器的实现方法，所述滤波器包括若干各突发接通时间间隔的历史。
因此，所述突发电平设定模块1312可以使用从由先前突发周期确定的最终值开始的误差信号1310为下一个突发周期提供控制信号1328。所述控制信号1328可以代表提供所需输出而要求的平均频率。这与根据在突发关断时间期间已经改变的不精确误差信号中计算出所述控制信号的现有技术相反。
在一些示例中，可以使用根据来自一个或者多个先前突发对所述控制信号或者误差信号进行处理的算法来计算所述控制信号。一种示例算法是从n个较早的突发中对所述控制信号或者误差信号进行平均，其中n可以是任何正数，尽管本领域普通技术人员应当理解其他算法也是可能的。这种算法可以利用滤波器来实现，所述滤波器平滑地调整所述控制信号，并且因此平滑地调整所述谐振变换器的开关频率。这样，可以提供一种用于精确地计算所述控制输入信号1328的更复杂的实现方法。
在此公开的实施例可被视为禁用或者开路突发之间的反馈回路，使得控制信号不受突发关断时间期间发生的信号的影响。
图14描述了图13电路的仿真结果，其中用于所述控制信号的最终值是从先前突发延迟的。图14表示了使用包括积分器的“输出功率检测和突发电平设定”模块的电路的仿真，所述积分器用于对只在突发接通时间期间的电流区域(current domain)中的误差信号进行积分。在突发关断时间间隔期间，所述误差电流与所述积分器断开连接，使得所述积分器保持所述控制信号的最终状态。这种“输出功率检测和突发电平设定”模块的示例如图19所示，并描述如下。
其中，所述仿真结果描述了与图10和图11所示的现有技术波形相比，输出处的电流1402在突发周期开始时骤降得没有那么显著。因此，当与现有技术比较时，图13所示电路提高了效率。然而，可以看出，输出处的电流1402在突发开始时仍然具有明显的峰值，而在突发的结束时具有小的骤降。这可被称作瞬态效应。更为恒定的输出电流值将进一步提高效率。
本发明的附加实施例如图15所示。图15与图13所共有的特征将不再描述。图15的电路包括“瞬态校正”模块1530。所述瞬态校正模块1530把校正信号1532提供给求和部件，所述求和部件把所述校正信号1532与由突发电平设定模块1512输出的控制信号1528相加。所述求和元件1534的输出是提供给所述谐振变换器1526的控制器1524的已校正控制信号1536。所述校正信号1532的使用为突发接通时间开始和/或结束时的瞬态效应提供了补偿，并且调节了在突发开始和/或结束时所述谐振变换器的工作频率，以便相应地调节所述频率。将参考图16的仿真结果进一步描述这种操作。
图16的仿真结果描述了已校正控制信号1604。可以看出，代替维持恒定，所述已校正控制信号1604依据时间而变化的，并且包括在突发开始时的负峰和突发结束时的正峰。所述已校正控制信号1604中的峰可以是阶跃函数，其后紧接着是逐渐变回至所述控制信号的平均(未校正)值。在本示例中，所述逐渐变化是指数地变回至所述平均值。所述瞬态校正信号1532包括在突发期间逐渐升高/降低至0的峰。应当理解，当所述瞬态校正信号1532为0时，所述已校正控制信两个号1604取未校正控制信号的数值。
在该实施例中，通过用非理想微分器对所述突发接通信号进行微分来确定所述瞬态校正信号1532，并且随后将所述瞬态控制信号加到代表平均(未校正)频率的初始控制信号1528中，以提供如图16所示的已校正控制信号1604。
从图16的输出电流1602可以看出，在突发期间提供了更为一致的信号，并且因此进一步提高了所述电路的效率。这是因为在已校正控制信号1604中的负峰减少了突发开始时所述输出电流中的过冲，并且在已校正控制信号1604中的正峰减少了突发结束时所述输出电流中的骤降。
所述瞬态校正信号的实现方法不限于只有微分行为，并且可以具有任何时间相关行为(可以是固定的或者自适应设定的)，所述行为在突发期间调节已变换功率，并且在一些实施例中尽可能使已变换功率恒定。在一些实施例中，所述瞬态校正信号1532可以是时间的动态可调函数，而不是时间的固定函数。例如，所述瞬态校正信号1532的斜率或者幅度可以适用于按照所需方式调整所述谐振变换器的输出，例如在突发期间使所述输出功率更为一致。在一个实施例中，可以根据代表所述谐振变换器输出的反馈来调整所述瞬态校正信号1532的峰的斜率和/或幅度。
根据另外一些示例，可能将突发接通时间划分成段，并且独立地调整所述瞬态校正信号的段。然后通过将已传输功率与所需功率进行比较，可以(在几个脉冲周期)缓慢地调整已变换功率水平，以便在突发接通时间的具体段期间调整所述控制输入。
图17描述了与图15所示的示意图相对应的仿真模型.
图18描述了图17所述仿真模型的另外细节，并且包括电容器和电阻器，代表了微分器1802的一种实现方法，所述微分器可以提供所述瞬态校正信号用于控制所述谐振变换器。
图19描述了图17所示“输出功率检测和突发电平设定”模块的另外细节。所述信号Iload_abs 1902用于代表所述输出功率(图13中的1308)。所述信号Iload_abs 1902由电阻器R2 1904和RO 1906进行分压，并且馈送给开关(switch_0)1908。所述开关1908的输出与基于运算放大器的积分器1910的负输入(minus input)相连。因此，所述负输入用作具有1.25V直流电平(来自运算放大器正输入(plusinput)处的E6 1912)的虚地，所述虚地对流入所述负输入的电流进行积分。所述运算放大器的输出1914(vcontrol 3)与图13所示的谐振变换器的频率控制输入1328相对应，而图13所示的突发电平设定模块1312的功能通过图19所示的运算放大器1910周围的积分器功能来实现。由于所示运算放大器的负输入是电流驱动的，因此很容易通过关断switch_0 1908(信号“突发”1916变低)维持先前突发功率(与频率信号1328相对应)的最终值，因为积分器1914的时间常数长(R2×(C7+C9)，在本例中等于1msec，尽管其他数值也是可能的)。实际上，在突发接通时间期间的功率水平在多于一个突发周期上缓慢地调整，然而通过关断switch_0 1908，立刻维持积分器1914的最终值，因为由switch_0 1908提供的用于积分的电流立刻为0。
本发明的实施例可以用于其他类型的谐振变换器。
在一些实施例中，所述电路可以包括用于控制谐振变换器工作频率的反馈回路，并且所述电路可以具有使能功能，能够在突发期间关断所述回路并且在突发之间(即突发关断时间期间)接通所述回路。这样，在突发结束时的所述反馈信号的数值可以用作下一个突发的初始数值。附加信号(诸如瞬态校正信号)可被加到所述反馈信号中，以便影响在突发期间作为时间函数的所述谐振变换器输出功率。

Claims (15)

1.一种用于谐振变换器(1204；1326)的电路(1202)，所述谐振变换器设置用于按照突发工作模式工作，所述电路设置用于：
接收代表谐振变换器输出的信号(1206；1308)；
将接收的代表所述谐振变换器输出的信号(1206；1308)与参考信号(1208；1304)进行比较以便提供误差信号(1310)；以及
处理所述误差信号(1310)，以便提供控制信号(1210；1328)，其中所述控制信号(1210；1328)设置用于在所述谐振变换器的突发接通时间期间设定所述谐振变换器的开关频率以便控制输出功率。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述控制信号(1210；1328)设置用于在突发期间调整所述开关频率。
3.根据权利要求1或2所述的电路，其中代表谐振变换器输出的所述信号(1308)代表所述谐振变换器的输出功率或者输出电流。
4.根据前述任一项权利要求所述的电路，其中所述电路设置用于处理与所述谐振变换器的一个或者多个较早突发相关的误差信号(1310)，以便提供所述控制信号(1210；1328)。
5.根据权利要求4所述的电路，其中所述电路设置用于处理与谐振变换器的突发有关的误差信号(1310)，并且不处理与谐振变换器“突发关断”时间有关的误差信号(1310)，以便提供所述控制信号(1210；1328)。
6.根据权利要求4或5所述的电路，其中所述电路设置用于处理来自先前突发的所述控制信号或者误差信号的值，以便为当前突发提供控制信号(1210；1328)。
7.根据权利要求6所述的电路，包括存储部件，所述存储部件设置用于存储来自先前突发的所述控制信号或者误差信号的最终值，以用于提供针对当前突发的控制信号(1210；1328)的起始值。
8.根据前述任一项权利要求所述的电路，还包括：
瞬态校正部件(1530)，设置用于提供瞬态校正信号(1532)，所述瞬态校正信号设置用于在突发期间减少所述谐振变换器(1526)的输出功率中的任意瞬态效应；以及
求和部件(1534)，设置用于将所述瞬态校正信号(1532)与所述控制信号(1528)相加，以便提供用于设定所述谐振变换器(1526)的开关频率的已校正控制信号(1536)。
9.根据权利要求8所述的电路，其中所述瞬态校正信号(1532)包括在突发开始时的负峰和/或在突发结束时的正峰，以便减小在突发开始时输出功率的过剩和/或减小在突发结束时输出功率的不足。
10.根据权利要求9所述的电路，其中所述瞬态校正信号(1532)设置用于在突发期间将值从负峰值和/或正峰值变为0。
11.根据权利要求8至10中任一项所述的电路，其中所述瞬态校正信号(1532)是依据时间的，所述时间相对于突发周期是固定的。
12.根据权利要求8至10中任一项所述的电路，其中所述瞬态校正信号是依据时间而动态可调的，使得代表谐振变换器输出的反馈可用于所述电路来确定和应用所述瞬态校正信号。
13.根据前述任一项权利要求所述的电路，其中所述电路包括突发电平设定部件(1312)，所述突发电平设置部件设置用于接收所述误差信号(1310)和“工作模式”信号(1314)，并且只有当所述“工作模式”信号(1314)代表突发工作模式时提供所述控制信号(1328)。
14.根据权利要求13所述的电路，其中所述突发电平设定部件(1312)设置用于在突发之间不时地打开反馈回路，使得只使用在突发期间接收到的误差信号来更新所述控制信号(1328)。
15.一种为谐振变换器(1204；1326)提供控制信号(1210；1328)的方法，所述谐振变换器设置用于按照突发工作模式工作，所述方法包括：
接收代表谐振变换器输出的信号(1206；1308)；
将接收的代表所述谐振变换器输出的信号(1206；1308)与参考信号(1208；1304)进行比较，以便提供误差信号(1310)；以及
处理所述误差信号(1310)，以便提供控制信号(1210；1328)，其中所述控制信号设置用于在所述谐振变换器的突发接接通时间期间设定谐振变换器的开关频率，以便控制输出功率。
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