CN102474284A - 用于补偿收发机损害的方法和设备 - Google Patents

Abstract

一种用于针对损害补偿收发机的方法包括使用发射机来发射多个部分带宽训练信号。捕获接收机的具有带宽并且呈现出接收机损害的多个响应信号。每个响应信号与所述部分带宽训练信号中的一个相关联。所述部分带宽训练信号中的每一个与所述接收机带宽的一部分相关联。基于所述多个响应信号来产生多个部分补偿滤波器。每个部分补偿滤波器与所述响应信号中的一个相关联。将所述部分补偿滤波器组合以配置可操作来补偿所述接收机损害的接收机补偿滤波器。

Description

用于补偿收发机损害的方法和设备

技术领域

所公开的主题一般地涉及电信领域，并且更具体地，涉及用于补偿收发机损害的方法和设备。

背景技术

在电信领域中，直接变频技术涉及在不使用中频的情况下将基带信号与载波信号混频。直接变频接收机(DCR)(也被称为零差、零拍或零中频接收机)随后可以通过将输入信号与频率与载波信号同步的本地振荡器信号混频来对输入信号进行解调。随后可以在不需要进一步检测的情况下，简单地通过对混频器输出进行低通滤波获得基带信号。

直接变频收发机可以在单个芯片上实现，这使得其造价低廉并且用途广泛。然而，基带信号(即同相(I)和正交(Q))的发送和接收路径是独立形成的。这些路径中的小变化在相应的发送和接收信号中引入幅度和相位的变化，其还被称为IQ不平衡损害。

为了对直接变频收发机进行校准，必须对损害进行识别，并在使用前对其进行补偿。因为必须针对每个路径使用独立的外部参考来分别对直接变频发射机和直接变频接收机进行校准，所以该补偿是困难的。如果使用未补偿的接收机在完整的频段上对发射机进行校准，则接收机的损害将对发射机的校准造成损害，并且反之亦然。

本文的这一部分旨在介绍可能涉及以下描述和/或要求保护的公开的主题的多个方面的技术的多个方面。此部分提供了背景信息以便促进更好地理解所公开的主题的各个方面。应该理解本文这部分中的描述将由此来看，而没有承认其是现有技术。所公开的主题旨在克服或者至少减小上面提出的一个或多个问题的影响。

发明内容

以下提供了所公开主题的简化概要，从而提供了对所公开的主题的某些方面的基本理解。此概要不是所公开主题的详尽概述。没有意图标识所公开主题的重点或关键的元素，或者描述所公开的主题的范围。其唯一目的在于以简化的方式提供某些概念，以作为稍后讨论的更详细的描述的序言。

所公开的主题的一个方面在于一种用于针对损害补偿收发机的方法。所述方法包括使用发射机来发射多个部分带宽训练信号。捕获接收机的具有带宽并且呈现出接收机损害的多个响应信号。每个响应信号与所述部分带宽训练信号中的一个相关联。所述部分带宽训练信号中的每一个与所述接收机带宽的一部分相关联。基于所述多个响应信号来产生多个部分补偿滤波器。每个部分补偿滤波器与所述响应信号中的一个相关联。将所述部分补偿滤波器组合以配置可操作来补偿所述接收机损害的接收机补偿滤波器。

所公开主题的另一方面在于一种收发机，包括发射机、接收机、接收机捕获单元、接收机补偿滤波器和接收机补偿估计单元。所述发射机可操作来发射多个部分带宽训练信号。所述接收机具有损害，并且可操作来接收所述多个部分带宽训练信号。所述接收机捕获单元可操作来捕获所述接收机的多个响应信号。每个响应信号与所述部分带宽训练信号中的一个相关联。所述部分带宽训练信号中的每一个与所述接收机带宽的一部分相关联。所述接收机补偿滤波器可操作来对所述接收机接收的信号进行滤波。所述接收机补偿估计单元可操作来基于所述多个响应信号来产生多个部分补偿滤波器。每个部分补偿滤波器与所述响应信号中的一个相关联。所述接收机补偿估计单元可操作来将所述部分补偿滤波器组合以配置接收机补偿滤波器从而补偿接收机损害。

附图说明

以下将参考附图描述所公开的主题，其中相似的参考数字表示相似的元素，以及：

图1是根据本主题的一个示例性实施方式的收发机的简化框图；

图2A-图2C图示了用于图1的收发机中的接收机的补偿的训练信号；

图3是建模图1的收发机的接收机损害的示图；以及

图4是用于图1的收发机中的接收机的补偿的全频带训练信号的示图。

虽然所公开的主题易受各种修改和可替换的形式影响，但是其具体实施方式已经通过在附图中示例的方式被显示出，而且还在本文中进行了详细描述。然而，应该理解本文对具体实施方式的描述不意图将所公开的主题限制为所公开的特定形式，而是与此相反，意图覆盖落入如所附权利要求定义的公开的主题的精神范围内的所有修改方式、等同内容和替代方式。

具体实施方式

以下将描述所公开主题的一个或多个具体实施方式。所公开的主题没有特别地意图要限于本文包含的实施方式和示例，而是意图包括落入以下权利要求的范围的那些实施方式的修改形式，这些实施方式包括实施方式的多个部分以及不同实施方式的元素组合。应该理解如在任何工程或设计项目中一样，在任何这种实际的实现方式的开发过程中，必须做出许多具体实现的决定以实现开发人员的具体目标，例如要满足系统相关以及业务相关的约束，而这些约束可能依实现方式而改变。而且，应该理解这种开发工作可能是复杂并且耗时的，但是对于得益于本公开的普通技术人员来说，不过是进行设计、制作和加工的例程。除非明确表明是“关键的”或“必需的”，否则本申请中没有视为所公开的主题的关键的或必须的内容。

现在将参考附图对所公开的主题进行描述。仅出于解释的目的在附图中示意性地描绘了各种结构、系统和设备，并且从而本领域技术人员公知的细节使所公开的主题不会模糊不清。然而，包括附图是为了描述和解释所公开的主题的示例。本文使用的文字和短语的含义应该理解并解释为与相关领域技术人员对这些文字和短语的理解相一致。没有通过本文对术语或短语的一致性使用而暗指意图对术语或短语进行特殊定义，即其定义与本领域技术人员理解的通常含义和惯用含义不同。就一定范围而言，如果一个术语或短语意图具有特殊含义，即与本领域技术人员的理解不同的含义，则这种特殊定义将在说明书中以直接和明确地提供该术语或短语的特殊定义的定义方式而明确提出。

现在参考附图，并且具体地参考图1，将在包括发送路径110、接收路径120以及采样接收路径130的收发机100的背景下描述所公开的主题，附图中的相似的参考数字在若干视图中始终对应相似的部件。发送路径110和采样接收路径130连接到定向耦合器140，定向耦合器140继而连接到滤波器面板150以及天线160。定向耦合器140阻止来自滤波器面板150的反射影响采样接收路径130。滤波器面板150(即通常被称为双工器)将输出的发射信号与输入的接收信号隔离，对发送RF输出执行带通滤波，并且对接收机RF输入执行带通滤波。

发送路径110包括发射机111，发射机111包括调制器112和数模转换器(DAC)113、发射机IQ补偿滤波器114、发射机IQ补偿估计单元115、发射机捕获单元116、功率放大器117和用于在常规数据业务或训练信号119之间进行选择的开关118。接收路径120包括接收机121，接收机121包括解调器122和模数转换器(ADC)123、接收机IQ补偿滤波器124、接收机IQ补偿估计单元125和接收机捕获单元126。采样接收路径130包括采样接收机131，采样接收机131包括解调器132和ADC 133、采样接收机IQ补偿滤波器134、采样接收机IQ补偿估计单元135和采样接收机捕获单元136。图1中图示出的发射机111、接收机121和采样接收机131使用硬件来实现，而图1中图示的各种单元在收发机100的数字部分中(即通过处理单元执行软件或固件)实现。因此，这些单元通常描述功能而不是独立的硬件。然而，取决于具体实现方式，可以采用专用硬件执行归属于这些单元的一个或多个功能。

发射机111、接收机121和采样接收机131采用同相(I)和正交(Q)信号。为便于图示，未显示这些部件的独立路径。通常而言，I路径和Q路径是独立的，从而这两个路径之间存在幅度和相位变化。这些变化导致产生发射机111、接收机121和采样接收机131中的独立的损害。发射机111和采样接收机131在同一频带中操作。在所示出的实施方式中，采用采样接收机131来补偿发射机损害。接收机111被补偿之后，将用来产生用于补偿接收机121的训练信号。然而，因为采样接收机131用于估计并补偿发射机111，因此必须首先对采样接收机131的损害进行估计和补偿。如本领域普通技术人员所已知的，还可以采用采样接收机131来实现例如数字预失真或者时分复用的功能(即作为唯一的接收机来工作)。

对于典型IQ发射机111而言，未损害的基带信号可以表示为：

s(t)＝s_I(t)+js_Q(t)，                         (1)

其中s_I(t)，s_Q(t)为基带同相和正交信号分量。

调制器112的输出由下式给出：

x(t)＝i(t)+jq(t)，                           (2)

其中：

i(t)＝α_I[s_I(t)cos(φ_I)+s_Q(t)sin(φ_I)]

q(t)＝α_Q[s_Q(t)cos(φ_Q)+s_I(t)sin(φ_Q)]’     (3)

并且α_I，α_Q，φ_I，φ_Q为调制器不平衡误差(即损害)。

等式(2)可以重写为期望信号及其共轭组成的两个分量求和的形式，

x(t)＝a₁s(t)+a₂s^*(t)，                       (4)

其中

$a_1=\frac{[{\mathrm{\α}}_I\cos \left({\mathrm{\φ}}_I\right)+{\mathrm{\α}}_Q\cos \left({\mathrm{\φ}}_Q\right)]-j[{\mathrm{\α}}_I\sin \left({\mathrm{\φ}}_I\right)+{\mathrm{\α}}_Q\sin \left({\mathrm{\φ}}_Q\right)]}{2}$

$a_2=\frac{[{\mathrm{\α}}_I\cos \left({\mathrm{\φ}}_I\right)-{\mathrm{\α}}_Q\cos \left({\mathrm{\φ}}_Q\right)]+j[{\mathrm{\α}}_I\sin \left({\mathrm{\φ}}_I\right)-{\mathrm{\α}}_Q\sin \left({\mathrm{\φ}}_Q\right)]}{2}---\left(5\right)$

x(t)的复共轭由下式给出：

x^*(t)＝a₁ ^*s^*(t)+a₂ ^*s(t)，                    (6)

并且通过使用x(t)和x^*(t)作为独立的观测数据，使α_I，α_Q，φ_I，φ_Q中的不平衡误差最小化所需的补偿可以通过利用IQ不平衡的共轭对称性来确定。出于示例的目的，此处将不平衡误差作为标量误差来提供，但是通常，不平衡误差是频率的函数α_I(f)，α_Q(f)，φ_I(f)，φ_Q(f)。

为了执行补偿分析，通过产生部分带宽训练信号以及测量全带宽响应信号来利用该对称性。在带宽未被部分带宽训练信号覆盖的一部分中检测从损害中产生的信号分量。该部分带宽过程一直持续到已经覆盖了全部带宽，并且将来自部分带宽迭代的响应信号组合，以便在全部带宽上对接收机进行补偿。出于以下进行示例的目的，使用半带宽技术(即，两次迭代)，然而，能够想到可以采用两个以上的部分带宽分段。

为便于补偿，发射机111被配置为使用开关118选择训练信号119而非常规数据业务。图2A图示了覆盖校准带宽一半的示例性发射信号200。在示出的实施方式中，信号200是不需要频率平坦的任意宽带信号。图2B显示了接收机131对发射信号200的响应。调制器112发射的和接收机131接收的实际发射信号210显示在图2B中。注意到还存在由于发射机111的IQ不平衡引起的发射机损害信号220。图2B中显示的发射信号210是通过将调制器112的本地振荡器频率设置为具有与采样接收机131的中心频率相差约1/4校准带宽(即，-BW/4)的负中心频率偏移(从而发射信号210被置于采样接收机131的较低的半个带宽上)来发射的。由于IQ不平衡的对称性，产生的接收机损害信号230占了上半个带宽，并且与发射机损害信号220分离。注意到接收机损害信号230包括表示由发射信号200引起的采样接收机131损害的损害信号240，以及表示由发射机损害信号220引起的采样接收机131损害的接收机损害信号250。

如图2C所示，执行第二迭代以便覆盖校准带宽的第二半部。发射信号210’(即包括发射信号200’和发射机损害信号220’)是通过将调制器112的本地振荡器频率设置为具有与采样接收机131的中心频率相差大约1/4的校准带宽(即，+BW/4)的正中心频率偏移(从而发射信号210’被置于采样接收机131的上半个带宽上)来发射的。再次，由于IQ不平衡的对称性，产生的接收机损害信号230’占了较低的半个带宽，并且与发射机损害信号220’分离。接收机损害信号230’包括表示由发射信号200’引起的采样接收机131损害的损害信号240’，以及表示由发射机损害信号220’引起的采样接收机131损害的接收机损害信号250’。

对于每个部分带宽迭代，采样接收机捕获单元136记录响应信号。每个部分带宽捕获用于产生相应带宽的补偿滤波器。采样接收机IQ补偿估计单元135使用该捕获信息产生用于采样接收机IQ补偿滤波器134的系数。

图3图示了采样接收机131损害的示例性模型300。由块310、320中的系数h1、h2来建模损害。建模的损害h1、h2通过加法器330、340加到期望信号s₁[n]、s₂[n]上，由此产生有损基带信号x₁[n]、x₂[n]。由采样接收机IQ补偿估计单元135执行补偿产生块350、360中的滤波器系数w1、w2，从加法器370、380中的有损基带信号中减去滤波器系数w1、w2以便尝试去除损害，由此产生接收信号

去相关准则块390表示去相关算法的收敛准则。当去相关准则满足时，滤波器阶数的迭代调整终止。

如上所表明的，基带信号x(t)可以被写为期望信号s(t)与其共轭s^*(t)的和。下变频过程之后，共轭分量表现为基带频域中的镜像相反DC。为了执行补偿，通过对等式(5)中示出的a₁和a₂进行盲自适应估计，可以使x(t)中的共轭贡献最小化。一个将混频信号分离的示例性方法为使用二阶统计来观测源之间的相关性并使其最小化，条件是源s₁(t)＝s(t)并且其共轭s₂(t)＝s^*(t)是不相关的。假设该信号是零均值的复高斯随机过程。这些信号的相关由下式给出：

$C_{\mathrm{ss}}\·\left(\mathrm{\τ}\right)=E\left[s(t+\mathrm{\τ}){\left(s^{*}\left(t\right)\right)}^{*}\right].---\left(6\right)$

将等式(6)的相关中的同相分量和正交分量分离，这导致：

$C_{\mathrm{ss}}\·\left(\mathrm{\τ}\right)=[C_{s_I{s}_I}\left(\mathrm{\τ}\right)-C_{s_Q{s}_Q}\left(\mathrm{\τ}\right)]+j[C_{s_I{s}_Q}\left(\mathrm{\τ}\right)+C_{s_Q{s}_I}\left(\mathrm{\τ}\right)---\left(7\right)$

如果该信号的同相分量和正交分量不相关，则该相关的虚部为0。如果同相分离和正交分量的自相关相同，则该相关的实部为0。尽管对于典型的3G和4G宽带信号而言，同相分量和正交分量的自相关并非相同，但是该相关较小，从而有可能通过自适应方案来最小化。

接收信号

的去相关需要

该条件进一步导致

$C_{\hat{s}\hat{s}}\left[0\right]=+(h_2^{*}-w_2^{*})(1-w_1{h}_2)R_{y_1{y}_1}\left[0\right]$

$+(h_1-w_1)(1-w_2^{*}{h}_1^{*})R_{y_1{y}_2}\left[0\right],---\left(8\right)$

其中混合系数由

和

给出，并且

分别为y₁和y₂的互相关系数。混合系数彼此共轭，这意味着w₂＝w₁ ^*。假设使用一阶来估计的简单情况，易于使用类似于牛顿零搜索(Newton zero search)的简单最小化算法，其中0在互相关域中。

在简单示例中，采样接收机IQ补偿估计单元135可以使用以下信号分离程序。

1.捕获信号x[n]进入采样接收机捕获单元136。

2.形成x₁[n]＝x[n]和x₂[n]＝x^*[n]。

3.形成信号估计。

${\hat{s}}_1\left[n\right]=x_1\left[n\right]-w_1^{*}\left[n\right]x_2\left[n\right]$

${\hat{s}}_2\left[n\right]=x_2\left[n\right]-{w_2}^{*}\left[n\right]x_1\left[n\right].---\left(9\right)$

4.更新系数权重。

$w_1[n+1]=w_1\left[n\right]+2\mathrm{\μ}{\hat{s}}_2\left[n\right]{\hat{s}}_1^{*}\left[n\right]$

$w_2[n+1]=w_1^{*}[n+1],---\left(10\right)$

$0<\mathrm{\&mu;}<\frac{1}{R_{x_2{x}_2}\left[0\right]}$

其中μ是LMS算法的收敛参数，并且

是x₂自相关系数。

在典型的商用调制器和解调器上观测到的IQ不平衡是频率相关的，而且单阶解决方案通常不足以补偿宽带宽上的IQ不平衡镜像。为了提供宽带宽补偿，可以将等式(6)到(10)中的表达式矢量化，以便产生长度为2L+1的补偿滤波器，

W⁽ⁿ⁾＝[w⁽ⁿ⁾(-L)…w⁽ⁿ⁾(L)]^T，-L≤k≤L，       (1)

其中

$w_1^{(n+1)}\left(k\right)=w_1^{\left(n\right)}\left(k\right)+2\mathrm{\&mu;}\left({\hat{s}}_2\right[n\left]{{\hat{s}}_1}^{*}\right[n-k\left]\right),-L\&le;k\&le;L$

w₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾(k)＝w₁ ⁽ⁿ⁾(k)^*

如果解存在于去相关

和

则在滤波器跨度2L+1上

$C_{\hat{s}{\hat{s}}^{*}}\left[k\right]=E\left[{\hat{s}}_1\right[n\left]{\hat{s}}_2^{*}\right[n-k\left]\right]=0,-L\&le;k\&le;L---\left(2\right).$

这意味着滤波器响应为h₁＝w₁，h₂＝w₂。尽管表面上与自适应均衡的LMS形式相似，但是本方法使用最小化搜索中的互相关。

上述步骤考虑滤波器w₁和w₂奇对称或者为共轭滤波器。实际的解调器不是对称的，并且在接收机中心频率的任意一侧上显示出变化的频率响应。

为了使用上面概述的盲方法对解调器进行充分补偿，采样接收机IQ补偿估计单元135使用多步骤方式来构建部分带宽滤波器(例如两个半带宽滤波器)。随后部分带宽滤波器在频域中相接，以便形成最终的全频带补偿滤波器。

为了产生采样接收机IQ补偿滤波器134的全带宽滤波器系数，采样接收机IQ补偿估计单元135通过离散傅立叶变换(DFT)将每个部分带宽滤波器的时域系数转换到频域。部分带宽响应信号在频域连接，以便形成在整个接收机带宽上定义的频率响应。在交叉点(例如两个半带宽滤波器的f＝0)处，对响应进行平均，以便定义全带宽响应的中点。然后执行反向DFT，以便将全带宽响应转换回时域系数。

已经使用部分BW捕获对采样接收机IQ补偿滤波器134进行配置以便构建采样接收机131的全BW补偿滤波器之后，可以使用补偿后的采样接收机131作为训练参考来对发射机111进行校准。如图4所示，训练信号119现在被配置为包括发射信号410和发射机损害信号420的全带宽信号400。然而，由于采样接收机131可以作为补偿后的训练参考来使用，所以有可能对发射机111进行补偿。

可以使用本领域普通技术人员已知的传统技术来执行后续的发射机111的最终补偿。例如，在调制器112进行调制之前(即在调制器112引入发射机损害之前)，发射机捕获单元116捕获全带宽训练信号。采样接收机IQ补偿滤波器134对采样接收机131接收的信号进行补偿，以便去除采样接收机损害。随后将滤波后的信号提供给发射机IQ补偿估计单元115，发射机IQ补偿估计单元115将补偿后的接收信号与发射机捕获单元116捕获的发射信号进行比较。在发射机补偿前，补偿后的接收信号包括发射机损害。通过将补偿后的接收信号与发射信号进行比较，发射机IQ补偿估计单元115识别损害，并产生发射机IQ补偿滤波器114的系数，以便补偿发射机损害。为清楚起见并且避免使本主题模糊不清，本文未对这些传统技术进行更详细的描述。

本文所描述的技术允许使用补偿后的接收机131而不是用外部训练信号来补偿发射机111。本方法简化了补偿技术，从而潜在地减小了收发机的复杂度并降低了成本。

上面公开的具体实施方式仅是示例性的，因为所公开的主题可以被修改并且以不同但等效的方式来实施，这些方式对于得益于本文教导的本领域技术人员来说是明显的。此外，除了以下权利要求所述以外，没有意图限制本文显示的结构或设计的细节。因此很明显上面公开的具体实施方式可以被替换或者修改，而且所有这种变化都被视为落入所公开的主题的范围和精神之内。相应地，本文所寻求如以下权利要求中所提出的保护。

Claims (10)

1.一种用于针对损害补偿收发机的方法，包括：

使用发射机来发射多个部分带宽训练信号；

捕获接收机的具有带宽并且呈现出接收机损害的多个响应信号，每个响应信号与所述部分带宽训练信号中的一个相关，其中所述部分带宽训练信号中的每一个与所述接收机的带宽的一部分相关；

基于所述多个响应信号来产生多个部分补偿滤波器，每个部分补偿滤波器与所述响应信号中的一个相关；以及

将所述部分补偿滤波器组合，以便配置可操作来补偿所述接收机损害的接收机补偿滤波器。

2.如权利要求1所述的方法，进一步包括：

使用所述发射机来发射全带宽训练信号，其中所述发射机具有发射机损害；

捕获所述接收机对所述全带宽训练信号的第二响应信号；

使用所述接收机补偿滤波器来对所述第二响应信号进行滤波，以产生滤波后的响应信号；以及

比较所述全带宽训练信号与滤波后的响应信号，以及基于所述比较配置发射机补偿滤波器以补偿所述发射机损害。

3.如权利要求2所述的方法，进一步包括：

使用所述发射机补偿滤波器来对所述发射机将要发射的数据进行滤波；以及

使用所述接收机补偿滤波器来对所述接收机接收的数据进行滤波。

4.如权利要求1所述的方法，其中产生所述部分补偿滤波器中的已选择的一个部分补偿滤波器包括：

捕获所述接收机对所述相关联的部分带宽训练信号的所述响应信号；

产生所述响应信号的共轭信号；

基于所述响应信号、所述共轭信号和多个滤波器系数来产生估计信号；

对所述滤波器系数进行迭代调整，以使所述共轭信号对所述估计信号的贡献最小化；以及

使用调整后的系数配置所述已选择的部分补偿滤波器。

5.如权利要求1所述的方法，其中将所述部分补偿滤波器组合包括：

将每个部分补偿滤波器转换到所述频域；

在所述频域中将所述转换后的部分补偿滤波器连接；以及

将已连接的部分补偿滤波器转换到所述时域，以产生所述接收机补偿滤波器。

6.如权利要求5所述的方法，其中将所述转换后的部分补偿滤波器连接包括对重叠点处的转换后的部分补偿滤波器求平均。

7.一种收发机，包括：

发射机，可操作来发射多个部分带宽训练信号；

接收机，具有损害并且可操作来接收所述多个部分带宽训练信号；

接收机捕获单元，可操作来捕获所述接收机的多个响应信号，每个响应信号与所述部分带宽训练信号中的一个相关联，其中所述部分带宽训练信号中的每一个与所述接收机带宽的一部分相关联；

接收机补偿滤波器，可操作来对所述接收机接收的信号进行滤波；

接收机补偿估计单元，可操作来基于所述多个响应信号来产生多个部分补偿滤波器，每个部分补偿滤波器与所述响应信号中的一个相关联，以及可操作来将所述部分补偿滤波器组合，以配置所述接收机补偿滤波器以补偿所述接收机损害。

8.如权利要求7所述的收发机，其中所述发射机具有损害，以及进一步可操作来发射全带宽训练信号，所述捕获单元可操作来捕获所述接收机对所述全带宽训练信号的第二响应信号，所述接收机补偿滤波器可操作来对所述第二响应信号进行滤波以产生滤波后的响应信号，以及所述收发机进一步包括：

发射机补偿滤波器，可操作来对发射机发送的信号进行滤波；

发射机捕获单元，可操作来捕获所述全带宽训练信号；以及

发射机补偿估计单元，可操作来比较所捕获的全带宽训练信号与滤波后的响应信号，以及可操作来基于所述比较配置所述发射机补偿滤波器以补偿所述发射机损害。

9.如权利要求7所述的收发机，其中所述接收机补偿估计单元可操作来通过产生所述接收机捕获单元捕获的、针对所述相关联的部分带宽训练信号的所述响应信号的共轭信号，基于所述响应信号、所述共轭信号以及多个滤波器系数来产生估计信号，对所述滤波器系数进行迭代调整以使所述共轭信号对所述估计信号的贡献最小化，以及使用调整后的系数来配置已选择的部分补偿滤波器，来产生所述部分补偿滤波器中的已选择的一个部分补偿滤波器。

10.如权利要求7所述的收发机，其中所述接收机补偿估计单元可操作来通过将每个部分补偿滤波器转换到所述频域，在所述频域中将转换后的部分补偿滤波器连接，以及将已连接的部分补偿滤波器转换到所述时域以产生所述接收机补偿滤波器的系数，来将所述部分补偿滤波器组合。

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