CN1933464A - 多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收装置及接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收装置及其接收方法，包括依次连接的：多路串/并转换模块、多路信道匹配模块、信号合并模块、FFT变换模块、单点频域均衡模块、IFFT变换模块、并/串转换模块、由于本发明的多天线均衡接收装置只需采用一个快速离散傅利叶变换装置，以及对合并后的信号进行一次的快速离散傅利叶逆变换，使得信道均衡更简单，提高了接收机应用的灵活性，大大简化了均衡接收的复杂度。

Description

多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收装置及接收方法

技术领域

本发明涉及一种应用于无线移动通信领域的多天线均衡接收装置及其接收方法，特别是无线通信系统在衰落信道情况下的多天线均衡接收装置及其接收方法。本发明可以在无线宽带通信和移动通信领域获得广泛应用，尤其是在第四代移动通信领域中将有广阔的发展前景。

背景技术

在通信系统中，由于信道的时域弥散特性，接收机同时接收到发送信号的多个不同时延的多径衰落信号，信道的多径影响将导致符号间干扰，接收机必须采取一定的技术来克服多径衰落以恢复出原始发送信号。

在第二代移动通信系统中，采用维特比均衡器克服多径衰落，其复杂度为信道记忆长度的指数函数，因此不适合宽带通信系统。在第三代移动通信系统WCDMA/HSDPA中，采用时域线性均衡器补偿信道的失真，该技术的缺点是其实现的复杂度为信道记忆长度的三次方，且其性能受残余符号间干扰的影响。多载波传输技术可以有效地克服信道的多径衰落，它将整个带宽划分为若干正交的子载波，使符号持续时间变长，每个子载波信道近似为平衰落，接收机只需做低复杂度的单点均衡。基于循环前缀(CP)的单载波/多载波传输技术可以有效地隔离信道多径衰落的影响，从而可以利用低复杂度的频域均衡来进行信道均衡。

如图1所示的是现有的多天线传输系统的均衡接收装置，该装置包括依次对应连接的：多路射频接收模块、多路去除循环前缀模块、多路串/并转换模块、多路快速离散傅利叶变换模块、多路信道匹配滤波模块、信号合并模块、均衡模块、逆傅利叶变换模块、并/串转换模块、解映射解交织模块、信道译码模块、信息比特模块，所述多路射频接收模块的输出端还连接一同步与信道估计模块，该同步与信道估计模块的输出端还与所述的均衡模块相连接。所述射频接收模块、去除循环前缀模块、串/并转换模块、快速离散傅利叶变换模块、信道匹配滤波模块的数目所接收天线的数目相关。

传统多天线传输系统均衡接收方法的缺点是所需要快速离散傅利叶变换模块的数目与接收天线数目直接相关，不利于系统实施。当接收天线数目很大时，系统的复杂度高，不利于实际的硬件实现。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收装置及其方法，该装置简化了传统多天线均衡接收时所需快速离散傅利叶变换装置的数目与接收天线数目直接相关的限制，解决了传统多天线均衡接收进复杂度较高的问题上。

为了解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：

提供一种多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收装置，包括依次连接的：

多路串/并转换模块、其用于将各天线输入的串行数据序列变换成并行数据序列输出；

多路信道匹配模块、其用于将并行的数据序列进行信道匹配滤波变换。

信号合并模块、用于将匹配滤波后的多路并行数据序列进行合并。

FFT变换模块、用于对合并后的信号进行一次傅利叶变换，将一定长度的接收信号数据块变换到频域；

单点频域均衡模块、用于对变换后的频域数据信号进行相位和幅度的信道损伤补偿。

进一步地，本发明还提供一种多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收方法，包括如下步骤：

多路串/并转换步骤、将各天线输入的串行数据序列变换成并行数据序列输出；

多路信道匹配步骤、将并行的数据序列进行信道匹配滤波变换；

信号合并步骤、将匹配滤波后的多路并行数据序列进行合并；

FFT变换步骤、对合并后的信号进行一次傅利叶变换，将一定长度的接收信号数据块变换到频域；

单点频域均衡步骤、对变换后的频域数据信号进行相位和幅度的信道损伤补偿。由于采用了上述技术方案，本发明的多天线均衡接收装置只需采用一个快速离散傅利叶变换装置，对合并后的信号进行一次的快速离散傅利叶变换，使得后端的数据恢复更简单，提高了接收机应用的灵活性，大大简化了均衡接收的复杂度。

附图说明

图1是现有的多天线均衡接收装置的结构示意图。

图2是本发明的多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收装置的结构示意图。

具体实施方式

如图2所示，本发明的多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收装置包括依次连接的：

多路接收天线；

多路射频接收模块1，其与多路接收天线一一对应连接，用于将无线信道中的信号接收下来，变频到基带进行处理。经过接收天线和射频接收模块，接收机输出基带信号。

同步与信道估计模块2，其与多路射频接收模块1的输出端相连接，完成接收信号的时频同步和信道衰落系数估计的功能。

多路去除循环前缀(CP)模块3，其与所述的多路射频接收模块1的输出端一一对应连接，用于删除受到符号间干扰的信号循环前缀，消除块间干扰，隔离信道时延扩展的影响，以利于接收机的频域均衡。

多路串/并转换模块4，其与所述的多路去除循环前缀模块3的输出端一一对应连接，其用于将各天线输入的串行数据序列变换成并行数据序列输出；

多路信道匹配模块5，其与所述的多路串/并转换模块4的输出端一一对应连接，用于将并行的数据序列进行信道匹配滤波变换。

信号合并模块6，其与所述的多路信道匹配模块5的输出端均相连接，用于将各天线信道匹配滤波后的多路数据序列进行合并。

FFT(快速离散傅利叶)变换模块7，其与所述的信号合并模块6的输出端相连接，用于对合并后的信号进行一次傅利叶变换，将一定长度的接收信号数据块变换到频域，以便于于频域均衡消除信道对该数据块的影响。

单点频域均衡模块8，其与所述的FFT变换模块7、同步与信道估计模块2的输出端相连接，用于对变换后的频域数据信号进行相位和幅度的信道损伤补偿。

IFFT变换模块9，其与所述的单点频域均衡模块的输出端相连接，用于将已经经过频域均衡的频域子带信号恢复到时域去，以便于进一步处理。

并/串转换模块10，其与所述的IFFT变换模块9的输出端相连接，用于将输入的并行数据序列变换成串行的输出数据序列。

解复用/解帧模块11，其与所述的并/串转换模块10的输出端相连接，用于将信号从复用信号和帧信号中恢复出数据信号。

解映射解交织模块12，其与所述的解复用/解帧模块11的输出端相连接，用于依据发送端的符号映射规则将输入的数据序列解映射成相应的数字序列，并进行比特解交织。如果即将执行的信道译码基于硬判决输入信息，则输出由0、1组成的硬信息数字序列。否则符号解映射将提供相应的基于数比特量化的软信息数字序列。

信道译码模块13，其与所述符号解映射解交织模块12的输出端相连接，用于执行相应的信道译码算法。经过信道译码模块，输入的编码比特据序列变换成信息比特数据序列。

信息比特模块14，其与所述的信道译码模块13的输出端相连接，用于将接收机恢复出信息比特数据序列传递给上层应用模块处理。

可见，本发明的多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收装置先对多路信道匹配模块输出的匹配滤波后的数据序列输入给信号合并模块6进行信号合并，然后将合并后的信号输出给FFT变换模块7，所述的FFT变换模块7对合并后的信号进行一次FFT变换后输出给单点频域均衡模块8，从而将现有的多路FFT变换模块简化成一路FFT变换模块。

进一步地，本发明的多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收方法，包括如下步骤：

多路串/并转换步骤、将各天线输入的串行数据序列变换成并行数据序列输出；

多路射频接收步骤，将无线信道中的信号接收下来，变频到基带进行处理；

同步与信道估计步骤，完成接收信号的时频同步和信道衰落系数估计；

多路去除循环前缀步骤，删除受到符号间干扰的信号循环前缀，消除块间干扰，隔离信道时延扩展的影响；

多路信道匹配步骤、将并行的数据序列进行信道匹配滤波变换；

信号合并步骤、将匹配滤波后的多路并行数据序列进行合并；

FFT变换步骤、对合并后的信号进行一次傅利叶变换，将一定长度的接收信号数据块变换到频域；

单点频域均衡步骤、对变换后的频域数据信号进行相位和幅度的信道损伤补偿；

IFFT变换步骤、将已经经过频域均衡的频域子带信号恢复到时域去；

并/串转换步骤，将输入的并行数据序列变换成串行的输出数据序列。

解复用/解帧步骤，将信号从复用信号和帧信号中恢复出数据信号；

符号解映射解交织步骤，依据发送端的符号映射规则将输入的数据序列解映射成相应的数字序列，并进行比特解交织；

信道译码步骤，执行相应的信道译码算法；

信息比特步骤，将接收机恢复出信息比特数据序列传递给上层应用模块处理。

下面通过具体的算法说明本发明的接收方案与传统的接收方案相比大大降低了系统的复杂度：

可假定块传输的信号长度为M，x为M×1维的发送数据信号矢量，第i个天线的接收信号矢量可表示为：

                  y_i＝H_ix+z_i                        (1)

其中H_i为的循环矩阵，可以表示成如下形式：

$H_i={\left[\begin{array}{ccccccc}{h}_i\left(0\right)& & & & h_i\left(3\right)& h_i\left(2\right)& h_i\left(1\right)\\ h_i\left(1\right)& h_i\left(0\right)& & L& & h_i\left(3\right)& h_i\left(2\right)\\ h_i\left(2\right)& h_i\left(1\right)& h_i\left(0\right)& & & & h_i\left(3\right)\\ & M& & O& & M& \\ & & & & h_i\left(0\right)& & \\ & K& & L& h_i\left(1\right)& h_i\left(0\right)& \\ & & & & h_i\left(2\right)& h_i\left(1\right)& h_i\left(0\right)\end{array}\right]}_{M\×M}---\left(2\right)$

z_i为零均值白高斯噪声矢量，且满足 $E\left\{z_i{z}_i^H\right\}={\mathrm{\σ}}_z^2{I}_M;$ h_i＝[h_i(0)，h_i(1)，...，h_i(L-1)]^T为发送天线到第i接收天线之间的信道响应矢量，L为信道最大可分辨径。

由于H_i为循环矩阵，可以进行对角化，则H_i可表示为：

                  H_i＝F^HΛ_iF                        (3)

其中，F表示归一化DFT变换矩阵，Λ_i＝diag{H_i(0)，H_i(1)，...，H_i(M-1)}，H_i(k)为H_i第一列矢量的DFT变换，即：

     [H_i(0)，H_i(1)，...，H_i(M-1)]^T＝sqrt(M)F[h_i(0)，h_i(1)，...，h_i(L-1)]^T    (4)

假设 $y={[y_1^T,y_2^T,...,y_{N_T}^T]}^T,H={[H_1^T,H_2^T,...,H_{N_T}^T]}^T,z={[z_1^T,z_2^T,...,z_{N_T}^T]}^T,$ 则N_T个天线的接收信号可表示为：

                 y＝Hx+z                             (5)

且噪声矢量z满足： $E\left\{{\mathrm{zz}}^T\right\}={\mathrm{\σ}}_z^2{I}_{N_{T}M}.$

假设 $\mathrm{\Λ}={[{\mathrm{\Λ}}_1^T,{\mathrm{\Λ}}_2^T,...,{\mathrm{\Λ}}_{N_T}^T]}^T,$ 则错误！未找到引用源。式中的信道矩阵H可表示为：

$H=(I_{N_T}\⊗F^H)\mathrm{\ΛF}---\left(6\right)$

在信道冲击响应和噪声统计特性已知的情况下，由N_T个天线的接收信号矢量获得发送信号矢量的最小均方误差估计为：

${\hat{x}}_{\mathrm{MMSE}}=\underset{i=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{W}_i{y}_i---\left(7\right)$

$=\mathrm{Wy}$

$W=F^H{({\mathrm{\Λ}}^H\mathrm{\Λ}+{\mathrm{\σ}}_z^2{I}_M)}^{-1}{\mathrm{\Λ}}^H(I_{N_T}\⊗F)---\left(8\right)$

因此，发送信号矢量x的MMSE估计为：

${\hat{x}}_{\mathrm{MMSE}}=F^H{({\mathrm{\Λ}}^H\mathrm{\Λ}+{\mathrm{\σ}}_z^2{I}_M)}^{-1}{\mathrm{\Λ}}^H(I_{N_T}\⊗F)y$

$=F^H{({\mathrm{\Λ}}^H\mathrm{\Λ}+{\mathrm{\σ}}_z^2{I}_M)}^{-1}\left(\underset{i=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Λ}}_i^{H}F{y}_i\right)---\left(9\right)$

上式给出的估计方法需要N_T次DFT和一次IDFT运算，同时计算信道的频域响应需要N_T次DFT运算。

为减少错误！未找到引用源。式运算复杂度，本发明简化 成下式所示：

${\hat{x}}_{\mathrm{MMSE}}=F^H{R}^{-1}F\left(\underset{i=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i^H{y}_i\right)---\left(10\right)$

其中R为对角阵

$R=(A^{\%}+{\mathrm{\σ}}_z^2{I}_M)---\left(11\right)$

$\mathrm{diag}\left\{A^{\%}\right\}=\mathrm{sqrt}\left(M\right)\×{\mathrm{Fh}}^{\%}---\left(12\right)$

其中矢量 为矩阵

的第一列

$H^{\%}=\underset{i=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i^H{H}_i---\left(13\right)$

发送信号矢量的估计

只需要需一次M点DFT运算和一次M点IDFT运算，与传统算法复杂度对比如表所示：

                      表-1复杂度比较

上述对比可得出传统的均衡需要快速离散傅利叶变换的数目与接收天线数目直接相关，通常多天线接收时的天线数目很大，接收机的复杂度很高。而本发明所提出的算法并无此要求，复杂度可以得到较大程度的降低。

Claims (8)

1、一种多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收装置，其特征在于，包括依次连接的：

多路串/并转换模块、其用于将各天线输入的串行数据序列变换成并行数据序列输出；

多路信道匹配模块、其用于将并行的数据序列进行信道匹配滤波变换；

信号合并模块、用于将匹配滤波后的多路并行数据序列进行合并；

FFT变换模块、用于对合并后的信号进行一次傅利叶变换，将一定长度的接收信号数据块变换到频域；

单点频域均衡模块、用于对变换后的频域数据信号进行相位和幅度的信道损伤补偿。

2、根据权利要求1所述的多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收装置，其特征在于，单点频域均衡模块后还包括依次连接的：

IFFT变换模块、用于将已经经过频域均衡的频域子带信号恢复到时域去；

并/串转换模块，用于将输入的并行数据序列变换成串行的输出数据序列。

3、根据权利要求2所述的多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收装置，其特征在于，所述的并/串转换模块之后还包括依次连接的：

解复用/解帧模块，其用于将信号从复用信号和帧信号中恢复出数据信号；

符号解映射解交织模块，用于依据发送端的符号映射规则将输入的数据序列解映射成相应的数字序列，并进行比特解交织；

信道译码模块，用于执行相应的信道译码算法；

信息比特模块，用于将接收机恢复出信息比特数据序列传递给上层应用模块处理。

4、根据权利要求1或2或3所述的多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收装置，其特征在于，所述的多路串/并转换模块之前还包括：

多路接收天线；

多路射频接收模块，其与多路接收天线一一对应连接，用于将无线信道中的信号接收下来，变频到基带进行处理；

同步与信道估计模块，其与多路射频接收模块的输出端相连接，用于完成接收信号的时频同步和信道衰落系数估计；

多路去除循环前缀模块，其与所述的多路射频接收模块的输出端一一对应连接，用于删除受到符号间干扰的信号循环前缀，消除块间干扰，隔离信道时延扩展的影响。

5、一种多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收方法，其特征在于，包括如下步骤：

多路串/并转换步骤、将各天线输入的串行数据序列变换成并行数据序列输出；

多路信道匹配步骤、将并行的数据序列进行信道匹配滤波变换；

信号合并步骤、将匹配滤波后的多路并行数据序列进行合并；

FFT变换步骤、对合并后的信号进行一次傅利叶变换，将一定长度的接收信号数据块变换到频域；

单点频域均衡步骤、对变换后的频域数据信号进行相位和幅度的信道损伤补偿。

6、根据权利要求5所述的多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收方法，其特征在于，单点频域均衡步骤后还包括如下步骤：

IFFT变换步骤、将已经经过频域均衡的频域子带信号恢复到时域去；

并/串转换步骤，将输入的并行数据序列变换成串行的输出数据序列。

7、根据权利要求6所述的多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收方法，其特征在于，所述的并/串转换步骤之后还包括：

解复用/解帧步骤，将信号从复用信号和帧信号中恢复出数据信号；

符号解映射解交织步骤，依据发送端的符号映射规则将输入的数据序列解映射成相应的数字序列，并进行比特解交织；

信道译码步骤，执行相应的信道译码算法；

信息比特步骤，将接收机恢复出信息比特数据序列传递给上层应用模块处理。

8、根据权利要求5或6或7所述的多天线接收系统中降低复杂度的均衡接收方法，其特征在于，所述的多路串/并转换步骤之前还包括：

多路射频接收步骤，将无线信道中的信号接收下来，变频到基带进行处理；

同步与信道估计步骤，完成接收信号的时频同步和信道衰落系数估计；

多路去除循环前缀步骤，删除受到符号间干扰的信号循环前缀，消除块间干扰，隔离信道时延扩展的影响。

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