CN102449921B - 无线通信装置以及跳频方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了在频分复用多个信道的情况下抑制发送信号的时间波形的瞬时功率分布特性的变化的无线通信装置以及跳频方法。在终端(200)中，映射单元(212)在第1时隙的频率资源中配置PUCCH，在从第1时隙的频率资源中配置PUCCH的频率资源起隔开了规定的频率间隔(B)的频率资源中配置PUSCH，在第2时隙的频率资源中，维持规定的频率间隔(B)，并且通过将PUCCH以及PUSCH在IDFT或IFFT带宽内进行循环地频移配置，使PUCCH以及PUSCH在第1时隙和第2时隙间进行跳频。

Description

无线通信装置以及跳频方法
技术领域
本发明涉及将多个信道频分复用发送的无线通信装置以及跳频方法。
背景技术
作为成为LTE(Long Term Evolution，长期演进)的后继的移动通信系统，在3GPP(Generation Partnership Project，第三代合作伙伴计划)中正在研究高级LTE(LTE-advanced)的标准化。在高级LTE中，作为上行线路(UL：Uplink)无线访问方式，决定采用在LTE中也被采用的使用DFT(Discrete FourierTransform，离散傅立叶变换)预编码的DFT扩频(spread)OFDM(DFT-S-OFDM)或者SC-FDMA(Single-carrier Frequency DivisionMultiple Access，单载波频分多址)。
在使用SC-FDMA的LTE的UL传输中，为了在保持能够实现高覆盖的发送信号的低PAPR(Peak-to-Average Power Ratio，峰值平均功率比)特性的同时改善传输质量，作为传输数据信号以及控制信号的UL物理信道(物理上行共享信道(PUSCH：Physical Uplink Shared Channel)、物理上行控制信道(PUCCH：Physical Uplink Control Channel))的频率资源分配以及映射方法，采用以下的方法。
[关于PUSCH]
将进行了DFT扩频的各终端装置(User Equipment，以下简称为“终端”或“UE”)的数据信号(或者控制信号，或者对数据信号和控制信号进行了复用的信号)局部(localized)映射到PUSCH区域的连续频带中。
进而，还有将映射到PUSCH区域的连续频带中的信号，在PUSCH区域中通过将1子帧分为两个所构成的两个的前半时隙与后半时隙中进行跳频(时隙间跳频)的资源分配方法。
[关于PUCCH]
将通过CAZAC(Constant Amplitude Zero Autocorrelation，恒定幅度零自相关)序列进行了扩频的控制信号，在定义于系统频带的两端的PUCCH区域中通过将1子帧分为两个所构成的两个的前半时隙与后半时隙中进行跳频(时隙间跳频)。
[关于PUCCH以及PUSCH]
各终端将映射数据信号等的PUSCH和映射控制信号的PUCCH不进行同时发送。即，将PUSCH和PUCCH不进行频率复用发送。因此，在控制信号与数据信号同时产生的情况下，采用将两个信号复用而成为了一个信号序列后，进行DFT扩频，并映射到PUSCH区域的连续频带的方法。
如上所述，LTE的UL物理信道中的频率资源分配以及映射方法(1)通过将信号局部映射到连续频带中，维持UL的SC-FDMA信号的低PAPR特性；并且(2)通过使用时隙间跳频，能够提高频率分集效应和其他小区干扰抑制效果。
例如，专利文献1中公开了以LTE中的UL SC-FDMA方式为对象的、上行物理信道(上行链路控制信道、上行链路共享信道等)中的时隙间跳频方法。
但是，由于上述的PUSCH以及PUCCH的频率资源分配、映射方法中的限制的影响，存在着UL的频率资源分配的灵活性低的问题等，因此在高级LTE的UL SC-FDMA传输中，正在研究以下方法(参照非专利文献1以及非专利文献2)。
[关于PUCCH以及PUSCH]
将映射数据信号等的PUSCH和映射控制信号(例如L1／L2控制信号)的PUCCH同时发送的方法。即，将每个终端的PUSCH和PUCCH进行频分复用发送的方法。
图1中表示一例将PUSCH和PUCCH进行频分复用发送的终端的、1子帧内的PUCCH以及PUSCH的时间-频率资源映射。映射控制信号的PUCCH在时隙间从系统频带的两端跳频。另一方面，通过在PUCCH区域中插入的PUSCH区域中，映射数据信号等的PUSCH被分配给在1子帧内频率方向以及时间方向上连续的资源，由此实现PUSCH和PUCCH的同时发送。
由此，能够避免在同时产生了控制信号以及数据信号的情况下的LTE的UL物理信道中的映射方法，即对于通过复用两方的信号而生成的信号序列实施了DFT扩频后，映射到PUSCH的连续频带的方法中的以下问题。
即，能够避免如下问题：在同时产生了控制信号和数据信号的情况下，对它们进行复用并映射到PUSCH区域中，由此，(1)控制信号未被映射到所分配的PUCCH中，因此PUCCH的资源利用效率降低，以及(2)PUSCH的频率资源内能够传输的数据量减少，因此数据的吞吐量降低。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：特开2009-49541号公报
非专利文献
非专利文献1：3GPP TR36.814v.1.0.0，“Further Advancements forE-UTRA Physical Layer Aspects，”March.2009
非专利文献2：R1-090611，“Concurrent PUSCH and PUCCHtransmissions，”3GPP RAN WG1#56，Feb2009
非专利文献3：3GPP TS36.211v.8.9.0，“Physical Channels andModulation(Release8)，”December.2009
发明内容
发明要解决的问题
但是，在使用了上述以往技术的情况下，在1子帧(1TTI(TransmissionTime Interval，传输时间间隔))内，PUCCH的时隙间的映射位置发生变化，由此时域的发送信号波形的瞬时功率分布特性(例如，PAPR的互补累积分布函数(CCDF：Complementary Cumulative Distribution Function)特性)在时隙间发生变化。因此，产生这样的课题：在前半时隙与后半时隙中，由功率放大器(PA：Power Amplifier)的输入输出特性的非线性起因而产生的发送信号的失真特性发生变化。
以下对上述问题进行补充。
为了避免由PA的输入输出特性的非线性产生的发送信号的失真并且提高PA的功效，一般而言，从PA的输入输出特性的线性-非线性区域的变化点起，根据发送信号波形的瞬时功率变动幅度，在留了余量后的某个值(动作点)附近使PA动作较为理想(参照图2)。但是，在使用了上述以往技术的情况下，由于频域中的PUCCH的映射位置在前半时隙与后半时隙是不同的，所以如图2所示，产生与前半时隙(时隙#0)中的发送信号的时间波形的瞬时功率变动幅度相比，后半时隙(时隙#1)中的发送信号的时间波形的瞬时功率变动幅度变大的情况(例如，PAPR的CCDF为1％(＝10-2)的PAPR的值变大的情况)。其结果，在前半时隙和后半时隙中，发送SC-FDMA信号的失真特性发生变化。例如，如图2所示，在前半时隙的瞬时功率变动幅度小，后半时隙的瞬时功率变动幅度大的情况下，与前半时隙的发送SC-FDMA信号的失真比较，后半时隙的发送SC-FDMA信号的失真大。
上述中，在1子帧(1TTI)内使用相同的发送格式(例如使用相同的MCS(Modulation and channel Coding Scheme，调制和信道编码方式)集或者发送功率指令等由基站装置(以下简称为“基站”)指示的某个发送功率控制值)，使AMC(Adaptive Modulation and Coding，自适应调制和编码)控制或者发送功率控制进行动作以满足某个所需质量的情况下，产生以下课题：接收质量因后半时隙的SC-FDMA信号的失真特性而产生劣化，不能满足所需质量，无法正确接收由两个时隙构成的1子帧整体的数据信号。在LTE中，利用对下行线路(DL：Down Link)的每个子帧通知的下行线路控制信道(PDCCH：Physical Downlink Control Channel，物理下行控制信道)的指示，控制UL的由两个时隙构成的整个1子帧的发送格式(MCS集或者发送功率控制值)。因此，如果考虑时隙间的SC-FDMA信号的失真特性的变化，终端对每个时隙改变MCS集，则基站无法正确识别UL的每个时隙的发送格式，有可能无法正确接收整个1子帧的数据信号。并且，在无法正确接收整个1子帧的数据信号的情况下，牵扯出产生重发、产生延迟等问题。
另外，在使用PA的同时并用补偿PA的非线性失真的预失真的情况下，若在前半时隙与后半时隙中SC-FDMA的失真特性发生变化，则还会产生前半时隙中的预失真的最佳控制在后半时隙中不成立的问题。
本发明的目的在于，提供在频分复用多个信道的情况下能够抑制发送信号的时间波形的瞬时功率分布特性的变化的无线通信装置以及跳频方法。
解决问题的方案
本发明的无线通信装置采用的结构包括：配置单元，在以规定的发送格式发送的第一时隙以及第二时隙的频率资源中配置以离散傅立叶变换(DFT：Discrete Fourier Transform)进行了扩频的第一信道的信号，在从所述第一时隙的频率资源中配置所述第一信道的频率资源起隔开了规定的频率间隔的频率资源中配置以恒定幅度零自相关(CAZAC：Constant Amplitude ZeroAutocorrelation)序列进行了扩频的第二信道的信号，在离散傅立叶逆变换或者高速傅立叶逆变换带宽中，在维持所述规定的频率间隔的同时循环地进行频移，通过将所述第一信道以及所述第二信道的信号配置于所述第二时隙的频率资源，使所述第一信道和所述第二信道在所述第一时隙和所述第二时隙之间跳频；以及傅立叶逆变换单元，对所述第一信道以及所述第二信道中所配置的信号进行离散傅立叶逆变换(IDFT：Inverse Discrete Fourier Transform)或者快速傅立叶逆变换(IFFT：Inverse Fast Fourier Transform)，配置所述第一信道的所述第一时隙的频率资源与所述第二时隙的频率资源之差，与配置所述第二信道的所述第一时隙的频率资源与所述第二时隙的频率资源之差相同。
本发明的跳频方法包括：配置步骤，在以规定的发送格式发送的第一时隙以及第二时隙的频率资源中配置以离散傅立叶变换(DFT：Discrete FourierTransform)进行了扩频的第一信道的信号，在从所述第一时隙的频率资源中配置所述第一信道的频率资源起隔开了规定的频率间隔的频率资源中配置以恒定幅度零自相关(CAZAC：Constant Amplitude Zero Autocorrelation)序列进行了扩频的第二信道的信号，在离散傅立叶逆变换或者高速傅立叶逆变换带宽中，在维持所述规定的频率间隔的同时循环地进行频移，通过将所述第一信道以及所述第二信道的信号配置于所述第二时隙的频率资源，使所述第一信道和所述第二信道在所述第一时隙和所述第二时隙之间跳频；以及变换步骤，对所述第一信道以及所述第二信道中所配置的信号进行离散傅立叶逆变换(IDFT：Inverse Discrete Fourier Transform)或者快速傅立叶逆变换(IFFT：Inverse Fast Fourier Transform)，配置所述第一信道的所述第一时隙的频率资源与所述第二时隙的频率资源之差，与配置所述第二信道的所述第一时隙的频率资源与所述第二时隙的频率资源之差相同。
发明的效果
根据本发明，通过频分复用并发送多个信道，能够抑制频率利用效率以及吞吐量的下降，在以规定的发送格式(MCS集或者发送功率控制值)传输的规定时间区间中，能够抑制发送信号的时间波形的瞬时功率分布特性的变化。
附图说明
图1是用于说明PUCCH和PUSCH的同时发送(频分复用发送)的图。
图2是表示时隙间发送信号的时间波形的瞬时功率变动幅度发生变化的情形的图。
图3是表示本发明实施方式1的基站的主要部分的结构的方框图。
图4是表示实施方式1的终端的主要部分的结构的方框图。
图5是表示一例“时隙间跳频模式#1”的图。
图6是用于说明频率间隔的定义的图。
图7是表示一例频分复用的信道数为3以上的情况下的时隙间跳频模式的图。
图8是表示将具有不同统计性质的信号进行了频分复用的例子的图。
图9是表示一例进行时隙间跳频的情况下的控制步骤的时序图。
图10是表示另一例进行时隙间跳频的情况下的控制步骤的时序图。
图11是表示另一例进行时隙间跳频的情况下的控制步骤的时序图。
图12是表示另一例进行时隙间跳频的情况下的控制步骤的时序图。
图13是用于说明循环频移量的通知方法的时序图。
图14是用于说明循环频移量的通知方法的时序图。
图15是表示一例“时隙间跳频模式#2”(每单位频带的PUCCH(两个PUCCH)的频分复用)的图。
图16是表示另一例“时隙间跳频模式#2”(每单位频带的PUSCH(两个PUSCH)的频分复用)的图。
图17是表示又一例“时隙间跳频模式#2”(PUCCH在不同单位频带间进行时隙间跳频的情况)的图。
图18是表示一例“时隙间跳频模式#3”的图。
图19是表示一例“时隙间跳频模式#4”的图。
图20是表示一例“时隙间跳频模式#5”的图。
图21是表示一例“时隙间跳频模式#6”的图。
图22是表示一例“时隙间跳频模式#8”的图。
图23是表示实施方式1的终端的其他结构的图。
图24是表示一例多个信道被映射到连续的频率资源的情况下的时隙间跳频模式的图。
图25是表示一例“频率间隔设定方法#1-0”的图。
图26是表示基于“频率间隔设定方法#1-1”的、距离系统频带两端以及系统频带的中心频率的频率距离和频率间隔B以及频率间隔B的最大值(阈值)的对应表的图。
图27是表示一例“频率间隔设定方法#1-2”的图。
图28是表示基于“频率间隔设定方法#1-2”的、距离系统频带两端的频率距离和频率间隔B(或频率间隔B的最大值)的对应表的图。
图29是表示一例“频率间隔设定方法#1-3”的图。
图30是表示基于“频率间隔设定方法#1-3”的、距离系统频带两端的频率距离、频分复用信号的总发送功率、以及频率间隔B(频率间隔B的最大值)的对应表的图。
图31是表示基于“频率间隔设定方法#1-3”的、距离系统频带两端的频率距离、构成频分复用信号的多个信道中的任一个信道的发送功率、以及频率间隔B(频率间隔B的最大值)的对应表的图。
图32是表示配置PUCCH的频率资源的资源号m与物理信道资源的位置之间的对应关系的图。
图33是表示一例“时隙间跳频模式#9”的图。
图34是表示另一例“时隙间跳频模式#9”的图。
图35是表示一例作为比较对照的时隙间跳频模式的图。
图36是表示一例“时隙间跳频模式#10”的图。
图37是表示另一例“时隙间跳频模式#10”的图。
图38是表示本发明的实施方式4的校正项以及跳频频带内的循环频移量的图。
图39是表示一例“时隙间跳频模式#11”的图。
图40是表示一例“时隙间跳频模式#12”的图。
图41是表示一例“时隙间跳频模式#13”的图。
图42是用于实现基于“时隙间跳频模式#13”的时隙间跳频的流程图。
图43是表示一例“时隙间跳频模式#14”的图。
图44是表示一例“时隙间跳频模式#15”的图。
标号说明
100  基站
101、201  发送接收天线端口
102、202  无线接收处理单元
103SC-FDMA  信号解码单元
104、204  解码单元
105、205  信道解码单元
106  质量测量单元
107  跳频控制单元
108  调度单元
109  控制信息生成单元
110-1、110-2、208-1、208-2  信道编码单元
111-1、111-2、209-1、209-2  调制单元
112OFDM  信号调制单元
113、215  无线发送处理单元
200，200A  终端
203OFDM  信号解调单元
206  控制信息提取单元
207  控制单元
210DFT  单元
211  扩频单元
212  映射单元
213IFFT  单元
214CP  插入单元
216  频谱分割单元
具体实施方式
以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。
本发明的发明人发现，在将PUCCH、PUSCH等多个信道进行频分复用，并且使这些信道进行时隙间跳频的情况下，如果能够将跳频方法对频分复用后的信号的时间波形(多个信道的合成时间波形)的变化产生的影响仅限定于相位分量，则在时隙间发送信号的时间波形的瞬时功率分布特性(例如PAPR的CCDF特性)不发生变化，进而完成了本发明。
另外，在以下的说明中，在通过将1子帧分为两个而构成的两个时隙中，将前半时隙称为第1时隙，将后半时隙称为2第2时隙。
(实施方式1)
在本实施方式中，在分配到第1时隙中的第1信道和第2信道的、IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform，离散傅立叶逆变换)或者IFFT(InverseFast Fourier Transform，快速傅立叶逆变换)频带内的频率间隔为B时，在第2时隙中将第2信道在IDFT或者IFFT带宽内循环地分配到从第1信道起隔开了B的频率资源中。
这里，IDFT或者IFFT频带有时称为“系统(单位频带)频带(带域)”。另外，在LTE-A系统中，为了同时实现LTE系统传输速度的数倍的超高速传输速度的通信以及对LTE系统的向后兼容性(Backward Compatibility)，面向LTE-A系统的频带划分为LTE系统的支持带宽即20MHz以下的“单位频带”。即，“单位频带”例如是具有最大20MHz宽度的频带，被定义为通信频带的基本单位。另外，“单位频带”在3GPP高级LTE(LTE-Advanced)中有时以英语记载为Component Carrier(s)(分量载波)。
图3表示本实施方式的接收上行线路数据的基站的主要部分的结构。另外，为了避免说明变得复杂，在图3中，表示与本发明密切相关的接收上行线路数据、以及以下行线路发送对该上行线路数据的应答信号所涉及的结构单元，省略发送下行线路数据所涉及的结构单元的图示以及说明。
基站100包括：发送接收天线端口101、无线接收处理单元102、SC-FDMA信号解调单元103、解调单元104、信道解码单元105、质量测量单元106、跳频控制单元107、调度单元108、控制信息生成单元109、信道编码单元110-1、110-2、调制单元111-1、111-2、OFDM信号调制单元112、以及无线发送处理单元113。
无线接收处理单元102将以发送接收天线端口101接收到的、从发送上行线路数据的发送侧的终端发送的、多个信道(PUSCH、PUCCH等)被频分复用的UL SC-FDMA信号转换为基带信号。这里，UL SC-FDMA信号是如后所述不同的多个信道被频分复用的多载波(MC：Multi-carrier)信号，是与LTE中的单载波FDMA信号相比PAPR较大的信号。因此，本实施方式中的ULSC-FDMA信号与以低PAPR为特征的LTE的单载波FDMA信号的用语的意思多少会有些差异，但为了简单起见，以下将进行了频率复用的多个信道的信号称为SC-FDMA信号并进行说明。
SC-FDMA信号解调单元103在内部包括CP(Cyclic Prefix，循环前缀)去除单元、FFT(Fast Fourier Transform，快速傅立叶变换)单元、解映射单元、FDE(Frequency domain Equalization，频域均衡化)单元、以及IDFT单元，进行以下的处理。CP去除单元去除在SC-FDMA信号的头部附加的CP，并将去除CP后的SC-FDMA信号输入到FFT单元。FFT单元对于去除CP后的SC-FDMA信号适用FFT，由此从时域变换为频域的副载波分量(正交频率分量)，并将FFT后的副载波分量输出到解映射单元。另外，在FFT后的副载波分量为参考信号的情况下，FFT单元将该副载波分量输出到质量测量单元106。解映射单元基于从调度单元108输入的各终端的资源分配信息(后述)，对映射到对象终端使用的频率资源的各副载波(正交频率分量)上的数据以及控制信号进行解映射，并输出到FDE单元。FDE单元根据各终端-基站间的频率信道增益的估计值计算FDE权重，在频域中对接收数据以及控制信号进行均衡，并将数据信号输出到IDFT单元，将控制信号输出到解扩单元。IDFT单元对FDE后的频域的数据信号进行IDFT而转换为时域的数据信号，并输出到解调单元104。解扩单元对于FDE后的控制信号进行解扩处理，并输出到解调单元104。
解调单元104对于均衡后的接收数据以及控制信号，基于从调度单元108输入的MCS信息进行QPSK调制等的解调，并将解调后的数据以及控制信号输出到信道解码单元105。
信道解码单元105对于解调后的数据以及控制信号，基于从调度单元108输入的MCS信息，进行了Turbo解码(斐特比解码，Viterbi Decording)等解码处理后，复原数据以及控制信号。另外，信道解码单元105将经复原的控制信号中包含的PUSCH以及PUCCH的资源分配请求信息输出到跳频控制单元107以及调度单元108。
质量测量单元106使用从FFT后的副载波分量中提取出的全部终端的参考信号，测量频域中的各终端的信道质量，例如各终端的每个副载波的SINR(Signal-to-Interference plus Noise power Ratio，信号对干扰加噪声功率比)，将信道质量作为CQI(Channel Quality Indicator，信道质量指示符)，输出到跳频控制单元107以及调度单元108。
对跳频控制单元107输入各终端的CQI、业务类型、PUSCH以及PUCCH的资源分配请求信息，跳频控制单元107判断是否进行时隙间跳频。例如，跳频控制单元107在PUSCH以及PUCCH(或者多个PUSCH、或者多个PUCCH)的资源分配请求同时产生的情况下，判断为适用时隙间跳频。跳频控制单元107将表示对于对象终端是否有时隙间跳频的适用的适用的有否的适用信息(跳频适应信息)通知给调度单元108以及控制信息生成单元109。另外，在适用跳频的情况下，跳频控制单元107将循环频移量的信息通知给控制信息生成单元109。
另外，上述中描述了基于来自终端的PUSCH以及PUCCH的资源分配请求信息的有否，基站100判断对于该终端是否适用时隙间跳频的情况，但基站100也可以基于来自终端的PHR(Power Head Room，功率上升空间)等通知信息或者终端的移动速度等，进行是否适用时隙间跳频的判断。
调度单元108将基于CQI决定的MCS(调制方式、编码率等)的信息输出到控制信息生成单元109、SC-FDMA信号解调单元103、解调单元104、以及信道解码单元105。
另外，调度单元108基于输入的各终端的QoS(请求数据速率、所需差错率、延迟等)、CQI、PUSCH以及PUCCH的资源分配请求信息、以及跳频适用信息，例如，通过进行时间-频率的二维调度，对PUSCH以及PUCCH分配时间-频率资源。调度单元108将对PUSCH以及PUCCH所分配的资源(时间、频率)的信息(资源分配信息)输出到控制信息生成单元109以及SC-FDMA信号解调单元103。
控制信息生成单元109将输入的终端的MCS信息、PUSCH以及PUCCH的资源分配信息、跳频适用信息以及时隙间跳频的循环频移量等控制信息转换为用于通知给终端的二值的控制比特序列，并将转换后的控制比特序列输出到信道编码单元110-1。
信道编码单元110-1对于控制比特序列以规定的编码率进行了卷积编码那样的纠错编码之后，将编码比特序列输出到解调单元111-1。
信道编码单元110-2对于发送数据序列以规定的编码率进行了特播(Turbo)编码那样的纠错编码之后，将编码比特序列输出到解调单元111-2。
调制单元111-1、111-2对编码比特序列以QPSK等进行了调制后，将得到的控制以及数据码元序列输出到OFDM信号调制单元112。
OFDM信号调制单元112在内部包括S／P单元、映射单元、IFFT单元、P／S单元、以及CP插入单元，在将所输入的控制以及数据码元序列复用之后，进行串并联转换(S／P转换)、向副载波的映射、IFFT(Inverse Fast FourierTransform，快速傅立叶逆变换)、并串行转换(P／S转换)、以及CP插入的处理，并输出到无线发送处理单元113。
无线发送处理单元113将基带信号转换为RF(Radio Frequency，射频)信号，并使用功率放大器(PA)进行功率放大后，由发送接收天线端口101发送。
在图4中示出本实施方式的终端的主要部分的结构。另外，为了避免说明变得复杂，在图4中，表示与本发明密切相关的发送上行线路数据、以及以下行线路接收对该上行线路数据的应答信号所涉及的结构单元，省略有关接收下行线路数据的结构单元的图示以及说明。
终端200包括发送接收天线端口201、无线接收处理单元202、OFDM信号解调单元203、解调单元204、信道解码单元205、控制信息提取单元206、控制单元207、信道编码单元208-1、208-2、调制单元209-1、209-2、DFT单元210、扩频单元211、映射单元212、IFFT单元213、CP插入单元214、以及无线发送处理单元215。
无线接收处理单元202将以发送接收天线端口201接收到的、从基站100发送的信号转换为基带信号。
OFDM信号解调单元203对于基带信号进行了CP去除、S／P转换、FFT、FDE处理、解映射、P／S转换处理之后，将控制以及数据码元序列输出到解调单元204。
解调单元204对于控制以及数据信号序列进行QPSK调制等的解调处理，并将解调后的控制以及数据序列输出到信道解码单元205。
信道解码单元205对于解调后的控制以及数据序列使用特播(Turbo)解码等进行纠错解码，复原为控制信号以及数据信号。
控制信息提取单元206从经复原的控制信号以及数据信号中，提取终端200的PUSCH以及PUCCH的资源分配信息、跳频适用信息、以及时隙间跳频的循环频移量(以下称为“时隙间跳频信息”)，并将提取出的这些时隙间跳频信息输出到控制单元207。另外，控制信息提取单元206将上述时隙间跳频信息以外的MCS信息(调制级别(调制多值数)、编码率等)的控制信息分别输出到信道编码单元208-1、208-2、以及调制单元209-1、209-2。
控制单元207使用输入的发往本终端的终端的时隙间跳频信息，在子帧内的第1以及第2时隙中，设定使PUSCH以及PUCCH在时隙间跳频映射的时间以及频率资源，并将所设定的时间以及频率资源(资源映射)的信息(以下称为“资源映射信息”)输出到映射单元212。
发送数据的信道编码单元208-1对从高层输入的发送数据的信息比特序列(传输块、码字)进行了特播(Turbo)编码那样的纠错编码之后，基于从基站100通知的MCS集(set)的编码率，通过速率匹配算法，对于该传输块生成某种编码率的编码比特序列，并输出到调制单元209-1。
发送数据的调制单元209-1基于从基站100通知的MCS集的调制方式，对于某个传输块以QPSK等的同一调制级别进行了调制之后，将得到的发送数据码元序列输出到DFT单元210。
通过这些信道编码以及调制处理，生成在发送信息比特序列的传输块(码字)内具有同一发送格式(MCS集)的码元序列。另外，也可以在调制单元209-1与DFT单元210之间设置复用单元，在信道编码以及调制处理之后，复用单元对发送数据码元序列复用CAZAC(Constant Amplitude Zero Autocorrelation，恒定幅度零自相关)那样的参考信号。
DFT单元210对于发送数据码元序列进行DFT，转换为频域的各副载波分量(正交频率分量)，并输出到映射单元212。
控制数据(PUSCH、PUCCH的资源分配请求信息(调度请求(SR：Scheduling Request)等)、对DL发送的ACK／NACK、DL信道的CQI以及CSI(Channel State Information，信道状态信息)等)的信道编码单元208-2对于控制数据的控制比特序列，基于从基站100通知的MCS集的编码率，进行了卷积编码那样的纠错编码之后，将编码比特序列输出到调制单元209-2。
控制数据的调制单元209-2基于从基站100通知的MCS集的调制方式，以QPSK等的调制级别进行了调制之后，将得到的控制数据码元序列输出到扩频单元211。
通过这些信道编码以及调制处理，生成在发送控制比特序列中也具有同一发送格式的控制数据码元序列。另外，也可以在调制单元209-2与扩频单元211之间设置复用单元，在信道编码以及调制处理之后，复用单元对控制数据码元序列复用CAZAC那样的参考信号。
扩频单元211对于控制数据码元序列，以CAZAC序列等的在时域以及频域中具有恒定振幅特性的序列对码元进行扩频，并将扩频后的控制数据码元序列输出到映射单元212。
映射单元212对于从DFT单元210以及扩频单元211输入的、同一发送格式的、DFT扩频(预编码)后的发送数据码元序列以及以CAZAC序列扩频后的控制数据码元序列，基于从控制单元207输入的资源映射信息，分别向1子帧内的PUSCH区域或PUCCH区域的时间以及频率资源映射(控制信号和数据信号的频分复用)，并将映射后的控制信号以及数据信号输出到IFFT单元213。此外，所谓资源映射信息，是指映射为了在时隙间跳频而分配的PUSCH以及PUCCH的时间以及频率资源的信息。
IFFT单元213在分配给了本终端的频率资源以外的副载波中插入了零之后，通过进行IFFT，生成将PUSCH以及PUCCH进行了频分复用的、时域的SC-FDMA信号，并将所生成的SC-FDMA信号输出到CP插入单元214。
CP插入单元214将1SC-FDMA块的后方的样本作为循环前缀(CP)附加到块的开头，并将附加CP后的SC-FDMA信号输出到无线发送处理单元215。
在无线发送处理单元215中，将附加CP后的SC-FDMA信号的基带信号转换为RF信号，并由功率放大器(PA)进行功率放大之后，通过发送接收天线端口201发送。
接着，说明本实施方式中的时隙间跳频的跳频模式(以下称为“时隙间跳频模式”)。另外，控制单元207将该时隙间跳频模式作为资源分配规则保持在内部，将基于资源分配规则的资源映射信息输出到映射单元212。并且，映射单元212基于该资源映射信息，将PUSCH以及PUCCH映射到时间以及频率资源。
[时隙间跳频模式#1]
图5是表示一例本实施方式中的PUSCH以及PUCCH的时隙间跳频模式#1的图。在图5所示的例子中，表示将映射有数据信号(控制信号、或者控制信号以及数据信号)的PUSCH和映射有控制信号的PUCCH作为一个块，在维持频率间隔B的同时，在IFFT频带内在同一方向(图5中是从低频向高频的方向)上循环地进行频移，由此进行时隙间跳频的情形。
图5所示的PUSCH以及PUCCH都横跨1子帧，分别以规定的发送格式传输。即，如图5所示，在将1子帧分为第1时隙(前半时隙)与第2时隙(后半时隙)的两个时隙中，对PUSCH以及PUCCH分别分配同一发送格式的信号。
另外，图5中表示对12个数据信号或控制信号分别以序列长度为3的DFT(3×3的DFT矩阵)或者CAZAC序列进行扩频，由此，扩频后的数据信号以及控制信号的序列长分别为12×3＝36(0～35)的例子。如图5所示，将该信号序列分为两个，在第1时隙(前半时隙)以及第2时隙(后半时隙)的各个资源中，按照从频率方向到时间方向的顺序，将该信号序列以连续的3资源元素为单位进行映射。没有映射该信号序列的部分的资源的值为零。因此，在同一SC-FDMA码元内，将映射在PUSCH以及PUSCH区域中的DFT扩频后的数据信号、以CAZAC序列扩频后的控制信号进行频分复用。
从图5可知，在1子帧内的第1时隙中，在存在于IFFT频带的低频中的PUCCH区域中被映射的PUCCH和PUSCH之间的频率差为+B。并且，在1子帧内的第2时隙中，在存在于IFFT频带的高频中的PUCCH区域中进行了时隙间跳频的PUCCH和同样地进行了时隙间跳频的PUSCH，在IFFT频带内循环地维持频率间隔+B。
如图5，通过将PUSCH与PUCCH进行频分复用的同时，维持在IDFT或IFFT频域内的频率间隔而进行时隙间跳频，从而能够得到由跳频产生的频率分集效应，并且能够防止时隙间的频分复用信号的时间波形的功率分布特性的变化。
以下说明其理由。即，使用本实施方式中的时隙间跳频模式#1的时隙间跳频不会使频分复用信号的时间波形的瞬时功率分布特性产生变化，即，对于频分复用了PUCCH以及PUSCH的信号的时间波形的变化产生的影响能够仅限定于相位分量，进行详细描述。
在将PUSCH以及PUCCH进行了频分复用之后，通过进行IFFT生成的、时隙间跳频前的、第1时隙(时隙#0)中的N×1的时域SC-FDMA信号矢量d0如式(1)所示。另外，在式(1)中，为了简单起见，用插入CP前的发送信号表现形式示出d0。
d0＝F-1(D0，PUSCH+D0，PUCCH)
＝d0，PUSCH+d0，PUCCH      (1)
在式(1)中，F表示N×N的DFT矩阵，N表示FFT(DFT)的点数。D0，PUSCH(d0，PUSCH)表示仅在PUSCH区域中映射数据信号，在除此之外的资源中插入了零的情况下，即仅发送未进行频分复用的PUSCH的情况下的，时隙间跳频前的N×1的频域(时域)SC-FDMA信号矢量。
同样，D0，PUCCH(d0，PUCCH)表示仅在PUCCH区域中映射控制信号，在除此之外的资源中插入了零的情况下，即仅发送未进行频分复用的PUCCH的情况下的，时隙间跳频前的N×1的频域(时域)SC-FDMA信号矢量。
另一方面，在IFFT频带内，将PUSCH以及PUCCH作为块在同一方向上循环地频移S副载波，由此进行了时隙间跳频后的、第2时隙(时隙#1)中的N×1的时域SC-FDMA信号矢量d1如式(2)所示。
d1＝F-1T(S)(D1，PUSCH+D1，PUCCH)
＝F-1T(S)F(d1，PUSCH+d1，PUCCH)
＝diag(1，ej2πS／N，…，ej2πS(N-1)/N)(d1，PUSCH+d1，PUCCH)     (2)
在式(2)中，diag(a0，a10，......，aN-1)表示对角分量上具有a0，a1，......，aN-1作为元素的对角矩阵。另外，T(S)是表示IFFT频带内S副载波的循环频移的N×N的循环频移矩阵，通过式(3)给出。在进行大于N的S(＞N)副载波(资源元素)的循环频移的情况下，进行相当于T(S mod N)的循环频移即可。这里，mod表示模运算。
Figure GDA0000454564640000161
如式(3)所示，T(S)的第0列矢量由从第0行至第S-1行的元素以及从第S+1行至第N-1行的元素为零，仅第S行的元素为1的矢量构成。另外，T(S)的其他的列矢量由将第0列矢量进行了循环移位所得的矢量构成。
从式(1)以及式(2)可知，在IFFT频带内，对于PUCCH以及PUSCH在同一方向上施加同一循环频移的操作，即在维持PUCCH与PUSCH之间的频率差的同时对它们进行时隙间跳频的动作，能够将对频分复用的信号的时间波形的变化产生的影响仅限定在相位分量。即，可知：本实施方式中的时隙间跳频对第1时隙以及第2时隙的时域SC-FDMA信号的振幅大小不产生影响。因此，1子帧内的发送信号的时间波形的瞬时功率的分布特性在第1时隙和第2时隙中不发生变化。
另外，如式(4)所示，也可以使用通过对式(3)的循环频移矩阵T(S)乘以绝对值为1的某个常数C而生成的T’(S)，进行时隙间跳频。例如，C＝exp(jD)(这里D为某实数)等为常数。将式(2)的T(S)置换为T’(S)后可知，在使用了T’(S)的时隙间跳频中，1子帧内的发送信号的时间波形的瞬时功率的分布特性在第1时隙与第2时隙中也不发生变化。
Figure GDA0000454564640000171
因此，在横跨第1时隙以及第2时隙以同一发送格式传输发送信号的情况下，能够使由于PA的非线性产生的发送信号失真在第1时隙与第2时隙中相同，能够避免由于在第1时隙以及第2时隙以同一发送格式传输的发送信号所受到的非线性失真特性在时隙间变化而产生的接收质量的劣化。另外，使用同一发送格式传输的发送信号所受到的非线性失真特性在第1时隙与第2时隙中相同，因而能够从第1时隙至第2时隙稳定地进行预失真的最佳控制。
如上所述，在本实施方式中，映射单元212在第1时隙的频率资源中配置PUCCH，在从第1时隙的频率资源中配置PUCCH的频率资源起隔开了规定的频率间隔B的频率资源中配置PUSCH，在第2时隙的频率资源中，维持规定的频率间隔B，并且将PUCCH以及PUSCH在IDFT或IFFT带宽内进行循环地频移配置，使PUCCH以及PUSCH在第1时隙与第2时隙间跳频。
由此，能够取得由时隙间跳频产生的频率分集效应，并且防止时隙间的频分复用信号的时间波形的瞬时功率分布特性的变化。因此，能够使由于PA的非线性产生的发送信号失真在第1时隙与第2时隙中相同，能够避免由于在第1时隙以及第2时隙以同一发送格式传输的发送信号所受到的非线性失真特性在时隙间变化而产生的接收质量的劣化。另外，能够横跨第1以及第2时隙稳定地进行预失真的最佳控制。
另外，分配给第1时隙的第1信道与第2信道的频率间隔B只要是IFFT频带内循环连续的频率间隔，如图6所示，可以是B0或B1中的任一个。
另外，频分复用发送的信道数可以是3以上。如图7所示，在分配3个信道的情况下，在第1时隙中的第1信道与第2信道的频率间隔为+B0，第2信道与第三信道的频率间隔为+B1时，在第2时隙中，将第2信道在IDFT或IFFT带宽内循环分配到从第1信道起隔开了+B0的频率资源中，并将第三信道在IDFT或IFFT带宽内循环分配到从第2信道隔开了+B1的频率资源中即可。由此，在对3以上信道进行频分复用以及时隙间跳频的情况下，也能得到与2信道的情况相同的效果。
另外，在以上说明中，叙述了在IFFT频带内，将PUSCH以及PUCCH在同一方向上循环频移S副载波的情况，但循环频移量可以是+S和-S副载波中的任一个。由于-S mod N＝(N-S)mod N，所以也就是说，-S(＜0)副载波的循环频移与(N-S)(＞0)的循环频移等价。因此，从式(2)可知，无论循环频移量是+S还是-S，对第2时隙的时域SC-FDMA信号产生的影响均仅为相位分量(在-S副载波的循环频移的情况下，仅将式(2)的S置换为(N-S))，对振幅大小不产生影响。由此，取得与上述相同的效果。
另外，图5所示的时隙间跳频模式可以说是在第1时隙中从分配了PUSCH的频率资源到分配了PUCCH的频率资源为止的频率差为+B(-B)时，在第2时隙中将PUCCH在IDFT或IFFT带宽内循环地分配到从PUSCH起隔开了+B(-B)的频率资源。
在映射到时隙内的PUSCH以及PUCCH的多个信号中，包含使用CAZAC序列的参考信号那样的某种特定的信号序列(＝确知信号(deterministicsignal))以及如数据信号或控制信号(CQI、CSI、ACK／NACK等)那样随机地变化的信号序列(随机信号(stochastic signal))，在确知信号之间(例如参考信号之间)、随机信号之间、以及确知信号及随机信号在同一SC-FDMA信号内被频分复用的情况下，通过适用图5所示的时隙间跳频模式，能够得到上述效果。图8表示该情况下的频分复用例。图8是对具有不同统计性质的信号进行了频分复用的例子。
图8表示在第1时隙的PUCCH的第2、3SC-FDMA码元、第2时隙的PUCCH的第8、9SC-FDMA码元、第1时隙的PUSCH的第3SC-FDMA码元、以及第2时隙的PUSCH的第9SC-FDMA码元中映射CAZAC序列等的参考信号(确知信号)，在PUSCH以及PUCCH中的除映射了参考信号的部分之外的资源中分别映射互不相同的数据信号(控制信号)等随机信号的情况。因此，表示在第0、1、4、5、6、7、10、11SC-FDMA码元中数据信号等(随机信号)之间被频分复用，在第2、8SC-FDMA码元中数据信号(随机信号)与参考信号(确知信号)被频分复用发送，在第3、9SC-FDMA码元中参考信号(确知信号)之间被频分复用发送的情况。
接着，说明进行本实施方式中的时隙间跳频的情况下的控制步骤。
图9是表示一例控制步骤的时序图。
<1>终端200发送(多个)PUCCH以及(多个)PUSCH资源的分配请求的双方。
<2>基站100基于这些分配请求，决定：(1)PUSCH以及PUCCH的跳频的适用的有否，(2)在进行跳频的情况下，PUSCH以及PUCCH的时隙间跳频的循环频移量，以及(3)UL的PUSCH以及PUCCH分配资源。
<3>并且，基站100将这些信息(时隙间跳频信息)以DL的控制信道(PDCCH等)通知给终端200。
<4>终端200基于所通知的PUCCH以及PUSCH的资源分配信息、时隙间跳频的循环频移量等，对UL的PUCCH以及PUSCH进行频分复用发送。
另外，进行时隙间跳频的情况下的控制步骤不限于上述步骤，也可以采用以下步骤。
[PDCCH中使用的(逻辑)控制信道的索引号与PUCCH的资源号关联的情况]
例如，LTE的UL的ACK／NACK发送的情况相当于这种情况。使用图10、图11说明该情况下的控制步骤。
<1>终端200发送(多个)PUSCH资源的分配请求。
<2>基站100基于分配请求，决定：(1)PUSCH以及PUCCH的跳频的适用的有否，(2)在进行跳频的情况下，PUSCH以及PUCCH的时隙间跳频的循环频移量，以及(3)UL的PUSCH以及PUCCH资源分配。
另外，作为决定(3)UL的PUSCH以及PUCCH资源分配的方法，举出以下两种方法。
·基站100按PUCCH资源、PUSCH资源的顺序决定资源(参照图10)。
具体而言，从与PDCCH中使用的DL(逻辑)控制信道的索引号关联的、用于频分复用发送的PUCCH的资源号中，选择满足本实施方式中的资源分配规则的PUSCH。
·基站100按照PUSCH资源、PUCCH资源的顺序决定资源(参照图11)。
具体而言，决定要进行跳频的PUSCH的资源分配，基于分配了PUSCH的资源，选择满足本实施方式中的资源分配规则的PUCCH资源，并计算与该资源号关联的DL(逻辑)控制信道的索引号。
<3>基站100以发送用于DL传输的控制信息及(或)用于UL传输的控制信息的、与DL(逻辑)控制信道的某个索引号对应的控制信道(PDCCH)，发送DL／UL传输的控制信息。
<4>终端200通过将多个DL(逻辑)控制信道的候选进行多个盲解码，检测发往本终端的DL／UL控制信号。对是否有发往本终端的判断为利用本终端固有的识别号、或者用识别号进行了屏蔽处理的CRC(Cyclic RedundancyCheck，循环冗余校验)等。
并且，终端200从使用盲解码检测出的DL(逻辑)控制信道的索引号中，检测所分配的PUCCH资源号。另外，提取以DL控制信道通知的PUSCH资源的信息。
另外，终端200在检测出发往本终端的控制信号的情况下，利用与该DL(逻辑)控制信道的索引号关联的、多个子帧后的UL(逻辑)控制信道(或者UL物理控制信道(PUCCH))的资源，以该UL控制信道发送控制信息(对DL数据传输的ACK／NACK等)。
<5>终端200对UL的PUCCH以及PUSCH进行频分复用发送。
[UL PUCCH的资源被预约的情况]
在对于某个终端200，UL PUCCH的资源事先被预约、被分配的情况下，可以使用以下所示的控制步骤。使用图12说明该情况下的控制步骤。
<1>终端200发送(多个)PUSCH资源的分配请求。
<2>基站100基于分配请求，决定(1)PUSCH以及PUCCH的跳频的适用的有否。进而，基站100基于预约的PUCCH的资源(以及该资源的跳频模式信息)，计算满足资源分配规则的PUSCH资源，并分配PUSCH的跳频模式(循环频移量、PUSCH的资源)((2)、(3))。
<3>基站100使用DL(逻辑)控制信道，对终端200通知UL的PUSCH的资源分配、PUSCH以及PUCCH的跳频的适用的有否、以及PUSCH以及PUCCH的时隙间跳频的循环频移量的信息(时隙间跳频信息)。
<4>终端200计算所分配的PUSCH资源以及预约的PUCCH的资源。
<5>终端200使用计算出的PUSCH资源以及预约的PUCCH的资源，对UL的PUCCH以及PUSCH进行频分复用发送。
接着，说明以控制步骤通知的时隙间跳频信息中包含的各信息。
在上述控制步骤的例子中，说明了基站100通过明示或暗示地对终端200通知以下的时隙间跳频信息，从而进行适用了UL的时隙间跳频的频分复用传输的情况。
[1]PUCCH以及PUSCH的资源分配信息(参照图9)，PUSCH的资源分配信息以及与DL(逻辑)控制信道关联的PUCCH的资源分配信息(参照图10、图11)，或者PUSCH的资源分配信息以及预约的PUCCH的资源分配信息(参照图12)
[2]PUSCH以及PUCCH的时隙间跳频中使用的循环频移量
[3]PUSCH以及PUCCH的跳频适用的有否
以下，详细描述这些通知信息。
[1]关于资源分配信息的通知
在图9的控制步骤中，作为PUSCH以及PUCCH的资源分配信息，例如只需通知第1时隙中的映射PUSCH以及PUCCH的频率资源即可。另外，第2时隙的PUSCH以及PUCCH的频率资源分配信息能够通过对第1时隙的频率资源施加后述的循环频移量而算出。例如，在循环频移量为S的情况下，能够表示为：第2时隙的频率资源号[a1，b1，c1]＝第1时隙的分配频率资源号[a0，b0，c0]+循环频移量[S，S，S]＝[a0+S，b0+S，c0+S]。
另外，如图10、图11所示，在DL(逻辑)控制信道的索引号与PUCCH的资源号(以及时隙间跳频模式)关联的情况下，或者如图12所示，在PUCCH的资源(以及时隙间跳频模式)事先被预约分配的情况下，例如直接地(明示地)仅通知第1时隙中的PUSCH的资源分配信息，PUCCH的资源分配信息通过DL(逻辑)控制信道间接地(暗示地)通知即可。另外，第2时隙的频率资源计算方法与图9的情况相同，能够通过对第1时隙的频率资源施加后述的循环频移量而算出。
[2]关于循环频移量的通知
在图9的情况下，作为用于通知PUSCH以及PUSCH的时隙间跳频中使用的循环频移量的信息，只需通知分配给第1时隙的PUCCH以及PUSCH各自的频率资源以及跳频后的分配给第2时隙的PUCCH以及PUSCH各自的频率资源的频率差(循环频移量)。本发明的特征是在维持PUCCH与PUCCH的频率间隔的同时，在时隙间进行同一频移，由此进行跳频，因此作为PUCCH以及PUSCH各自的循环频移量，分别发送同一值即可。并且，终端基于被通知的两个(PUCCH以及PUSCH)的同一循环频移量，进行PUSCH以及PUCCH的时隙跳频即可。由此，能够确保与作为独立地控制PUCCH以及PUSCH的跳频的结构的LTE的向后兼容性。另外，在终端中，通过将所接收的两个指示循环频移量的信号进行合成，能够接收可靠性更高的控制信号。图13表示该情况下的控制信息的时序图。
另外，只要利用本发明的特征，即时隙间的PUCCH的循环频移量与时隙间的PUSCH的循环频移量相同这一点，也可以采用仅通知PUSCH以及PUCCH共同的循环频移量(即任一方的循环频移量)的结构。由此，能够削减与PUSCH以及PUSCH的循环频移量有关的控制信息量。图14中表示该情况下的控制信号的时序图。
另外，如图10或图11所示，在DL(逻辑)控制信道的索引号与PUCCH的资源号(以及时隙间跳频模式)关联的情况下，或者如图12所示，在PUCCH的资源(以及时隙间跳频模式)事先被预约分配的情况下，与上述相同，作为PUCCH以及PUSCH的循环频移量，可以分别通知同一值。另外，也可以利用PUCCH的循环频移量以及PUSCH的循环频移量相同这一点，仅通知PUSCH以及PUCCH共同的循环频移量(即任一方的循环频移量)。
进而，除了PUCCH的资源号以外，DL(逻辑)控制信道的索引号与PUCCH的时隙间跳频模式(循环频移量)关联的情况下，或者在PUCCH的时隙间跳频模式(循环频移量)事先被预约的情况下，将该PUCCH的时隙间的循环频移量作为PUSCH的循环频移量设定即可，因此除了PUCCH的资源号以及循环频移量以外，也可以不通知PUSCH的循环频移量。由此，能够进一步削减控制信息量。
另外，通过在小区固有的多个用户中共同地设定对PUCCH以及PUSCH共同的循环频移量，例如将循环频移量与小区的识别号关联并设定，则对于进行频分复用发送的多个用户同时且简单地获得本发明的效果，同时能够进一步削减与循环频移量有关的控制信息量。
[3]关于时隙间跳频的适用的有否的通知
与上述循环频移量的通知的情况同样，由于本发明维持PUSCH与PUCCH的频率间隔，并且PUSCH以及PUCCH同时地进行跳频，因此通过使PUSCH以及PUSCH的时隙间跳频的适用的有否识别号共同化，也能够削减控制信息。
(其他变形)
以下说明时隙间跳频模式的其他变形。
[时隙间跳频模式#2]
图15～图17表示一例“时隙间跳频模式#2”。
在前面所说明的图7中，示出了对PUCCH映射一个信道，对PUSCH映射两个信道的例子(即，PUSCH与PUCCH的频分复用发送的情况)。除了这样的映射以外，在以汇总多个单位频带进行传输而提高传输速率为目的，使用图15～图17所示的载波聚合(Carrier aggregation)技术的情况下，也可以适用本发明，能获得与以“时隙间跳频模式#1”叙述的效果相同的效果。
·多个PUCCH的频分复用发送(参照图15)
对于对每个单位频带定义的两个PUCCH区域，在维持频率差+B0的同时，进行时隙间跳频。但是，每个单位频带的PUCCH在定义于单位频带内的PUCCH区域中进行时隙间跳频。另外，图15是在单位频带#0以及#1的各个频带中，PUCCH区域定义在该单位频带的两端的例子。
·多个PUSCH的频分复用发送(参照图16)
对于对每个单位频带定义的一个PUSCH区域，在维持频率差的同时，进行时隙间跳频。但是，每个单位频带的PUSCH在对每个单位频带定义的PUSCH区域中进行时隙间跳频。另外，图16是在单位频带#0以及#1的各个频带中，PUSCH区域定义在该单位频带的正中间的例子。
·多个PUCCH以及多个PUSCH的频分复用发送(图15以及图16的组合)
通过组合图15以及图16所示的例子，从而能够在多个单位频带实现在单位频带内进行时隙间跳频的多个PUCCH以及多个PUSCH。
另外，图15以及图16所示的例子示出各PUCCH以及各PUSCH在单位频带内进行时隙间跳频的情况，但如图17所示，也可以采用PUCCH以及PUSCH在多个单位频带间进行时隙间跳频的结构。在图17中，示出PUCCH在单位频带#0和单位频带#1的单位频带间在时隙间进行跳频，PUSCH在单位频带#0内进行时隙间跳频的情况。由此，能够获得与图15以及图16所示的时隙间跳频模式相同的效果，并且能够使将多个单位频带集成束而传输的终端(高级LTE(LTE-Advanced)终端)与仅利用一个单位频带传输的终端(例如LTE终端)收容于同一PUCCH区域中。即，能够进一步确保与LTE的向后兼容性。另外，能够灵活地分配存在于不同单位频带的多个PUCCH区域(PUSCH区域)，因此能够避免业务集中在某个特定的单位频带的PUCCH区域(PUSCH区域)中。
另外，上述载波聚合中的控制步骤以及通知信息与图9、图10、图11、以及图12所示的控制步骤相同，使用DL控制信道(PDCCH)进行UL的每个单位频带的控制即可。
另外，图15至图17相当于将本发明适用于多个单位频带的情况，因此各单位频带的PUCCH、PUSCH的时隙间的循环频移量相同。因此，如果在多个单位频带的每个中，将时隙间跳频的适用的有否或循环频移量设定为相同，则能够进一步确保与对每个单位频带控制时隙间跳频的LTE的控制方法的向后兼容性。
另外，也可以对于多个单位频带，将时隙间跳频的适用的有否以及循环频移量都设定为相同，将该通知信息汇总作为时隙间跳频的适用信息以及共同的循环频移量进行通知而控制。例如，在集中多个单位频带而进行载波聚合的情况下，将多个单位频带中存在的各PUCCH或者各PUSCH的循环频移量作为全频带共同的循环频移量(在多个单位频带中定义／设定一个循环频移量)进行通知即可。由此，在进行载波聚合的情况下，能够削减以DL控制信道通知的、与PUSCH或PUCCH的UL跳频有关的控制信息量。
进而，如上所述，通过在小区固有的多个用户中共同设定对PUCCH以及PUSCH共同的循环频移量，例如将循环频移量与小区的识别号进行关联并设定，则对于进行载波聚合以及频分复用发送的多个用户同时且简单地获得本发明的效果，而且能够进一步削减与循环频移量有关的控制信息量。
[时隙间跳频模式#3]
图18中表示一例“时隙间跳频模式#3”。
如图18所示，在第1时隙中从分配了第1信道的频率资源与分配了第2信道的频率资源之间的频率差为+B时，在第2时隙中将第2信道在IDFT或IFFT带宽内循环地分配到从第1信道起隔开了-B的频率资源。
由此，在第1时隙中的PUCCH和PUSCH之间的频率间隔B为定义于IFFT频带两端的PUCCH的总带宽(＝X0+X1)以下的情况下，根据PUCCH的时隙间跳频模式(循环频移量)，能够避免在第2时隙中PUSCH被映射到PUCCH区域的情况，在映射到PUCCH以及PUSCH的信号为随机地变化的信号的情况下，能够得到与以“时隙间跳频模式#1”叙述的效果同样的效果。
另外，也可以自适应地切换“时隙间跳频模式#1″所示的第1时隙中的频率差为+B、第2时隙中的频率差为+B的时隙间跳频方法，与“时隙间跳频模式#3”所示的第1时隙中的频率差为+B、第2时隙中的频率差为-B的时隙间跳频方法。由此，在将多个具有不同特性的信号(随机信号、确知信号等)共存的信号序列映射到PUCCH以及PUSCH的情况下，也能够选择时隙间的发送信号波形的瞬时功率变动的变化为最小的时隙间跳频。
[时隙间跳频模式#4]
图19表示一例“时隙间跳频模式#4”。
设使第1信道以及第2信道的频率间隔B为在IFFT(IDFT)带宽中循环连续存在的PUCCH区域的总带宽的最大值以上。
图19表示存在于IFFT频带的低频的PUCCH区域#0的带宽为X0，存在于IFFT频带的高频的PUCCH区域#1的带宽为X1的情况。如图19所示，将第1时隙的PUCCH和PUSCH之间的频率间隔B设定为在IFFT(IDFT)带宽中循环连续存在的PUCCH区域的总带宽(X0+X1)以上。由此，在第2时隙中，在PUCCH在PUCCH区域#1中进行时隙间跳频的同时，能够避免进行了时隙间跳频的PUSCH被映射到为了映射控制信号而专门设置的PUCCH区域#0以及PUCCH区域#1中。
另外，第1信道以及第2信道的频率间隔B也可以设定为从在IFFT(IDFT)带宽中循环连续存在的PUCCH区域的总带宽的最大值中减去PUCCH带宽Y所得的值(在图19的情况下是X0+X1-Y)以上。由此，第1信道以及第2信道的频率间隔B的设定自由度变宽，因此也就是说，能够减轻第1时隙中的第1信道以及第2信道的频率资源分配的限制。
[时隙间跳频模式#5]
图20表示一例“时隙间跳频模式#5”。
设使第1信道以及第2信道之间的频率间隔B为在IFFT(IDFT)带宽中循环连续存在的、PUCCH区域及／或保护频带(零填充)的总带宽以上。
图20表示存在于IFFT频带的低频的、保护频带(零填充)区域0的带宽为Y0，PUCCH区域#0的带宽为X0，存在于IFFT频带的高频的、保护频带(零填充)区域#1的带宽为Y1，PUCCH区域#1的带宽为X1的情况。如图20所示，将第1时隙的PUCCH和PUSCH之间的频率间隔B设定为在IFFT(IDFT)带宽中循环连续存在的保护频带(零填充)区域#0、保护频带(零填充)区域#1、PUCCH区域#0、以及PUCCH区域#1的总带宽(X0+X1+Y0+Y1)以上。由此，在第2时隙中，PUCCH在PUCCH区域#1中进行时隙间跳频的同时，能够避免进行了时隙间跳频的PUSCH被映射到为了映射控制信号而专门设置的PUCCH区域#0、PUCCH区域#1、保护频带(零填充)区域#0、以及保护频带(零填充)区域#1中。
另外，在图20中，表示PUCCH区域和保护频带区域相邻的情况，但在这些区域不相邻，PUCCH区域以及保护频带区域存在于多个频带中的情况(在非连续的频带中连续的情况)下，通过将频率间隔B设定为连续的PUCCH区域及／或保护频带区域的最大总带宽以上，从而能够取得与PUCCH区域和保护频带区域相邻的情况同样的效果。
例如，在使用图15以及图16所示的通过将多个单位频带集成束而实现高速传输的载波聚合技术的情况下，在考虑了从仅由一个单位频带构成的LTE系统对高级LTE(LTE-advanced)系统的泄露干扰，以及相反地从高级LTE系统对LTE系统的泄露干扰的情况下，设想在单位频带间设置保护频带。即，在图15以及图16中，设想在相邻的单位频带#0的PUCCH区域#0和单位频带#1的PUCCH区域#1之间，设置保护频带(使副载波分量为零的零填充)区域的情况。在这样的情况下，与循环连续存在于IFFT频带两端的单位频带#0的PUCCH区域#0与单位频带#1的PUCCH区域#1的总带宽相比，循环连续存在于IFFT频带的中央的单位频带#0的PUCCH区域#0、保护频带区域、以及单位频带#1的PUCCH区域#1的总带宽更宽。因此，在上述情况下，将频率间隔B设定为连续的PUCCH区域及／或保护频带区域的最大总带宽以上，即循环连续存在于IFFT频带的中央的单位频带#0的PUCCH区域#0、保护频带区域、以及单位频带#1的PUCCH区域#1的总带宽以上即可。
另外，第1信道以及第2信道之间的频率间隔B也可以设定为从在IFFT(IDFT)带宽中循环连续存在的PUCCH区域及／或保护频带区域的最大总带宽的最大值中减去PUCCH带宽Z所得的值(在图20的情况下是X0+X1+Y0+Y1-Z)以上。由此，第1信道以及第2信道的频率间隔B的设定自由度变宽，因此也就是说，能够减轻第1时隙中的第1信道以及第2信道的频率资源分配的限制。
[时隙间跳频模式#6]
图21表示一例“时隙间跳频模式#6”。
设时隙间跳频后的、映射到第2时隙的第1信道(或者第2时隙的第2信道)内的信号为重复(Repetition，反复)被映射到第1时隙的第1信道(或者第1时隙的第2信道)内的信号而得的信号。
图21表示对于在映射到第1时隙的PUCCH区域的各分配单位的信号中的、#0～2、#6～11、#15～17的信号，维持PUCCH以及PUSCH的频率间隔，并且适用了时隙间跳频后，在第2时隙的PUCCH区域中也反复映射相同的信号的情形。由此，通过在维持时隙间的频分复用信号的瞬时功率变动的分布的同时，合成第1时隙和第2时隙的重复信号，从而能够得到频率以及时间分集效应。
此外，以下表示一例映射到第1时隙以及第2时隙的重复信号的生成方法。
[1]复制调制码元，不进行扩频，而将所复制的调制码元直接映射到第1时隙以及第2时隙中。
[2]通过将调制码元以DFT或CAZAC序列等某一种扩频序列进行扩频，并复制扩频后的信号，由此生成多个重复信号，分别映射到第1时隙以及第2时隙中。另外，也可以采用下述结构，即，复制信道编码前的比特序列，或者信道编码后调制前的比特序列，对所复制的比特序列分别进行了调制后，将调制码元以DFT或CAZAC序列等某一种扩频序列分别进行扩频，生成多个重复信号，分别映射到第1时隙以及第2时隙中。
通过使用上述[1]以及[2]的方法生成重复信号，第1时隙和第2时隙中的SC-FDMA的时间波形的瞬时功率分布特性(例如PAPR的CCDF特性)为具有了相关的(类似的)特性，因此能够防止时隙间的瞬时功率分布特性的大幅度的变化。
[3]复制调制码元，将所复制的调制码元以对每个时隙不同的扩频序列进行扩频，并将扩频后的信号分别映射到第1时隙以及第2时隙中。另外，也可以采用下述结构，即，复制信道编码前的比特序列，或者信道编码后调制前的比特序列，对所复制的比特序列分别进行调制后，将调制码元以对每个时隙不同的扩频序列分别进行扩频，生成多个重复信号，分别映射到第1时隙以及第2时隙中。
通过使用上述[3]的方法生成重复信号，能够使第1时隙与第2时隙的被干扰(例如其他小区干扰)分量随机化，并且在映射到PUCCH以及PUSCH的信号是随机地变化的信号的情况下，能够得到与以“时隙间跳频模式#1”叙述的效果相同的效果。
[时隙间跳频模式#7]
设映射到第1信道、第2信道中的至少1个信道的信号为通过DFT或CAZAC序列等某种编码序列扩频的信号。
例如，使用前面所说明的图5进行说明，对调制后的1数据码元以3×3的DFT矩阵进行扩频(N＝3)，将长度为3的信号序列映射到PUSCH的频率资源(例如，第0个SC-FDMA码元的资源元素0～2)。同样，对调制后的1控制码元以序列长度为3的CAZAC序列进行扩频，将扩频后的长度为3的信号序列映射到PUCCH的频率资源(例如，第0个SC-FDMA码元的资源元素0～2)。
这样，通过将扩频后的各信号序列(连续)映射到频率资源，各信号序列能够生成在相邻频率资源中相关高的信号序列，因此扩频后的各信号序列的时域信号的振幅变动幅度分别变小。因此，相当于通过将它们合成多个而生成的信号的频分复用信号的振幅变动幅度，与未进行扩频的信号相比也变小。即，能够将每个时隙的发送信号波形的瞬时功率变动幅度抑制得小，并且可以得到由时隙间跳频产生的频率分集效应，进而，能够得到使时隙间的频分复用信号的发送时间波形的瞬时功率变动分布的变化得到抑制的效果。
[时隙间跳频模式#8]
设映射到进行时隙间跳频的多个信道中的非连续的两个以上信道的信号为对通过DFT或CAZAC序列等编码序列扩频的信号(频谱)进行了分割而得的信号。
在前面所说明的图5中，表示了在PUSCH中映射进行了DFT扩频的信息信号序列，在PUCCH中映射通过由CAZAC序列进行了扩频的控制信号序列的情况，但映射到第1时隙的PUSCH区域中存在的多个PUSCH上的信号可以是以下的任一种信号。
[1]设映射到非连续的两个以上信道的信号为将DFT扩频后的信号在频域中频谱分割为多个集群的信号(Cluster-SC-FDMA信号、集群SC-FDMA信号)。
图22是对调制后的1码元以5×5的DFT矩阵进行扩频(N＝5)，将扩频后的长度为5的信号序列分割为3对2(例如0～2与3～4)，分别映射到PUSCH的第2信道以及第三信道的开头的SC-FDMA码元的分配单位的例子。图22是对后续的SC-FDMA码元也进行相同的处理之后，适用与以“时隙间跳频模式#1中”说明的3信道的情况相同的时隙间跳频的例子。
图23表示该情况的终端的结构例子。另外，在图23中，对与图4共同的结构部分附加与图4相同的标号并省略其说明。图23的终端200A相对于图4的终端200，采用在DFT单元210和映射单元212之间追加了将DFT后的信号序列分割的频谱分割单元216的结构。
[2]设映射到非连续的两个以上信道的信号为对于两个以上的不同传输块(码字)以不同或相同的发送格式(MCS集或发送功率控制值)进行信道编码或调制，对由此独立地生成的信号序列个别地进行了DFT扩频而得的信号(N×SC-FDMA信号)。
在该情况下，在前面所示的图16中，可以在2以上的PUSCH(第1信道、第2信道、......)中，分别映射与2以上的不同传输块(码字)对应的、DFT扩频后的各个信号序列。
在映射如上述[1]或[2]的信号，并在时隙间进行跳频，由此在非连续的两个以上信道中映射信号的情况下，也能够在维持频域中的资源分配的灵活性的同时，与OFDM传输相比，不会导致PAPR的大幅增大，而能够抑制时隙间的瞬时功率分布特性的变化。
另外，通过将被映射进行了DFT扩频的序列的、非连续的两个以上信道在频域中等间隔地配置，从而能够在维持更低PAPR的瞬时功率的分布特性的同时，能够避免时隙间的瞬时功率的分布特性的变化。
另外，在以上的说明中，说明了利用本发明的特征，即时隙间的PUCCH的循环频移量与时隙间的PUSCH的循环频移量相同这一点，通知循环频移量的方法。具体而言，说明了将PUSCH的循环频移量和PUCCH的循环频移量设定为相同的值并通知两者的循环频移量的方法，以及仅通知PUSCH以及PUCCH共同的循环频移量(即任一方的循环频移量)的方法。在将PUSCH的循环频移量和PUCCH的循环频移量设定为相同的值并通知这两者的情况下，终端通过将接收到的两个相同的循环频移量进行合成，从而能够改善该信息的接收质量。但是，设想使用同一分量载波(单位频带)或者不同的分量载波(单位频带)发送的、多个PUSCH、多个PUCCH的时隙间跳频模式(循环频移)分别以DL在不同的时间通知，在UL的某个频分复用发送时刻，多个信道的时隙间跳频模式不相同的情况。在这样的情况下，可以根据以下的方法进行多个信道的时隙间跳频。
(1)在使用同一分量载波(component carrier)或者不同的分量载波同时发送多个PUSCH的情况下，优先根据以终端优先接收并监视的DL的主分量载波(primary component carrier)(PCC)通知的PUSCH的时隙间跳频模式(循环频移)，进行全部多个PUSCH的时隙间跳频。由此，能够得到与上述相同的效果。
(2)在以同一c分量载波同时发送PUSCH与PUCCH(PUCCH与PUCCH)的情况下，优先根据被通知的(某一个)PUCCH的时隙间跳频模式，进行PUSCH以及PUCCH(PUCCH以及PUCCH)的时隙间跳频。由此，能够得到与上述相同的效果。
(3)在以同一分量载波或者不同的分量载波同时发送多个PUSCH与多个PUCCH的情况下，优先根据以终端优先接收并监视的DL的主分量载波通知的PUCCH的时隙间跳频模式(循环频移)，进行全部信道的时隙间跳频。由此，能够得到与上述相同的效果。
另外，在图18中，说明了在第1时隙中从分配了第1信道的频率资源起与分配了第2信道的频率资源之间的频率差为+B时，在第2时隙中将第2信道在IDFT或IFFT带宽内循环地分配到从第1信道起隔开了频率差-B的频率资源的方法。通过采用该方法，对于除了随机信号以外，时隙(子帧)内多个具有不同特性的信号(随机信号、确知信号等)共存的信号序列，也能够得到与以“时隙间跳频模式#1”叙述的效果同样的效果。
(实施方式2)
在实施方式1中，说明了基于当分配到第1时隙的第1信道与第2信道的、在IFDT或IFFT频带内的频率间隔为B时，在第2时隙中将第2信道在IDFT或IFFT频带(系统频带)带宽内循环地分配到从第1信道起隔开了B的频率资源的资源分配规则，进行频分复用发送的情况。本实施方式说明在该资源分配规则中，频分复用发送的多个信道的频率间隔(频率差)B的设定方法。另外，第2时隙中的频率间隔B如在实施方式1中说明的那样维持与第1时隙中的频率间隔B相同的值。
[频率间隔设定方法#1-0]
在第1时隙或第2时隙中，频分复用发送的第1信道或第2信道中至少一方的信道的频率资源越靠近系统频带的两端(或者越远离中心频率)，第1信道和第2信道之间的频率间隔B(或者频率间隔B的最大值)设定得越窄。
图25表示一例“频率间隔设定方法#1-0”。如图25所示，在“频率间隔设定方法#1-0”中，将在第1时隙中从分配了第1信道的频率资源起与分配了第2信道的频率资源之间的频率间隔B，基于距系统频带两端的频率距离或者距中心频率的频率距离进行控制。具体而言，随着距系统频带两端的频率距离变大，或者随着距中心频率的频率距离变小，将第1信道和第2信道之间的频率间隔(频率间隔的最大值)B设定得窄。
一般而言，在对多个信道进行频分复用并同时发送的情况下，由于放大器的非线性的影响，产生多个信道的相互调制失真，并容易产生向发送频带外漏泄的问题。但是，通过使用“频率间隔设定方法#1-0”，在对频带外的相互调制失真的影响大(频带外漏泄功率的影响大)的系统频带的两端处，频分复用的第1信道和第2信道之间的频率间隔B被设定得窄，因而能够减小该影响。另外，在频带外漏泄功率的影响小的频带的中央附近处，频分复用的第1信道和第2信道之间的频率间隔B被设定得宽(或者无限制)，因此能够保持伴随频域的灵活资源分配的调度效果。即，能够在维持实施方式1的效果的同时，还能进一步得到上述效果。
[频率间隔设定方法#1-1]
频分复用发送的第1信道以及第2信道中至少1个信道的频率资源和系统频带两端的频率距离越小，第1信道和第2信道之间的频率间隔B(频率间隔的最大值)越窄(为阈值X[RE：Resource Element，资源元素]以下)。或者，频分复用发送的第1信道以及第2信道中至少一个信道的频率资源和系统频带中心频率的频率距离越大，第1信道和第2信道之间的频率间隔B(频率间隔的最大值)越窄(为阈值X[RE]以下)。
图26表示基于“频率间隔设定方法#1-1”的、距离系统频带两端以及系统频带中心频率的频率距离与频率间隔B以及频率间隔B的最大值(阈值)之间的对应表。在图26所示的例子中，在频分复用发送的第1信道以及第2信道中至少一个信道的频率资源和系统频带两端之间的频率距离大的情况下，对第1信道和第2信道的频率间隔B的最大值不设置限制。在频分复用发送的第1信道以及第2信道中至少一个信道的频率资源和系统频带两端之间的频率距离小的情况下，将两个信道的频率差B的最大值限制为X[RE]以下。
由此，在因放大器的非线性产生的相互调制失真造成的、频带外的漏泄功率的影响大的系统频带的两端附近，频分复用发送的第1信道和第2信道之间的频率间隔B限制为X[RE]以下，因而能够将频带外的漏泄功率的扩散限制在某个规定值以下。
[频率间隔设定方法#1-2]
在频分复用发送的第1信道以及第2信道中至少1个信道的频率资源进入到从系统频带两端起频率距离Y[RE]以内的情况下，使频率间隔B(频率间隔的最大值)为X[RE]以下。
图27表示一例“频率间隔设定方法#1-2”。图27中情况(a)表示在第1时隙中频分复用发送的第1信道以及第2信道中至少1个信道的频率资源进入到从系统频带两端起频率距离Y[RE]以内的情况的例子。另外，图27中情况(b)表示在第1时隙中频分复用发送的第1信道以及第2信道中至少一个信道的频率资源未进入到从系统频带两端起频率距离Y[RE]以内的情况。
如图27所示，在“频率间隔设定方法#1-2”中，在第1时隙中频分复用发送的第1信道以及第2信道中至少一个信道的频率资源进入从系统频带两端开始频率距离Y[RE]以内的情况下，第1信道和第2信道之间的频率间隔B限制为X[RE]以下。另一方面，在“频率间隔设定方法#1-2”中，在第1时隙中频分复用发送的第1信道以及第2信道中至少1个信道的频率资源未进入到从系统频带两端起频率距离Y[RE]以内的情况下，对第1信道和第2信道之间的频率间隔B不设置限制。
图28表示基于“频率间隔设定方法#1-2”的、从系统频带两端起频率距离(Y[RE])和频率间隔B(频率间隔B的最大值)之间的对应表。
由此，从因放大器的非线性产生的相互调制失真造成的、频带外的漏泄功率的影响大的系统频带两端起始的频率距离为Y[RE]附近，频分复用发送而来的第1信道和第2信道之间的频率间隔B限制为X[RE]以下，因而能够将频带外的漏泄功率的扩散限制在某个规定值以下。另一方面，从频带外的漏泄功率的影响大的系统频带两端起始的频率距离为Y[RE]以外的频带中，对频分复用发送而来的第1信道和第2信道之间的频率间隔B是不设置限制的，因而能够保持伴随频域的灵活资源分配的调度效果。
[频率间隔设定方法#1-3]
设在频分复用发送而来的第1信道以及第2信道中至少1个信道的频率资源进入到从系统频带两端起频率距离Y[RE]以内，并且频分复用信号的总发送功率的(最大值)比规定功率值(Z[Watt(dBm)])大的情况下，使第1信道和第2信道之间的频率间隔B(频率间隔的最大值)为X[RE]以下。
图29表示一例“频率间隔设定方法#1-3”。图29是频分复用发送的第1信道和第2信道的发送电力相同的情况的例子，情况(a)～(d)分别为以下的例子。
情况(a)：频分复用发送而来的第1信道以及第2信道中至少1个信道的频率资源位于从系统频带两端起频率距离Y[RE]以内，并且频分复用信号的总发送功率为Z0[dBm]以下的例子。
情况(b)：频分复用发送而来的第1信道以及第2信道中至少一个信道的频率资源位于从系统频带两端起频率距离Y[RE]以内，并且频分复用信号的总发送功率为Z0[dBm]以上的例子。
情况(c)：频分复用发送而来的第1信道以及第2信道中至少一个信道的频率资源位于从系统频带两端起频率距离Y[RE]以外，并且频分复用信号的总发送功率为Z1[dBm]以上且Z2[dBm]以下的例子。
情况(d)：频分复用发送而来的第1信道以及第2信道中至少1个信道的频率资源位于从系统频带两端起频率距离Y[RE]以外，并且频分复用信号的总发送功率为Z2[dBm]以上的例子。
图30表示基于图29的情况(a)～(d)所示的“频率间隔设定方法#1-3”的、距系统频带两端的频率距离、频分复用信号的总发送功率、以及频率间隔B(频率间隔B的最大值)之间的对应表。
在基于图30所示的对应表的情况下，第1信道和第2信道之间的频率间隔B(频率间隔的最大值)，在情况(a)中无限制，在情况(b)中设定为X0[RE]以下，在情况(c)中无限制，在情况(d)中设定为X1[RE]以下。这里，存在Z1＜Z2、X0＜X1的关系。
因放大器的非线性产生的、频分复用信号的相互调制失真的扩散，各信道之间的频率间隔(频率差)越宽就越宽。除此以外，频分复用信号的相互调制失真的大小与频分复用信号的振幅积的三次方成比例。因此，在频分复用发送的多个信道中至少一个信道的频率资源位于频带外漏泄功率的影响大的系统频带两端，并且频分复用信号的总发送功率大的情况下，将频分复用发送的多个信道间的频率间隔(频率间隔的最大值)限制在某个值(X0[RE])以下。
另外，即使在频分复用发送的多个信道中至少一个信道的频率资源不是位于从系统频带两端起频率距离Y[RE]以内的情况下，而在频分复用信号的总发送功率为某个规定值(Z2[dBm])以上的情况下，同样地，为了减轻系统频带内外的相互调制失真的影响，将频分复用发送的多个信道间的频率间隔(频率间隔的最大值)限制在某个值(X1[RE])以下。
这样，通过除了配置频分复用发送的多个信道的频率资源的位置以外，还考虑频分复用信号的发送功率大小的影响，进行频分复用信号的频率间隔的设定，由此，除了上述效果以外，与使用“频率间隔设定方法#1-2”的情况相比，能够高精度地控制相互调制失真对其他信道产生的干扰的影响。
另外，也可以取代频分复用信号的总发送功率，而基于构成频分复用信号的多个信道中至少一个信道的发送功率来设定频率间隔B。图31表示距系统频带两端的频率距离、构成频分复用信号的多个信道中的任一个信道的发送功率、以及频率间隔B(频率间隔B的最大值)之间的对应表。在取代频分复用信号的总发送功率，而基于构成频分复用信号的多个信道中至少一个信道的发送功率设定频率间隔B的情况下，也能够取得与上述相同的效果。但是，作为至少一个信道，期望基于发送功率大的信道的发送功率值设定频率间隔B。由此，与基于发送功率小的信道的发送功率值的情况相比，能够高精度地控制相互调制失真对其他信道产生的干扰的影响。
另外，也可以取代频分复用信号的总发送功率，而基于构成频分复用信号的各信道的振幅积或者功率积(或者功率积的幂)来设定频率间隔B。在该情况下也能够取得与上述同样的效果。
另外，在构成频分复用信号的第1信道以及第2信道是PUSCH以及PUCCH的情况下，也可以基于配置PUSCH的频率资源，计算频率距离。如上所述，PUCCH在系统频带两端在时隙间进行跳频。与此相对，PUSCH在夹于PUCCH的跳频区域的频带中进行跳频。即，PUCCH与PUSCH相比必定配置在距中心频率更远(接近系统频带两端)的频率中。因此可知，基于配置PUSCH的频率资源，计算出距系统频带的两端或者中心频率的频率距离的结果，在配置PUSCH的频率资源和距系统频带两端或者中心频率的频率距离为Y[RE]以下的情况下，与配置PUCCH的频率资源之间的频率距离必定也为Y[RE]以下。即，能够省略PUCCH的频率资源和距系统频带两端或者中心频率的频率距离的运算。
(实施方式3)
在本实施方式中，在对PUSCH与PUCCH进行频分复用发送的资源分配规则中，再利用将PUCCH、PUSCH分别独立地进行跳频的LTE Re1.8中的方法。进而，在本实施方式中，根据系统频带中包含的子带数以及第1时隙中配置PUCCH的频率资源的资源号，生成PUSCH和PUCCH之间的协作跳频对。
子带数由基站设定。基站设定子带数，以使将系统频带中适用跳频的频带分割所得的子带的带宽例如为RBG(Resource Block Group，资源块组)大小的自然数倍。由基站设定的子带数的信息例如包含在跳频适用信息(或者高层(RRC(Radio Resource Control，无线资源控制))的信令信息)中而被通知给终端。
另外，配置PUCCH的频率资源的资源号m与物理信道资源的位置之间，具有图32所示的对应关系(参照非专利文献3)。即，如图32所示，在第1时隙中，资源号m为偶数的频率资源与系统频带下侧(即低频侧)的物理信道资源关联，资源号m为奇数的频率资源与系统频带上侧(即高频侧)的物理信道资源关联。另一方面，在第2时隙中，资源号m为偶数的频率资源与系统频带上侧(即高频侧)的物理信道资源关联，资源号m为奇数的频率资源与系统频带下侧(即低频侧)的物理信道资源关联。
在本实施方式中，利用各时隙中的资源号m与物理信道资源之间的关联，根据系统频带中包含的子带数以及第1时隙中配置PUCCH的频率资源的资源号m，使PUSCH以及PUCCH进行跳频。
[时隙间跳频模式#9](子带数＝1)
图33以及图34表示一例“时隙间跳频模式#9”。“时隙间跳频模式#9”是系统频带内仅包含1子带的情况(子带数＝1的情况)下的时隙间跳频模式。在“时隙间跳频模式#9”中，以如下方式将PUSCH(第2信道)配置在第1时隙以及第2时隙中。
(a)在第1时隙中PUCCH(第1信道)配置在资源号m为偶数的频率资源中的情况下，在第1时隙中PUSCH(第2信道)配置在子带内的下侧频带的频率资源中，在第2时隙中PUSCH(第2信道)配置在子带内的上侧频带的频率资源中(参照图33)。
(b)在第1时隙中PUCCH(第1信道)配置在资源号m为奇数的频率资源中的情况下，在第1时隙中PUSCH(第2信道)配置在子带内的上侧频带的频率资源中，在第2时隙中PUSCH(第2信道)配置在子带内的下侧频带的频率资源中(参照图34)。
即，在上述(a)以及(b)的任一种情况下，均使用子带内的镜像(mirroring)，将PUSCH(第2信道)配置在第1时隙以及第2时隙中。这里，所谓镜像，是指对于子带内的中心频率，使相应资源向镜像对称的频率资源位置(距子带内的中心频率的频率距离相等的频率资源位置)移位的操作。
由此，再利用LTE Re1.8中使用的将PUCCH、PUSCH分别独立地跳频的方法，即在维持与LTE Re1.8的向后兼容性的同时，能减小频带外漏泄功率的影响。
关于能够减小频带外漏泄功率这方面，进行补充说明。以下，以上述(a)的情况为例进行说明。作为(a)的比较对象，考虑在第1时隙中PUCCH配置在资源号m为偶数的频率资源中的情况下，在第1时隙中PUSCH配置在子带内的“上侧”频带的频率资源中，在第2时隙中配置在子带内的“下侧”频带的频率资源中的情况。图35是比较对象中的配置例，使用子带内的镜像(mirroring)，将PUSCH(第2信道)配置在第2时隙中。
在第1时隙中PUCCH配置在资源号m为偶数的频率资源中的情况下，在第1时隙中，与将PUSCH配置在子带内的“上侧”频带的频率资源中的情况相比，配置在“下侧”频带的频率资源中的情况下的PUSCH和PUCCH之间的频率间隔较小。另外，在第2时隙中PUCCH配置在资源号m为偶数的频率资源中的情况下，在第2时隙中，与将PUSCH配置在子带内的“下侧”频带的频率资源中的情况相比，配置在“上侧”频带的频率资源中的情况下的PUSCH与PUCCH之间的频率间隔较小。
因此，在第1时隙以及第2时隙的两个时隙中，与上述比较对象相比，(a)中能够将频率间隔一直维持得较小(参照图33以及图35)。构成频分复用信号的各信道的频率间隔越窄，相互调制失真的扩散越小，因此与上述比较对象相比，(a)中能够减小频带外漏泄功率的影响。另外，(b)的情况也相同。
[时隙间跳频模式#10](子带数＞1)
图36以及图37表示一例“时隙间跳频模式#10”。“时隙间跳频模式#10”是子带数＞1的情况下的时隙间跳频模式。另外，图36以及图37是子带数＝3的情况的例子。在“时隙间跳频模式#10”中，以如下方式将PUSCH(第2信道)配置在第1时隙以及第2时隙中。
(a)在第1时隙中PUCCH配置在资源号m为偶数的频率资源中的情况下，在第1时隙中PUSCH配置在各子带内的“下侧(即低频侧)”频带的频率资源中，在第2时隙中PUSCH配置在各子带内的“上侧(即高频侧)”频带的频率资源中(参照图36)。
(b)在第1时隙中PUCCH配置在资源号m为奇数的频率资源中的情况下，在第1时隙中PUSCH配置在各子带内的“上侧(即高频侧)”频带的频率资源中，在第2时隙中PUSCH配置在各子带内的“下侧(即低频侧)”频带的频率资源中(参照图37)。
即，在上述(a)以及(b)的任一种情况下，均使用子带内的镜像(mirroring)，将PUSCH(第2信道)配置在第1时隙以及第2时隙中。
由此，在子带数＞1的情况下，也与“时隙间跳频模式#9”同样，再利用LTE Re1.8中使用的将PUCCH、PUSCH分别独立地进行跳频的方法，即维持与LTE Re1.8的向后兼容性，并且能够减小频带外漏泄功率的影响。
这样，在本实施方式的资源分配规则中，利用配置PUCCH的频率资源的资源号m与物理信道资源的位置之间的对应关系，根据第1时隙中的PUCCH的资源号m，将PUSCH配置在第1时隙中。进而，与LTE Re1.8同样，使用子带内的mirroring，将PUSCH配置在第2时隙中。由此，能够维持与LTE Re1.8的向后兼容性，并且在第1时隙和第2时隙中维持第1信道和第2信道之间的频率间隔，因此能够减小频带外漏泄功率的影响。
(实施方式4)
在实施方式3中，说明了在对PUSCH和PUCCH进行频分复用发送的资源分配规则中，在维持时隙间的第1信道和第2信道之间的频率间隔的同时，使用镜像进行PUSCH的时隙间跳频的情况。在本实施方式中，说明取代镜像，使用循环频移，进行PUSCH的时隙间跳频的情况。另外，在本实施方式中，与实施方式3同样，在对PUSCH和PUCCH进行频分复用发送的资源分配规则中，再利用将PUCCH、PUSCH分别独立地进行跳频的LTE Re1.8中的方法。
在LTE Re1.8中，PUSCH在跳频频带(≤系统频带)内进行循环频移(wrap-around，回绕)，由此进行时隙间跳频。另一方面，PUCCH在与定义在系统频带两端的资源号m(0，1，2，......)关联的频率资源中进行时隙间跳频。因此，产生下述问题，即，难以将作为实施方式1中叙述的本发明的特征的、维持多个信道(例如PUSCH以及PUCCH)的频率间隔的协作跳频简单地导入为Re1.8的方式。
因此，在本实施方式中，为了再利用Re1.8中的跳频方法并且解决上述问题，对基于Re1.8的PUSCH的循环频移的跳频方法进行校正(修正)。在本实施方式中，在系统带宽内对PUSCH进行回绕(循环频移)的情况下，校正Re1.8的循环频移量。
具体而言，导入(系统频带-跳频频带)的校正项，如式(5)所示定义PUSCH的循环频移量。
PUSCH的循环频移量
＝(Re1.8的循环频移量+(系统频带-跳频频带))
        mod系统频带
                                            …(5)
这里，mod表示模运算。
进而，在本实施方式中，在跳频带宽内对PUSCH进行回绕的情况下，如式(6)所示定义PUSCH的循环频移量。
PUSCH的循环频移量
＝(跳频频带-(PUSCH带宽+频率差(+B)))
        mod跳频频带
                                             …(6)
图38表示本实施方式的在系统带宽内对PUSCH进行回绕(循环频移)的情况下的校正项，以及跳频频带内的循环频移量。
这样，在本实施方式的资源分配规则中，循环频移基于PUSCH进行跳频的跳频频带而被校正。由此，对于Re1.8中使用的跳频方法导入校正项而仅实施略微的修正，便可取得与实施方式1同样的效果。
(实施方式5)
在本实施方式中，说明将上述实施方式中叙述的资源分配规则推广到频分复用发送的信道数为n信道时的情况。
[时隙间跳频模式#11]
图39表示一例“时隙间跳频模式#11”。图39是对三个信道进行频分复用发送的情况的例子。在图39中，第1时隙中，从频率分量低的信道起，按照第1信道、第2信道、以及第三信道的顺序排列。另外，各个频率间隔为B0以及B1。另外，第1信道和第2信道的频带宽度相同。
图39表示在这样的对三个信道进行频分复用发送的情况下，跳频后的第2时隙中的各信道的映射位置的候选。频带宽度相等的第1信道与第2信道只要相互映射到隔开了频率间隔B0的频率资源位置即可，各信道的顺序可以是任意的。即，具有如下特征，只要维持第1信道与第2信道之间的频率间隔B0，相同频带宽度的信道之间，可以更换频域中的顺序。
另外，只要维持频率间隔B0以及B1(各信道的相对频率位置关系、以及带宽大小的频域中的顺序)，可以使多个信道在IFFT频域中进行循环移位。由此，在第1时隙与第2时隙中维持各信道的频率间隔，因而能够取得与上述实施方式同样的效果。
[时隙间跳频模式#12]
图40表示一例“时隙间跳频模式#12”。图40与图39同样是对三个信道进行频分复用发送的情况的例子。基于图40与图39所示的模式的资源分配规则的不同之处在于，在“时隙间跳频模式#12”中，将第2时隙的第1信道与第2信道作为一个信道群(块)，作为第三信道的映射位置候选，有两个候选。即，作为第三信道的映射位置候选确保第2时隙中的从由第1信道和第2信道构成的1个信道群(块)起隔开了频率差+B1或者频率差-B1的频率资源。由此，在第1时隙和第2时隙中维持将第1信道和第2信道作为一个整体的信道群(块)与第三信道之间的频率间隔，因而能够得到与上述实施方式同样的效果。
[时隙间跳频模式#13]
图41表示一例“时隙间跳频模式#13”。图41是对n个信道进行频分复用发送的情况的例子。在图41中，第1时隙中，从频率分量低的信道起，按照第1信道、第2信道、......、以及第n信道的顺序排列n个信道。在“时隙间跳频模式#13”中，在跳频后的第2时隙中，第n信道的映射位置候选根据由第1、......、第n-1信道构成的信道群(块)决定。具体而言，作为第n信道的映射位置候选确保第2时隙中的从由第1信道～第n-1信道构成的一个信道群(块)起隔开了频率差+Bn-1或者频率差-Bn-1的频率资源。
图42是用于实现基于“时隙间跳频模式#13”的时隙间跳频的流程图。
(1)从n信道中选择2信道(第1以及第2信道)，将第1信道设定为基准信道。
(2-1)使基准信道进行循环频移，进行时隙间跳频。
(2-2)在从基准信道起隔开了基准信道和第2信道之间的频率差+B1或者-B1的频率位置，映射第2信道。
(3-1)重新从n信道中选择一个信道作为第i信道(i≥2)。
(3-2)将跳频后的全部信道作为一个信道群(块)，将信道群(块)设定为一个新基准信道。
(3-3)在从新基准信道起隔开了新基准信道和第i信道之间的频率差+Bi或者-Bi的频率位置，映射第i信道。
以后反复执行(3-1)～(3-3)。
这样，在本实施方式的资源分配规则中，在频分复用发送信号由n(n＞2的整数)信道构成的情况下，在时隙间也维持各信道之间的频率间隔。由此，能够在2时隙之间不使发送信号的瞬时功率分布特性发生变化而进行时隙间跳频。
(实施方式6)
本实施方式的特征在于，在各单位频带内维持多个信道的频率差，将同时发送的多个单位频带内的多个信道作为块，使单位频带间的相对间隔Δ在时隙间变化。
作为同时发送多个信道时产生的相互调制失真的特征，产生相互调制失真的频率位置取决于同时发送信道的频率差。即，在两个信道频率差为B的情况下，在从同时发送的多个信道中的任一个信道的频率位置起处于相当于B的倍数的频率距离的频率位置产生相互调制失真。
[时隙间跳频模式#14]
利用上述特征，在单位频带(CC)之间切换并利用以下所示的两个跳频模式1和跳频模式2。例如，在带内连续(intra-band continuous)的载波聚合(carrieraggregation)时，按每个单位频带切换跳频模式。
跳频模式1：在第1时隙的频率差为+(-)B的情况下，第2时隙的频率差采用+(-)B。
跳频模式2：在第1时隙的频率差为+(-)B的情况下，第2时隙的频率差采用-(+)B。
由此，在时隙间受到不同阶数的相互调制失真，因此能够将不同单位频带间产生的相互调制失真造成的干扰随机化。
图43表示一例“时隙间跳频模式#14”。图43表示在两个单位频带(#0，#1)中同时发送四个信道的情况的例子(在各单位频带中发送2信道)。
在跳频前的第1时隙中，单位频带#0的2信道(第1信道与第2信道)的频率差为+B0，单位频带#1的2信道(第1信道与第2信道)的频率差为+B1。另外，单位频带#0的2信道与单位频带#1的2信道之间的相对频率间隔为Δ0。在该情况下，单位频带#0(#1)的相互调制失真与单位频带#1(#0)的同时发送的信道的至少一方的信道的频率位置一致。例如，频率位置为f1以及f1+2B0相当于该情况。即，表示在两方的单位频带中，受到来自不同单位频带的相互调制失真造成的干扰的情况。
在跳频后的第2时隙中，单位频带#0的2信道的频率差为-B0，单位频带#1的两个信道的频率差为+B1。另外，单位频带#0的2信道与单位频带#1的2信道之间的相对频率间隔为Δ1(≠Δ0)。在该情况下，由于Δ1≠Δ0，所以单位频带#0以及单位频带#1的分别同时发送多个信道与第1时隙的情况相比(从不同单位频带)受到不同(次数)的相互调制失真。即，在第1时隙与第2时隙之间，能够实现同时发送的相互调制失真造成的干扰的随机化。
另外，在上述实施方式中，说明了单位频带#0的第1信道与第2信道，以及单位频带#1的第1信道与第2信道之间的频率差分别为B0≠B1的情况，但也可以设定为相同值(B0＝B1)。
另外，在上述实施方式中，作为在各单位频带内维持多个信道的频率差，将同时发送的多个单位频带内的多个信道作为块，使单位频带间的相对间隔Δ在时隙间改变的一种方法，可以将单位频带内的多个信道的循环频移量设定为相同值，在单位频带之间，将该值设定为不同值。
另外，在上述实施方式中，可以将上述实施例仅适用于在各单位频带的两端Y[RE]的频域中存在至少一个信道的情况。由此，在系统两端，在时隙间受到不同次数的相互调制失真，因而能够使干扰随机化。另外，在相互调制失真的影响较小的系统频带中央附近，能够保持遵循灵活的频率分配的调度效果。
(实施方式7)
本实施方式的特征在于，在跳频后的第2时隙中，在第1时隙中的频率差的绝对值B的倍数以外的频率资源中，映射跳频后的第1信道以及第2信道。
与实施方式6同样，作为同时发送多个信道时产生的相互调制失真的特征，利用产生相互调制失真的频率位置取决于同时发送信道的频率差。
由此，能够在时隙间改变受到相互调制失真的干扰的终端(UE)(从被干扰终端(UE)观察，能够降低连续2时隙受到来自特定终端(UE)的大的高次谐波调制失真干扰的几率)。
[时隙间跳频模式#15]
图44表示一例“时隙间跳频模式#15”(2终端(UE)的情况)。图44表示在第1时隙(时隙间跳频前)中，UE#0以频率间隔B0同时发送第1信道(频率位置：f0)和第2信道(频率位置：f1)，UE#1将一个信道分配到频率位置f0+2B0并发送的情况。因此，在f0-2B0(f1+2B0)以及f0-B0(f1+B0)的频率位置，分别产生UE#0的5次以及3次的相互调制失真分量。即，在第1时隙中，在频率位置f0+2B0，从UE#0对UE#1施加由相互调制失真造成的干扰。
在第2时隙(时隙间跳频后)中，UE#0将第1信道和第2信道仍维持频率间隔B0，在第1时隙中UE#0同时发送的多个信道的频率位置以外，并且从第1时隙中的多个信道中任一方信道的频率位置起处于相当于频率间隔B0的倍数的频率距离的频率位置以外，同时发送两个信道。在图44中，在第2时隙中，在f0-2B0、f0-B0、f0、f1、f1+B0、f1+2B0的频率资源位置以外的频带中，映射UE#0的信号并发送。
由此，能够在时隙间改变受到高次谐波调制失真的干扰的UE(从被干扰UE看，能够降低连续2时隙受到来自特定UE的较大的高次谐波调制失真干扰的概率。另外，在上述实施方式中，即使各信道的带宽为线谱，也可以适用于具有某个频带的信道中的任一个。
另外，在上述全部实施方式的以上说明中，未提及作为传输控制信号以及数据信号的(第1、第2、......)信道的PUCCH以及PUSCH的频率资源分配单位，但也可以通过将多个资源元素(RE：Resource Element、副载波、音调(tone))集成束作为该分配单位而构成一个分配单位的资源块(RE：ResourceBlock)，以所述资源块的单位分配频率资源，进行时隙间跳频。另外，也可以通过将多个RE集成束而构成一个分配单位的资源块组(RBG：ResourceBlock Group)，以所述资源块组的单位分配频率资源，进行时隙间跳频。另外，也可以将一个资源元素(副载波、单音(tone)、箱(bin))构成为分配单位，分配频率资源，进行时隙间跳频。
另外，在上述全部实施方式的以上说明中，仅描述了子帧内的时隙间的时隙间跳频，无论是适用时隙间跳频的情况还是未适用时隙间跳频的情况，与该适用的有否无关，在子帧间进行跳频的情况下，也可以使子帧间的跳频模式(子帧间多个信道的频率差B、多个信道时隙间的循环频移量、以及循环频移方向)不同。
另外，在上述全部实施方式的以上说明中，描述了对以DFT矩阵以及进行了CAZAC序列扩频的信号进行频分复用的情况，但对于将未扩频的信号进行频分复用的结构，例如以OFDM传输的频分复用传输，也能适用本发明。通过对OFDM传输适用本发明，能够抑制OFDM发送信号的时间波形的瞬时功率分布特性(例如PAPR的CCDF特性)的时隙间的变化。
另外，在上述全部实施方式的以上说明中，描述了在时隙间进行跳频的情况，但进行跳频的时间单位也可以是时隙长以外的长度(比时隙长度更长的时间单位((子)帧长度等)、比时隙长短的时间单位(1个SC-FDMA码元长))。例如，也可以在子帧内和子帧间，基于上述方法，将多个信道进行跳频(intra-subframe and inter-subframe frequency hopping)。由此，在该时间单位的跳频中，在维持多个信道之间的频率差的区间中，能够取得与上述同样的效果。
另外，在上述全部实施方式的以上说明中，使用将多个信道映射到非连续频率资源的情况进行了说明，但也可以是将多个信道映射到连续频率资源的情况。即，频率差B＝1副载波(资源元素)间隔的情况相当于不同的多个信道映射到相邻连续的频率资源(块)的情况。例如，如图24所示，可以在前半时隙中，将第1信道的PUCCH1和第2信道的PUCCH2映射到PUCCH区域内的相邻频率资源中，维持PUCCH1与PUCCH2的频率差B＝1副载波(资源元素)间隔，并且在IFFT带宽内对PUCCH1与PUCCH2进行循环频移，由此进行时隙间跳频即可。
另外，在上述全部实施方式中，在构成频分复用发送的多个信道被发送的时间区间中，以规定的发送格式进行发送的情况下，在该时间区间中，维持某种恒定的调制方式(例如QPSK、QAM调制)、或者(并且)某种恒定的发送功率(密度)值即可。
另外，在上述全部实施方式中，作为维持构成频分复用发送的多个信道的频率差的方法，有各信道的跳频模式基于PN序列或随机序列那样的某个序列而被决定的情况，还有生成该序列的参数由小区ID、帧号、子帧号等决定的情况。在这些情况下，可以将对应于各信道的同一跳频序列，或者(并且)用于生成该序列的参数设定为相同值，以使得多个信道的序列相同。
另外，在上述全部实施方式的以上说明中，描述了从一个发送天线发送频分复用信号的情况，但在具有多个天线并进行MIMO(Multiple-InputMultiple-Output：多输入多输出)传输的情况下，对于进行频分复用的各信道，可以分别乘以在2时隙的时间区间中相同(时不变)的线性空间预编码矩阵。即，与跳频前的第1时隙中的各信道相乘的预编码矩阵和与跳频后的第2时隙中的各信道相乘的预编码矩阵可以使用同一矩阵。由此，能够得到与上述同样的效果。
另外，在上述全部实施方式中，作为PUCCH或PUSCH的扩频方法，说明了使用CAZAC序列或者DFT序列进行扩频的情况，但不限于该序列。例如，也可以使用Walsh-Hadamard序列、Gold序列、PN序列等其他序列进行扩频。由此，能够得到与上述同样的效果。
另外，在上述全部实施方式中，作为映射到PUCCH中的控制信息，叙述了个别地映射肯定确认(Acknowledgment(ACK))、否定确认(Non-Acknowledgment(NACK))、调度请求(Scheduling Request(SR))、信道质量指示符(Channel Quality Indicator(CQI))、信道状态信息(Channel StateInformation(CSI))等的情况，但不限于此。可以适用将ACK(或NACK)、SR、CQI、CSI等控制信息中的至少两种控制信息映射到一个PUCCH资源中的结构。由此，能够得到与上述同样的效果。
另外，在上述全部实施方式中，作为映射到PUSCH中的信息，说明了数据信息，但不限于该结构，也可以将数据信息以及控制信息(ACK、NACK、SR、CQI、CSI等)映射到一个PUSCH中。由此，能够得到与上述同样的效果。
另外，在上述实施方式中，在利用两个以上的单位频带(CC：componentcarrier)的载波聚合(carrier aggregation)时，在对多个单位频带的多个PUCCH进行时隙间跳频的情况下，使用CAZAC序列扩频的、各单位频带的PUCCH的CAZAC序列的循环移位(CS：Cyclic Shift)量可以对每个单位频带不同，也可以相同而进行跳频。由此，能够得到与上述同样的效果。
另外，在上述实施方式中，表示了与时隙间跳频有关的控制信息((预约)资源分配、跳频的循环移位量、跳频模式等)经由物理层的控制信道(例如PDCCH)通知的结构，但不限于此。例如，作为高层的控制信息的通知方法，例如也可以使用RRC(Radio Resource Control，无线资源控制)的UE共同信令、UE个别信令进行通知。另外，也可以使用利用了组播信道(BCH：Broad CastChannel)等的系统信息(SI：System Information)进行通知。由此，能够得到与上述同样的效果。
另外，在上述实施方式中，表示了使用一个IDFT(或者IFFT)的情况，但IDFT(或者IFFT)的数也可以扩大为2以上进行适用。此时，若在各IDFT(或者各IFFT)频带内，进行维持多个信道的频率间隔(频率差)的时隙间跳频，则在不同的IDFT(或者各IFFT)频带内，多个信道的频率间隔(频率差)也可以不同。例如，在单位频带#1的IDFT内使用维持2信道之间的频率差B1的时隙间跳频的情况下，在单位频带#2的IDFT内可以进行维持2信道之间的频率差B2(≠B1)的时隙间跳频。
但是，期望单位频带#1的IDFT内的2信道的循环频移量和单位频带#2的IDFT内的2信道的循环频移量为相同的值。由此，在多个单位频带中同时发送多个信道的情况(例如，在两个单位频带中同时发送四个信道(各单位频带中两个信道)的情况)下，在单位频带整体中能够得到与上述同样的效果。
另外，上述实施方式中以天线进行了说明，但本发明同样能够适用天线端口(antenna port)。
所谓天线端口，是指由一个或多个物理天线构成的逻辑天线。即，天线端口不一定限于指一个物理天线，有时也指由多个天线构成的阵列天线等。
例如，在3GPP LTE中，没有规定天线端口由几个物理天线构成，而作为基站能够发送不同的参考信号(Reference signal)的最小单位进行了规定。
另外，天线端口有时也作为乘以预编码矢量(Precoding vector)的加权的最小单位进行了规定。
另外，在上述实施方式中以通过硬件来构成本发明的情况为例进行了说明，但是本发明还可以通过软件来实现。
另外，用于上述实施方式的说明中的各功能块通常被作为集成电路的LSI来实现。这些功能块既可以被单独地集成为一个芯片，也可以包含一部分或全部地被集成为一个芯片。虽然此处称为LSI，但根据集成程度，可以被称为IC、系统LSI、超大LSI(Super LSI)、或特大LSI(Ultra LSI)。
另外，实现集成电路化的方法不仅限于LSI，也可使用专用电路或通用处理器来实现。也可以使用可在LSI制造后编程的FPGA(Field ProgrammableGate Array)，或者可重构LSI内部的电路单元的连接和设定的可重构处理器。
再者，随着半导体的技术进步或随之派生的其它技术的出现，如果出现替代LSI的集成电路化的新技术，当然可利用该新技术进行功能块的集成化。还存在着适用生物技术等的可能性。
在2009年5月29日提交的特愿第2009-131255号以及在2010年4月30日提交的特愿第2010-105329号的日本专利申请所包含的说明书、附图和说明书摘要的公开内容，全部引用于本申请。
工业实用性
本发明的无线通信装置以及跳频方法，作为将多个信道频分复用发送的无线通信装置等是有用的。

Claims (12)

1.无线通信装置，包括：
配置单元，在以规定的发送格式发送的第一时隙以及第二时隙的频率资源中配置以离散傅立叶变换进行了扩频的第一信道的信号，在从所述第一时隙的频率资源中配置所述第一信道的频率资源起隔开了规定的频率间隔的频率资源中配置以恒定幅度零自相关序列进行了扩频的第二信道的信号，在离散傅立叶逆变换或者高速傅立叶逆变换带宽中，在维持所述规定的频率间隔的同时循环地进行频移，通过将所述第一信道以及所述第二信道的信号配置于所述第二时隙的频率资源，使所述第一信道和所述第二信道在所述第一时隙和所述第二时隙之间跳频；以及
傅立叶逆变换单元，对所述第一信道以及所述第二信道中配置的信号进行所述离散傅立叶逆变换或者所述快速傅立叶逆变换，
配置所述第一信道的所述第一时隙的频率资源与所述第二时隙的频率资源之差，与配置所述第二信道的所述第一时隙的频率资源与所述第二时隙的频率资源之差相同。
2.如权利要求1所述的无线通信装置，
所述配置单元在所述规定的频率间隔为+B时，在所述第二时隙中将所述第二信道从所述第一信道起隔开了+B的频率资源中、在所述规定的频率间隔为-B时在所述第二时隙中将所述第二信道从所述第一信道起隔开了-B的频率资源中，在离散傅立叶逆变换或快速傅立叶逆变换带宽内循环地频移而配置。
3.如权利要求1所述的无线通信装置，
所述配置单元在所述规定的频率间隔为+B时，在所述第二时隙中将所述第二信道从所述第一信道起隔开了-B的频率资源中、在所述规定的频率间隔为-B时在所述第二时隙中将所述第二信道从所述第一信道起隔开了+B的频率资源中，在离散傅立叶逆变换或快速傅立叶逆变换带宽内循环地频移而配置。
4.如权利要求1所述的无线通信装置，
所述规定的频率间隔为在离散傅立叶逆变换或快速傅立叶逆变换带宽内循环连续存在的所述第一信道的区域的总带宽以上。
5.如权利要求1所述的无线通信装置，
所述规定的频率间隔为在离散傅立叶逆变换或快速傅立叶逆变换带宽内循环连续存在的保护频带的总带宽以上。
6.如权利要求1所述的无线通信装置，
所述规定的频率间隔为在离散傅立叶逆变换或快速傅立叶逆变换带宽内循环连续存在的所述第一信道的区域以及保护频带的总带宽以上。
7.如权利要求1所述的无线通信装置，
所述第二时隙的第一信道内所映射的信号是将所述第一时隙的第一信道内所映射的信号进行了重复的信号，及／或所述第二时隙的第二信道中所映射的信号是将所述第一时隙的第二信道内所映射的信号进行了重复的信号。
8.如权利要求1所述的无线通信装置，
映射到非连续的两个以上频率资源中的信号是对通过离散傅立叶变换或恒定幅度零自相关序列扩频后的信号进行了频谱分割的信号。
9.如权利要求1所述的无线通信装置，
映射到非连续的两个以上信道中的信号是对通过离散傅立叶变换或恒定幅度零自相关序列扩频后的信号进行了频谱分割的信号。
10.如权利要求1所述的无线通信装置，
所述第一信道或所述第二信道中至少一个信道的频率资源越靠近所述离散傅立叶逆变换或快速傅立叶逆变换频带的两端，或者越远离所述离散傅立叶逆变换或快速傅立叶逆变换频带的中心频率，所述规定的频率间隔越窄。
11.如权利要求1所述的无线通信装置，
所述循环地频移的移位量是基于所述第一信道或所述第二信道进行跳频的跳频频带进行了校正的移位量。
12.跳频方法，包括：
配置步骤，在以规定的发送格式发送的第一时隙以及第二时隙的频率资源中配置以离散傅立叶变换进行了扩频的第一信道的信号，在从所述第一时隙的频率资源中的配置所述第一信道的频率资源起隔开了规定的频率间隔的频率资源中配置以恒定幅度零自相关序列进行了扩频的第二信道的信号，在离散傅立叶逆变换或者高速傅立叶逆变换带宽中，在维持所述规定的频率间隔的同时循环地进行频移，通过将所述第一信道以及所述第二信道的信号配置于所述第二时隙的频率资源，使所述第一信道和所述第二信道在所述第一时隙和所述第二时隙之间跳频；以及
变换步骤，对所述第一信道以及所述第二信道中所配置的信号进行所述离散傅立叶逆变换或者所述快速傅立叶逆变换，
配置所述第一信道的所述第一时隙的频率资源与所述第二时隙的频率资源之差，与配置所述第二信道的所述第一时隙的频率资源与所述第二时隙的频率资源之差相同。
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