JPWO2010137341A1 - 無線通信装置及び周波数ホッピング方法 - Google Patents

Abstract

複数のチャネルを周波数分割多重する場合において、送信信号の時間波形の瞬時電力分布特性の変化を抑える無線通信装置及び周波数ホッピング方法を開示する。端末（２００）において、マッピング部（２１２）は、第１スロットの周波数リソースにＰＵＣＣＨを配置し、第１スロットの周波数リソースのうちＰＵＣＣＨを配置する周波数リソースから所定の周波数間隔Ｂだけ離れた周波数リソースにＰＵＳＣＨを配置し、第２スロットの周波数リソースに、所定の周波数間隔Ｂを維持しつつ、ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨを、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域幅内において循環的に周波数シフトして配置することにより、第１スロットと第２スロット間でＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨを周波数ホッピングさせる。

Description

本発明は、複数チャネルを周波数分割多重送信する無線通信装置及び周波数ホッピング方法に関する。

ＬＴＥ（Long Term Evolution）の後継となる移動通信システムとして、ＬＴＥ−ａｄｖａｎｃｅｄの標準化が３ＧＰＰ（Generation Partnership Project）において検討されている。ＬＴＥ−ａｄｖａｎｃｅｄでは、上り回線（ＵＬ： Uplink）無線アクセス方式として、ＬＴＥでも採用されているＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）プレコーディングを用いるＤＦＴ ｓｐｒｅａｄ ＯＦＤＭ（DFT-S-OFDM）、又は、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Single-carrier Frequency Division Multiple Access）の採用が決定されている。

ＳＣ−ＦＤＭＡを用いるＬＴＥのＵＬ伝送においては、高カバレッジを実現できる送信信号の低ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio）特性を保持しながら、伝送品質を改善するために、データ信号及び制御信号を伝送するＵＬ物理チャネル（上りリンク共有物理チャネル（ＰＵＳＣＨ： Physical Uplink Shared Channel）、上りリンク制御物理チャネル（ＰＵＣＣＨ： Physical Uplink Control Channel））の周波数リソース割当及びマッピング方法として、以下のような方法が採られている。

［ＰＵＳＣＨに関して］
ＤＦＴ拡散された各端末装置（User Equipment、以下「端末」又は「ＵＥ」と略記する）のデータ信号（又は、制御信号、又は、データ信号と制御信号とを多重した信号）を、ＰＵＳＣＨ領域の連続する周波数帯域に局所的に（ｌｏｃａｌｉｚｅｄに）マッピングする。

更に、ＰＵＳＣＨ領域の連続する周波数帯域にマッピングされた信号を、ＰＵＳＣＨ領域において、１サブフレームを２分割することによって構成される２つの前半スロットと後半スロットとで周波数ホッピングする（スロット間周波数ホッピング）リソース割当方法もある。

［ＰＵＣＣＨに関して］
ＣＡＺＡＣ（Constant Amplitude Zero Autocorrelation）系列によって拡散された制御信号を、システム帯域の両端に定義されたＰＵＣＣＨ領域において、１サブフレームを２分割することによって構成される２つの前半スロットと後半スロットとで周波数ホッピング（スロット間周波数ホッピング）する。

［ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨに関して］
各端末は、データ信号等をマッピングするＰＵＳＣＨと、制御信号をマッピングするＰＵＣＣＨと、を同時送信しない。つまり、ＰＵＳＣＨとＰＵＣＣＨとを周波数多重送信しない。従って、制御信号とデータ信号とが同時に発生した場合は、両方の信号を多重して１つの信号系列にした後、ＤＦＴ拡散し、ＰＵＳＣＨ領域の連続する周波数帯域にマッピングする方法が採られる。

以上より、ＬＴＥのＵＬ物理チャネルにおける周波数リソース割当及びマッピング方法は、（１）連続する周波数帯域にｌｏｃａｌｉｚｅｄに信号をマッピングすることにより、ＵＬのＳＣ−ＦＤＭＡ信号の低ＰＡＰＲ特性を維持しながら、（２）スロット間周波数ホッピングを用いることにより、周波数ダイバーシチ効果や他セル干渉抑圧効果を向上させることができる。

例えば、特許文献１には、ＬＴＥにおけるＵＬ ＳＣ−ＦＤＭＡ方式を対象とした、上りリンク物理チャネル（上りリンク制御チャネル、上りリンク共有チャネル等）におけるスロット間周波数ホッピング方法が開示されている。

しかしながら、上記に述べたＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨの周波数リソース割当、マッピング方法における制限の影響により、ＵＬの周波数リソース割当における柔軟性が低いという問題等が存在したため、ＬＴＥ−ａｄｖａｎｃｅｄのＵＬ ＳＣ−ＦＤＭＡ伝送において、以下の方法の検討がなされている（非特許文献１及び非特許文献２参照）。

［ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨに関して］
データ信号等をマッピングするＰＵＳＣＨと、制御信号（例えば、Ｌ１／Ｌ２制御信号）をマッピングするＰＵＣＣＨとを同時送信する方法。つまり、端末毎のＰＵＳＣＨとＰＵＣＣＨとを周波数分割多重送信する方法。

図１に、ＰＵＳＣＨとＰＵＣＣＨとを周波数分割多重送信する端末の、１サブフレーム内での、ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨの時間−周波数リソースマッピングの一例を示す。制御信号をマッピングするＰＵＣＣＨは、スロット間でシステム帯域の両端を周波数ホッピングする。一方、データ信号等をマッピングするＰＵＳＣＨは、ＰＵＣＣＨ領域に挟まれたＰＵＳＣＨ領域において、１サブフレーム内で周波数方向及び時間方向に連続したリソースに割り当てることにより、ＰＵＳＣＨとＰＵＣＣＨとの同時送信を実現している。

これにより、制御信号及びデータ信号が同時に発生した場合のＬＴＥのＵＬ物理チャネルにおけるマッピング方法、すなわち、両方の信号を多重することにより生成した信号系列に対してＤＦＴ拡散を施した後、ＰＵＳＣＨの連続する周波数帯域にマッピングする方法における、以下の課題を回避することが可能となる。

つまり、制御信号とデータ信号とが同時に発生した場合には、それらを多重してＰＵＳＣＨ領域にマッピングすることにより、（１）割り当てられたＰＵＣＣＨに制御信号がマッピングされないため、ＰＵＣＣＨのリソース利用効率が低下する、及び、（２）ＰＵＳＣＨの周波数リソース内で伝送可能なデータ量が減るため、データのスループットが低下するという課題を回避することができる。

特開２００９−４９５４１号公報

3GPP TR 36.814 v.1.0.0, "Further Advancements for E-UTRA Physical Layer Aspects," March. 2009 R1-090611, "Concurrent PUSCH and PUCCH transmissions,"3GPP RAN WG1 #56, Feb 2009 3GPP TS 36.211 v.8.9.0, "Physical Channels and Modulation(Release 8)," December. 2009

しかしながら、上記従来技術を用いた場合、１サブフレーム（１ＴＴＩ（Transmission Time Interval））内において、ＰＵＣＣＨのスロット間での周波数マッピング位置が変化することにより、時間領域の送信信号波形の瞬時電力分布特性（例えば、ＰＡＰＲの補累積分布関数（ＣＣＤＦ：Complementary Cumulative Distribution Function）特性）がスロット間で変化する。従って、前半スロットと後半スロットとでは、電力増幅器（ＰＡ：Power Amplifier）の入出力特性の非線形性が原因で生じる、送信信号の歪み特性が変化してしまうという課題が生じる。

以下に、上記課題について補足する。

ＰＡの入出力特性の非線形性によって生じる送信信号の歪みを回避しながら、ＰＡの電力効率を向上させるためには、一般に、ＰＡの入出力特性の線形−非線形領域の変化点から送信信号波形の瞬時電力変動幅に応じて、マージンを取ったある値（動作点）付近でＰＡを動作させることが望ましい（図２参照）。しかしながら、上記従来技術を用いた場合、周波数領域でのＰＵＣＣＨのマッピング位置が前半スロットと後半スロットとで異なるため、図２に示すように、前半スロット（スロット＃０）での送信信号の時間波形の瞬時電力変動幅に比較して、後半スロット（スロット＃１）での送信信号の時間波形の瞬時電力変動幅が大きくなる場合（例えば、ＰＡＰＲのＣＣＤＦが１％（=10^-2）となるＰＡＰＲの値が大きくなる場合）が生じる。この結果、前半スロットと後半スロットとで送信ＳＣ−ＦＤＭＡ信号の歪み特性が変化する。例えば、図２に示すように、前半スロットの瞬時電力変動幅が小さく、後半スロットの瞬時電力変動幅が大きい場合、前半スロットの送信ＳＣ−ＦＤＭＡ信号の歪みと比較して、後半スロットの送信ＳＣ−ＦＤＭＡ信号の歪みは大きくなる。

上記において、１サブフレーム（１ＴＴＩ）内では同一の送信フォーマット（例えば、同一のＭＣＳ（Modulation and channel Coding Scheme）セット、又は、送信電力コマンド等を用いて基地局装置（以下「基地局」と略記する）によって指示されたある送信電力制御値）を用いて、ある所要品質を満たすようにＡＭＣ（Adaptive Modulation and Coding）制御又は送信電力制御を動作させている場合に、後半スロットのＳＣ−ＦＤＭＡ信号の歪み特性が原因で受信品質が劣化し所要品質を満たすことができず、２スロットからなる１サブフレーム全体のデータ信号を正しく受信できなくなるという課題が生じる。ＬＴＥでは、下り回線（ＤＬ：Down Link）のサブフレーム毎に通知される下り回線制御チャネル（ＰＤＣＣＨ：Physical Downlink Control Channel）の指示により、ＵＬの２スロットからなる１サブフレーム全体の送信フォーマット（ＭＣＳセット又は送信電力制御値）を制御している。そのため、もし、スロット間でのＳＣ−ＦＤＭＡ信号の歪み特性の変化を考慮して端末がスロット毎にＭＣＳセットを変化させてしまうと、基地局はＵＬのスロット毎の送信フォーマットを正しく認識することができず、１サブフレーム全体のデータ信号を正しく受信できなくなる可能性がある。そして、１サブフレーム全体のデータ信号を正しく受信できない場合には、再送が発生し、遅延が生じる等の問題に繋がる。

また、ＰＡとともにＰＡの非線形歪みを補償するプレディストーションを併用する場合、前半スロットと後半スロットとでＳＣ−ＦＤＭＡの歪み特性が変化すると、前半スロットでのプレディストーションの最適制御が後半スロットでは成り立たなくなるという課題も生じる。

本発明の目的は、複数のチャネルを周波数分割多重する場合において、送信信号の時間波形の瞬時電力分布特性の変化を抑えることができる、無線通信装置及び周波数ホッピング方法を提供することである。

本発明の無線通信装置は、所定の送信フォーマットで伝送される第１スロット及び第２スロットの周波数リソースに第１チャネルの信号を配置すると共に、前記第１スロットの周波数リソースのうち前記第１チャネルを配置する周波数リソースから所定の周波数間隔だけ離れた周波数リソースに第２チャネルの信号を配置する配置手段と、前記第１チャネル及び前記第２チャネルに配置された信号を離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transform）又は高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）する逆フーリエ変換手段と、を具備し、前記配置手段は、前記所定の周波数間隔を維持しつつ、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域幅内において循環的に周波数シフトして、前記第１チャネル及び前記第２チャネルの信号を前記第２スロットの周波数リソースに配置することにより、前記第１スロットと前記第２スロット間で前記第１チャネル及び前記第２チャネルを周波数ホッピングさせる、構成を採る。

本発明の周波数ホッピング方法は、所定の送信フォーマットで伝送される第１スロット及び第２スロットの周波数リソースに第１チャネルの信号を配置すると共に、前記第１スロットの周波数リソースのうち前記第１チャネルを配置する周波数リソースから所定の周波数間隔だけ離れた周波数リソースに第２チャネルの信号を配置する配置ステップと、前記第１チャネル及び前記第２チャネルに配置された信号を離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transform）又は高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）する変換ステップと、を有し、前記配置ステップにおいて、前記所定の周波数間隔を維持しつつ、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域幅内において循環的に周波数シフトして、前記第１チャネル及び前記第２チャネルの信号を前記第２スロットの周波数リソースに配置することにより、前記第１スロットと前記第２スロット間で前記第１チャネル及び前記第２チャネルの信号を周波数ホッピングさせるようにした。

本発明によれば、複数のチャネルを周波数分割多重して送信することにより、周波数利用効率及びスループットの低下を抑えつつ、所定の送信フォーマット（ＭＣＳセット又は送信電力制御値）で伝送される所定時間区間において、送信信号の時間波形の瞬時電力分布特性の変化を抑えることができる。

ＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨとの同時送信（周波数分割多重送信）を説明するための図 スロット間で送信信号の時間波形の瞬時電力変動幅が変化する様子を示す図 本発明の実施の形態１に係る基地局の要部構成を示すブロック図 実施の形態１に係る端末の要部構成を示すブロック図 ［スロット間ホッピングパターン＃１］の一例を示す図 周波数間隔の定義を説明するための図 周波数分割多重するチャネル数が３以上の場合のスロット間ホッピングパターンの一例を示す図 異なる統計的性質を有する信号を周波数分割多重した例を示す図 スロット間周波数ホッピングを行う場合の制御手順の一例を示すシーケンス図 スロット間周波数ホッピングを行う場合の制御手順の別の例を示すシーケンス図 スロット間周波数ホッピングを行う場合の制御手順の別の例を示すシーケンス図 スロット間周波数ホッピングを行う場合の制御手順の別の例を示すシーケンス図 循環周波数シフト量の通知方法を説明するためのシーケンス図 循環周波数シフト量の通知方法を説明するためのシーケンス図 ［スロット間ホッピングパターン＃２］の一例（単位バンド毎のＰＵＣＣＨ（２つのＰＵＣＣＨ）の周波数分割多重）を示す図 ［スロット間ホッピングパターン＃２］の別の例（単位バンド毎のＰＵＳＣＨ（２つのＰＵＳＣＨ）の周波数分割多重）を示す図 ［スロット間ホッピングパターン＃２］の更に別の例（ＰＵＣＣＨが異なる単位バンド間をスロット間周波数ホッピングする場合）を示す図 ［スロット間ホッピングパターン＃３］の一例を示す図 ［スロット間ホッピングパターン＃４］の一例を示す図 ［スロット間ホッピングパターン＃５］の一例を示す図 ［スロット間ホッピングパターン＃６］の一例を示す図 ［スロット間ホッピングパターン＃８］の一例を示す図 実施の形態１に係る端末の別の構成を示す図 複数のチャネルが連続的な周波数リソースにマッピングされる場合のスロット間周波数ホッピングパターンの一例を示す図 ［周波数間隔設定方法＃１−０］の一例を示す図 ［周波数間隔設定方法＃１−１］に基づく、システム帯域の両端及びシステム帯域の中心周波数からの周波数距離と、周波数間隔Ｂ及び周波数間隔Ｂの最大値（閾値）との対応表を示す図 ［周波数間隔設定方法＃１−２］の一例を示す図 ［周波数間隔設定方法＃１−２］に基づく、システム帯域の両端からの周波数距離と、周波数間隔Ｂ（又は周波数間隔Ｂの最大値）との対応表を示す図 ［周波数間隔設定方法＃１−３］の一例を示す図 ［周波数間隔設定方法＃１−３］に基づく、システム帯域の両端からの周波数距離と、周波数分割多重信号の総送信電力と、周波数間隔Ｂ（周波数間隔Ｂの最大値）との対応表を示す図 ［周波数間隔設定方法＃１−３］に基づく、システム帯域の両端からの周波数距離と、周波数分割多重信号を構成する複数のチャネルのうちいずれか１つのチャネルの送信電力と、周波数間隔Ｂ（周波数間隔Ｂの最大値）との対応表を示す図 ＰＵＣＣＨが配置される周波数リソースのリソース番号ｍと、物理チャネルリソースの位置との間の対応関係を示す図 ［スロット間ホッピングパターン＃９］の一例を示す図 ［スロット間ホッピングパターン＃９］の別の例を示す図 比較対照となるスロット間ホッピングパターンの一例を示す図 ［スロット間ホッピングパターン＃１０］の一例を示す図 ［スロット間ホッピングパターン＃１０］の別の例を示す図 本発明の実施の形態４における補正項、及び、ホッピング帯域内での循環周波数シフト量を示す図 ［スロット間ホッピングパターン＃１１］の一例を示す図 ［スロット間ホッピングパターン＃１２］の一例を示す図 ［スロット間ホッピングパターン＃１３］の一例を示す図 ［スロット間ホッピングパターン＃１３］に基づくスロット間周波数ホッピングを実現するためのフローチャート図 ［スロット間ホッピングパターン＃１４］の一例を示す図 ［スロット間ホッピングパターン＃１５］の一例を示す図

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

本発明の発明者らは、ＰＵＣＣＨ、ＰＵＳＣＨ等の複数のチャネルを周波数分割多重し、かつ、これらチャネルをスロット間周波数ホッピングさせる場合において、周波数ホッピング方法が周波数分割多重後の信号の時間波形（複数のチャネルの合成時間波形）の変化に与える影響を、位相成分だけに限定することができれば、スロット間で送信信号の時間波形の瞬時電力分布特性（例えば、ＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性）が変化しないことを見出し、本発明に至った。

なお、以下の説明では、１サブフレームを２分割することによって構成される２つのスロットのうち、前半スロットを第１スロットと呼び、後半スロットを第２スロットと呼ぶ。

（実施の形態１）
本実施の形態では、第１スロットに割り当てられた第１チャネルと第２チャネルとの、ＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）又はＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）帯域内での周波数間隔がＢのとき、第２スロットにおいて第２チャネルを第１チャネルからＢだけ離れた周波数リソースに、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域幅内において、循環的に割り当てる。

ここで、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域は、「システム（単位バンド）帯域」と呼ばれることがある。なお、ＬＴＥ−Ａシステムにおいては、ＬＴＥシステムにおける伝送速度の数倍もの超高速伝送速度による通信、及び、ＬＴＥシステムに対する後方互換性（バックワードコンパチビリティー：Backward Compatibility）を同時に実現するために、ＬＴＥ−Ａシステム向けの帯域が、ＬＴＥシステムのサポート帯域幅である２０ＭＨｚ以下の「単位バンド」に区切られる。すなわち、「単位バンド」は、例えば、最大２０ＭＨｚの幅を持つ帯域であって、通信帯域の基本単位として定義される。また、「単位バンド」は、３ＧＰＰ ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄにおいて、英語でComponent Carrier(s)と表記されることがある。

図３に本実施の形態に係る上り回線データを受信する基地局の要部構成を示す。なお、説明が煩雑になることを避けるために、図３では、本発明と密接に関連する上り回線データの受信、及び、その上り回線データに対する応答信号の下り回線での送信に係わる構成部を示し、下り回線データの送信に係わる構成部の図示及び説明を省略する。

基地局１００は、送受信アンテナポート１０１、無線受信処理部１０２、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号復調部１０３、復調部１０４、チャネル復号部１０５、品質測定部１０６、周波数ホッピング制御部１０７、スケジューリング部１０８、制御情報生成部１０９、チャネル符号化部１１０−１，１１０−２、変調部１１１−１，１１１−２、ＯＦＤＭ信号変調部１１２、無線送信処理部１１３から構成される。

無線受信処理部１０２は、送受信アンテナポート１０１で受信した、上り回線データを送信する送信側の端末から送信された、複数のチャネル（ＰＵＳＣＨ、ＰＵＣＣＨ等）が周波数分割多重されたＵＬ ＳＣ−ＦＤＭＡ信号を、ベースバンド信号に変換する。ここで、ＵＬ ＳＣ−ＦＤＭＡ信号とは、後述するように異なる複数のチャネルが周波数分割多重されたマルチキャリア（ＭＣ：Multi-carrier）信号であり、ＬＴＥにおけるシングルキャリアＦＤＭＡ信号に比べ、ＰＡＰＲが大きい信号である。従って、本実施の形態におけるＵＬ ＳＣ−ＦＤＭＡ信号と、低ＰＡＰＲを特徴とするＬＴＥのシングルキャリアＦＤＭＡ信号とは、用語の意味が多少異なるが、簡単のために、以下では、複数のチャネルが周波数多重された信号のことをＳＣ−ＦＤＭＡ信号と呼び説明する。

ＳＣ−ＦＤＭＡ信号復調部１０３は、内部にＣＰ（Cyclic Prefix）除去部、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部、デマッピング部、ＦＤＥ（Frequency domain Equalization）部、ＩＤＦＴ部を備え、以下の処理を行う。ＣＰ除去部は、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号の先頭に付加されているＣＰを除去し、ＣＰ除去後のＳＣ−ＦＤＭＡ信号をＦＦＴ部へ入力する。ＦＦＴ部は、ＣＰ除去後のＳＣ−ＦＤＭＡ信号に対してＦＦＴを適用することにより、時間領域から周波数領域のサブキャリア成分（直交周波数成分）へ変換し、ＦＦＴ後のサブキャリア成分をデマッピング部へ出力する。なお、ＦＦＴ後のサブキャリア成分が参照信号の場合、ＦＦＴ部は、当該サブキャリア成分を品質測定部１０６へ出力する。デマッピング部は、スケジューリング部１０８から入力される各端末のリソース割当情報（後述する）に基づいて、対象端末が使用している周波数リソースの、各サブキャリア（直交周波数成分）にマッピングされたデータ及び制御信号をデマッピングし、ＦＤＥ部へ出力する。ＦＤＥ部は、各端末−基地局間の周波数チャネル利得の推定値からＦＤＥ重みを計算し、受信データ及び制御信号を周波数領域で等化し、データ信号をＩＤＦＴ部へ出力し、制御信号を逆拡散部へ出力する。ＩＤＦＴ部は、ＦＤＥ後の周波数領域のデータ信号に対してＩＤＦＴを行い時間領域のデータ信号に変換し、復調部１０４へ出力する。逆拡散部は、ＦＤＥ後の制御信号に対して逆拡散処理を行い、復調部１０４へ出力する。

復調部１０４は、等化後の受信データ及び制御信号に対して、スケジューリング部１０８から入力されるＭＣＳ情報に基づいてＱＰＳＫ変調等の復調を行い、復調後のデータ及び制御信号をチャネル復号部１０５に出力する。

チャネル復号部１０５は、復調後のデータ及び制御信号に対して、スケジューリング部１０８から入力されるＭＣＳ情報に基づいて、ターボ復号（ビタビ復号）等の復号処理を行った後、データ及び制御信号を復元する。また、チャネル復号部１０５は、復元した制御信号の中に含まれるＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨのリソース割当要求情報を、周波数ホッピング制御部１０７及びスケジューリング部１０８へ出力する。

品質測定部１０６は、ＦＦＴ後のサブキャリア成分から抽出した全端末の参照信号を用いて、周波数領域での各端末のチャネル品質、例えば、各端末のサブキャリア毎のＳＩＮＲ（Signal-to-Interference plus Noise power Ratio）を測定し、チャネル品質をＣＱＩ（Channel Quality Indicator、チャネル品質情報）として、周波数ホッピング制御部１０７及びスケジューリング部１０８へ出力する。

周波数ホッピング制御部１０７は、各端末のＣＱＩ、トラフィックタイプ、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨのリソース割当要求情報が入力され、スロット間周波数ホッピングを行うか否かを判断する。例えば、周波数ホッピング制御部１０７は、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨ（又は複数のＰＵＳＣＨ、又は複数のＰＵＣＣＨ）のリソース割当要求が同時に生じた場合には、スロット間周波数ホッピングを適用すると判断する。周波数ホッピング制御部１０７は、対象端末に対してスロット間周波数ホッピングを適用するか否か適用の有無を示す適用情報（周波数ホッピング適用情報）を、スケジューリング部１０８及び制御情報生成部１０９に通知する。また、周波数ホッピングを適用する場合、周波数ホッピング制御部１０７は、循環周波数シフト量の情報を制御情報生成部１０９に通知する。

なお、上記では、端末からのＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨのリソース割当要求情報の有無に基づいて、基地局１００がその端末に対してスロット間周波数ホッピングを適用するか否かの判断を行う場合について述べたが、基地局１００が端末からのＰＨＲ（Power Head Room）等の通知情報又は端末の移動速度等に基づいて、スロット間周波数ホッピングを適用するか否かの判断を行っても良い。

スケジューリング部１０８は、ＣＱＩに基づいて決定したＭＣＳ（変調方式、符号化率等）の情報を、制御情報生成部１０９、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号復調部１０３、復調部１０４、及び、チャネル復号部１０５へ出力する。

また、スケジューリング部１０８は、入力される各端末のＱｏＳ（要求データレート、所要誤り率、遅延等）、ＣＱＩ、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨのリソース割当要求情報、及び、周波数ホッピング適用情報に基づいて、例えば、時間−周波数の２次元スケジューリングを行うことにより、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨに時間−周波数リソースを割り当てる。スケジューリング部１０８は、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨに割り当てたリソース（時間、周波数）の情報（リソース割当情報）を、制御情報生成部１０９及びＳＣ−ＦＤＭＡ信号復調部１０３に出力する。

制御情報生成部１０９は、入力される端末のＭＣＳ情報、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨのリソース割当情報、周波数ホッピング適用情報及びスロット間周波数ホッピングの循環周波数シフト量等の制御情報を、端末へ通知するための２値の制御ビット系列に変換し、変換後の制御ビット系列をチャネル符号化部１１０−１へ出力する。

チャネル符号化部１１０−１は、制御ビット系列に対し所定の符号化率で畳み込み符号化のような誤り訂正符号化を施した後、符号化ビット系列を変調部１１１−１へ出力する。

チャネル符号化部１１０−２は、送信データ系列に対し所定の符号化率でターボ符号化のような誤り訂正符号化を施した後、符号化ビット系列を変調部１１１−２へ出力する。

変調部１１１−１，１１１−２は、符号化ビット系列に対し、ＱＰＳＫ等で変調した後、得られた制御及びデータシンボル系列をＯＦＤＭ信号変調部１１２へ出力する。

ＯＦＤＭ信号変調部１１２は、内部にＳ／Ｐ部、マッピング部、ＩＦＦＴ部、Ｐ／Ｓ部、ＣＰ挿入部を備え、入力された制御及びデータシンボル系列を多重した後に、直並列変換（Ｓ／Ｐ変換）、サブキャリアへのマッピング、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）、並直列変換（Ｐ／Ｓ変換）、ＣＰ挿入の処理を施し、無線送信処理部１１３へ出力する。

無線送信処理部１１３は、ベースバンド信号をＲＦ（Radio Frequency）信号に変換し、電力増幅器（ＰＡ）で電力を増幅した後に、送受信アンテナポート１０１より送信する。

図４に本実施の形態に係る端末の要部構成を示す。なお、説明が煩雑になることを避けるために、図４では、本発明と密接に関連する上り回線データの送信、及び、その上り回線データに対する応答信号の下り回線での受信に係わる構成部を示し、下り回線データの受信に係わる構成部の図示及び説明を省略する。

端末２００は、送受信アンテナポート２０１、無線受信処理部２０２、ＯＦＤＭ信号復調部２０３、復調部２０４、チャネル復号部２０５、制御情報抽出部２０６、制御部２０７、チャネル符号化部２０８−１，２０８−２、変調部２０９−１，２０９−２、ＤＦＴ部２１０、拡散部２１１、マッピング部２１２、ＩＦＦＴ部２１３、ＣＰ挿入部２１４、無線送信処理部２１５を備える。

無線受信処理部２０２は、送受信アンテナポート２０１で受信した、基地局１００から送信された信号を、ベースバンド信号に変換する。

ＯＦＤＭ信号復調部２０３は、ベースバンド信号に対して、ＣＰ除去、Ｓ／Ｐ変換、ＦＦＴ、ＦＤＥ処理、デマッピング、Ｐ／Ｓ変換処理を施した後、制御及びデータシンボル系列を復調部２０４へ出力する。

復調部２０４は、制御及びデータ信号系列に対してＱＰＳＫ変調等の復調処理を施し、復調後の制御及びデータ系列をチャネル復号部２０５に出力する。

チャネル復号部２０５は、復調後の制御及びデータ系列に対してターボ復号等を用いて誤り訂正復号を施し、制御及びデータ信号に復元する。

制御情報抽出部２０６は、復元された制御及びデータ信号の中から、端末２００のＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨのリソース割当情報、周波数ホッピング適用情報、及び、スロット間周波数ホッピングの循環周波数シフト量（以下「スロット間周波数ホッピング情報」という）を抽出し、抽出したこれらスロット間周波数ホッピング情報を制御部２０７へ出力する。また、制御情報抽出部２０６は、前記スロット間周波数ホッピング情報以外のＭＣＳ情報（変調レベル（変調多値数）、符号化率等）の制御情報を、チャネル符号化部２０８−１，２０８−２及び変調部２０９−１，２０９−２へそれぞれ出力する。

制御部２０７は、入力される自端末宛の端末のスロット間周波数ホッピング情報を用いて、サブフレーム内の第１及び第２スロットにおいて、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨをスロット間でホッピングさせてマッピングする時間及び周波数リソースを設定し、設定した時間及び周波数リソース（リソースマッピング）の情報情報（以下「リソースマッピング情報」という）をマッピング部２１２へ出力する。

送信データのチャネル符号化部２０８−１は、上位レイヤから入力された送信データの情報ビット系列（トランスポートブロック、コードワード）に対し、ターボ符号化のような誤り訂正符号化を施した後、基地局１００から通知されたＭＣＳセットの符号化率に基づいて、レートマッチングアルゴリズムにより、そのトランスポートブロックに対してある符号化率の符号化ビット系列を生成し、変調部２０９−１へ出力する。

送信データの変調部２０９−１は、基地局１００から通知されたＭＣＳセットの変調方式に基づいて、あるトランスポートブロックに対してＱＰＳＫ等の同一の変調レベルで変調した後、得られた送信データシンボル系列をＤＦＴ部２１０へ出力する。

これらチャネル符号化及び変調処理により、送信情報ビット系列のトランスポートブロック（コードワード）内では同一の送信フォーマット（ＭＣＳセット）を有するシンボル系列が生成される。なお、変調部２０９−１とＤＦＴ部２１０との間に多重部を設け、チャネル符号化及び変調処理の後に、多重部が、送信データシンボル系列にＣＡＺＡＣ（Constant Amplitude Zero AutoCorrelation）のような参照信号を多重してもよい。

ＤＦＴ部２１０は、送信データシンボル系列に対して、ＤＦＴを施し、周波数領域の各サブキャリア成分（直交周波数成分）へ変換し、マッピング部２１２へ出力する。

制御データ（ＰＵＳＣＨ、ＰＵＣＣＨのリソース割当要求情報（スケジューリングリクエスト（ＳＲ：Scheduling Request）等）、ＤＬ送信に対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ、ＤＬチャネルのＣＱＩ及びＣＳＩ（Channel State Information）等）のチャネル符号化部２０８−２は、制御データの制御ビット系列に対し、基地局１００から通知されたＭＣＳセットの符号化率に基づいて、畳み込み符号化のような誤り訂正符号化を施した後、符号化ビット系列を変調部２０９−２へ出力する。

制御データの変調部２０９−２は、基地局１００から通知されたＭＣＳセットの変調方式に基づいて、ＱＰＳＫ等の変調レベルで変調した後、得られた制御データシンボル系列を拡散部２１１へ出力する。

これらチャネル符号化及び変調処理により、送信制御ビット系列においても同一の送信フォーマットを有する制御データシンボル系列が生成される。なお、変調部２０９−２と拡散部２１１との間に多重部を設け、チャネル符号化及び変調処理の後に、多重部が、制御データシンボル系列にＣＡＺＡＣのような参照信号を多重してもよい。

拡散部２１１は、制御データシンボル系列に対して、ＣＡＺＡＣ系列等の時間及び周波数領域で定振幅特性を有する系列でシンボルを拡散し、拡散後の制御データシンボル系列をマッピング部２１２へ出力する。

マッピング部２１２は、ＤＦＴ部２１０及び拡散部２１１から入力される、同一の送信フォーマットの、ＤＦＴ拡散（プレコーディング）後の送信データシンボル系列及びＣＡＺＡＣ系列での拡散後の制御データシンボル系列を、制御部２０７から入力されるリソースマッピング情報に基づいて、それぞれ、１サブフレーム内のＰＵＳＣＨ領域又はＰＵＣＣＨ領域の時間及び周波数リソースへマッピング（制御信号とデータ信号との周波数分割多重）し、マッピング後の制御信号及びデータ信号をＩＦＦＴ部２１３へ出力する。なお、リソースマッピング情報とは、スロット間で周波数ホッピングするように割り当てられたＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨをマッピングする時間及び周波数リソースの情報である。

ＩＦＦＴ部２１３は、自端末に割り当てられた周波数リソース以外のサブキャリアにはゼロを挿入した後、ＩＦＦＴを施すことによって、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨを周波数分割多重した、時間領域のＳＣ−ＦＤＭＡ信号を生成し、生成したＳＣ−ＦＤＭＡ信号をＣＰ挿入部２１４へ出力する。

ＣＰ挿入部２１４は、１ＳＣ−ＦＤＭＡブロックの後方のサンプルを、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）としてブロックの先頭に付加し、ＣＰ付加後のＳＣ−ＦＤＭＡ信号を無線送信処理部２１５に出力する。

無線送信処理部２１５では、ＣＰ付加後のＳＣ−ＦＤＭＡ信号のベースバンド信号をＲＦ信号に変換し、電力増幅器（ＰＡ）で電力を増幅した後に、送受信アンテナポート２０１より送信する。

次に、本実施の形態におけるスロット間周波数ホッピングのマッピングパターン（以下「スロット間ホッピングパターン」という）について説明する。なお、制御部２０７は、当該スロット間ホッピングパターンをリソース割当ルールとして内部に保持し、リソース割当ルールに基づいたリソースマッピング情報をマッピング部２１２に出力する。そして、マッピング部２１２は、当該リソースマッピング情報に基づいて、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨを時間及び周波数リソースにマッピングする。

［スロット間ホッピングパターン＃１］
図５は、本実施の形態におけるＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨのスロット間ホッピングパターン＃１の一例を示す図である。図５に示す例では、データ信号（制御信号、又は、制御信号及びデータ信号）がマッピングされるＰＵＳＣＨと、制御信号がマッピングされるＰＵＣＣＨとを１つのかたまりとして、周波数間隔Ｂを維持しながら、ＩＦＦＴ帯域内で同一方向（図５では、低周波数から高周波数への方向）に循環的に周波数シフトさせることにより、スロット間周波数ホッピングを行う様子を示している。

図５に示すＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨはともに、１サブフレームに跨りそれぞれ所定の送信フォーマットで伝送されている。すなわち、図５に示すように、１サブフレームが２分割された第１スロット（前半スロット）と第２スロット（後半スロット）とにおいて、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨには、それぞれ同一の送信フォーマットの信号が割り当てられている。

なお、図５には、１２個のデータ信号又は制御信号それぞれを、系列長が３のＤＦＴ（３×３のＤＦＴ行列）又はＣＡＺＡＣ系列で拡散することにより、拡散後のデータ信号及び制御信号の系列長が、それぞれ１２×３＝３６（０〜３５）である例が示されている。図５に示すように、当該信号系列を２分割し、第１スロット（前半スロット）及び第２スロット（後半スロット）のそれぞれのリソースに、周波数方向から時間方向の順番に、当該信号系列を、連続する３リソースエレメント単位でマッピングしている。当該信号系列がマッピングされていない部分のリソースの値はゼロである。従って、同一ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル内では、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＳＣＨ領域にマッピングされるＤＦＴ拡散後のデータ信号、ＣＡＺＡＣ系列で拡散後の制御信号が周波数分割多重される。

図５から分かるように、１サブフレーム内の第１スロットでは、ＩＦＦＴ帯域の低周波数に存在するＰＵＣＣＨ領域にマッピングされたＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨとの周波数差は＋Ｂである。そして、１サブフレーム内の第２スロットでは、ＩＦＦＴ帯域の高周波数に存在するＰＵＣＣＨ領域にスロット間周波数ホッピングしたＰＵＣＣＨと、同様にスロット間周波数ホッピングしたＰＵＳＣＨとは、ＩＦＦＴ帯域内において循環的に周波数間隔＋Ｂを維持している。

図５のように、ＰＵＳＣＨとＰＵＣＣＨとを周波数分割多重しながら、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域内での周波数間隔を維持してスロット間周波数ホッピングすることにより、周波数ホッピングによる周波数ダイバーシチ効果を得つつ、スロット間での周波数分割多重信号の時間波形の電力分布特性の変化を防止することできる。

この理由について、以下説明する。すなわち、本実施の形態におけるスロット間ホッピングパターン＃１を用いたスロット間周波数ホッピングが、周波数分割多重信号の時間波形の瞬時電力分布特性に変化を及ぼさない、つまり、ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨが周波数分割多重された信号の時間波形の変化に与える影響を、位相成分だけに限定できることについて、詳述する。

ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨを周波数分割多重した後に、ＩＦＦＴを施すことにより生成した、スロット間周波数ホッピング前の、第１スロット（スロット＃０）におけるＮ×１の時間領域ＳＣ−ＦＤＭＡ信号ベクトルｄ_０は、式（１）のように表せる。なお、式（１）では、簡単のために、ｄ_０をＣＰ挿入前の送信信号表現で示す。

式（１）において、ＦはＮ×ＮのＤＦＴ行列、ＮはＦＦＴ（ＤＦＴ）のポイント数を示す。Ｄ_{０，ＰＵＳＣＨ}（ｄ_{０，ＰＵＳＣＨ}）は、ＰＵＳＣＨ領域だけにデータ信号をマッピングし、それ以外のリソースにはゼロを挿入した場合、つまり、周波数分割多重していないＰＵＳＣＨだけを送信する場合の、スロット間周波数ホッピング前のＮ×１の周波数領域（時間領域）ＳＣ−ＦＤＭＡ信号ベクトルを示す。

同様に、Ｄ_{０，ＰＵＣＣＨ}（ｄ_{０，ＰＵＣＣＨ}）は、ＰＵＣＣＨ領域だけに制御信号をマッピングし、それ以外のリソースにはゼロを挿入した場合、つまり、周波数分割多重していないＰＵＣＣＨだけを送信する場合の、スロット周波数ホッピング前のＮ×１の周波数領域（時間領域）ＳＣ−ＦＤＭＡ信号ベクトルを示す。

一方、ＩＦＦＴ帯域内で、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨをかたまりとして同一方向にＳサブキャリアだけ循環的に周波数シフトさせることにより、スロット間周波数ホッピングを行った後の、第２スロット（スロット＃１）におけるＮ×１の時間領域ＳＣ−ＦＤＭＡ信号ベクトルｄ_１は、式（２）のように表現できる。

式（２）において、ｄｉａｇ（ａ_０，ａ_１，…，ａ_Ｎ−１）は、対角成分にａ_０，ａ_１，…，ａ_Ｎ−１を要素として持つ対角行列を示す。また、Ｔ^（Ｓ）は、ＩＦＦＴ帯域内においてＳサブキャリアの循環周波数シフトを示すＮ×Ｎの循環周波数シフト行列であり、式（３）で与えられる。Ｎより大きいＳ（＞Ｎ）サブキャリア（リソースエレメント）の循環周波数シフトを行う場合は、Ｔ^{（Ｓ ｍｏｄ Ｎ）}に相当する循環周波数シフトを行えばよい。ここで、ｍｏｄはモジュロ演算を表す。

式（３）に示されるように、Ｔ^（Ｓ）の第０列ベクトルは、第０行から第Ｓ−１行の要素及び第Ｓ＋１行から第Ｎ−１行の要素がゼロであり、第Ｓ行の要素だけ１のベクトルにより構成される。また、Ｔ^（Ｓ）の他の列ベクトルは、第０列ベクトルを循環シフトしたベクトルから構成される。

式（１）及び式（２）から明らかなように、ＩＦＦＴ帯域内において、ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨに対して、同一方向に同一の循環周波数シフトを与える操作、つまり、ＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨとの周波数差を維持しながら、これらをスロット間周波数ホッピングする動作は、周波数分割多重された信号の時間波形の変化に与える影響を、位相成分だけに限定できることが分かる。つまり、本実施の形態におけるスロット間周波数ホッピングは、第１スロット及び第２スロットの時間領域ＳＣ−ＦＤＭＡ信号の振幅の大きさに影響を与えないことが分かる。従って、１サブフレーム内での送信信号の時間波形の瞬時電力の分布特性は、第１スロットと第２スロットとで変化しない。

なお、式（４）に示されるように、式（３）の循環周波数シフト行列Ｔ^（Ｓ）に、絶対値が１のある定数Ｃを乗じることにより生成されるＴ’^（Ｓ）を用いて、スロット間周波数ホッピングを行っても良い。例えば、Ｃ＝exp(ｊＤ)（ここで、Ｄはある実数）などが定数としてある。式（２）のＴ^（Ｓ）をＴ’^（Ｓ）に置換すれば明らかなように、Ｔ’^（Ｓ）を用いたスロット間周波数ホッピングにおいても、１サブフレーム内での送信信号の時間波形の瞬時電力の分布特性は、第１スロットと第２スロットとで変化しない。

従って、第１スロット及び第２スロットに渡って同一の送信フォーマットで送信信号が伝送される場合、ＰＡの非線形性が原因で生じる送信信号の歪みを、第１スロットと第２スロットとで同様にすることができ、第１スロット及び第２スロットに渡って同一の送信フォーマットで伝送される送信信号が受ける非線形歪み特性が、スロット間で変化することにより生じる、受信品質の劣化を回避することができる。また、同一の送信フォーマットで伝送される送信信号が受ける非線形歪み特性が、第１スロットと第２スロットとで同様となるので、第１スロットから第２スロットに渡って、プレディストーションの最適制御を定常的に行うことができる。

以上のように、本実施の形態では、マッピング部２１２は、第１スロットの周波数リソースにＰＵＣＣＨを配置し、第１スロットの周波数リソースのうちＰＵＣＣＨを配置する周波数リソースから所定の周波数間隔Ｂだけ離れた周波数リソースにＰＵＳＣＨを配置し、第２スロットの周波数リソースに、所定の周波数間隔Ｂを維持しつつ、ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨを、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域幅内において循環的に周波数シフトして配置することにより、第１スロットと第２スロット間でＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨを周波数ホッピングさせる。

これにより、スロット間周波数ホッピングによる周波数ダイバーシチ効果を得ながら、スロット間での周波数分割多重信号の時間波形の瞬時電力分布特性の変化を防止することができる。従って、ＰＡの非線形性が原因で生じる送信信号の歪みを、第１スロットと第２スロットとで同様にでき、第１スロット及び第２スロットに渡って同一の送信フォーマットで伝送される、送信信号が受ける非線形歪み特性がスロット間で変化することで生じる、受信品質の劣化を回避することができる。また、第１及び第２スロットに渡って、プレディストーションの最適制御を定常的に行うことができる。

なお、第１スロットに割り当てられた第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔Ｂは、ＩＦＦＴ帯域内で循環的に連続した周波数間隔であれば、図６に示すように、Ｂ_０又はＢ_１のどちらでもよい。

また、周波数分割多重送信するチャネル数は３以上でもよい。図７に示すように、３つのチャネルを割り当てる場合に、第１スロットにおける第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔が＋Ｂ_０であり、第２チャネルと第３チャネルの周波数間隔が＋Ｂ_１のとき、第２スロットにおいて第２チャネルを第１チャネルから＋Ｂ_０だけ離れた周波数リソースに、また、第３チャネルを第２チャネルから＋Ｂ_１だけ離れた周波数リソースに、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域幅内において循環的に割り当てればよい。これにより、３以上のチャネルを周波数分割多重及びスロット間周波数ホッピングする場合においても、２チャネルの場合と同様の効果が得られる。

また、以上の説明では、ＩＦＦＴ帯域内で、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨを同一方向にＳサブキャリアだけ循環的に周波数シフトする場合を述べたが、循環周波数シフト量は、＋Ｓでも−Ｓサブキャリアどちらでもよい。−Ｓ ｍｏｄ Ｎ ＝ (Ｎ−Ｓ) ｍｏｄ Ｎであるため、つまり、−Ｓ（＜０）サブキャリアの循環周波数シフトは（Ｎ−Ｓ）（＞０）の循環周波数シフトと等価である。従って、式（２）から明らかなように、循環周波数シフト量が＋Ｓであっても−Ｓであっても、第２スロットの時間領域ＳＣ−ＦＤＭＡ信号に与える影響は位相成分だけ（−Ｓサブキャリアの循環周波数シフトの場合は、式（２）のＳを（Ｎ−Ｓ）に置換するだけ）であり、振幅の大きさに影響を与えない。これにより、上記同様の効果が得られる。

なお、図５に示すスロット間ホッピングパターンは、第１スロットでＰＵＳＣＨが割り当てられた周波数リソースからＰＵＣＣＨが割り当てられた周波数リソースまでの周波数差が＋Ｂ（−Ｂ）のとき、第２スロットにおいてＰＵＣＣＨをＰＵＳＣＨから＋Ｂ（−Ｂ）だけ離れた周波数リソースに、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域幅内において、循環的に割り当てているといえる。

スロット内のＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨにマッピングされる複数の信号の中に、ＣＡＺＡＣ系列を用いる参照信号のようなある特定の信号系列（＝決定論的信号）、及び、データ信号や制御信号（ＣＱＩ，ＣＳＩ，ＡＣＫ／ＮＡＣＫ等）のように確率的に変化する信号系列（確率的信号）が含まれ、決定論的信号同士（例えば、参照信号同士）、及び、確率的信号同士、及び、決定論的信号及び確率的信号が同一のＳＣ−ＦＤＭＡ信号内で周波数分割多重される場合において、図５に示すようなスロット間ホッピングパターンを適用することにより、上記効果が得られる。この場合の周波数分割多重例を、図８に示す。図８は、異なる統計的性質を有する信号を周波数分割多重した例である。

図８は、第１スロットのＰＵＣＣＨの第２、３番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボル、第２スロットのＰＵＣＣＨの第８、９番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボル、第１スロットのＰＵＳＣＨの第３番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボル、第２スロットのＰＵＳＣＨの第９番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに、ＣＡＺＡＣ系列等の参照信号（決定論的信号）がマッピングされており、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨのそれ以外のリソースにはそれぞれ異なるデータ信号（制御信号）等の確率的信号がそれぞれマッピングされている場合を示している。従って、第０、１、４、５、６、７、１０、１１番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルではデータ信号等（確率的信号）同士が周波数分割多重され、第２、８番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルではデータ信号（確率的信号）と参照信号（決定論的信号）とが、第３、９番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルでは参照信号（決定論的信号）同士が、周波数分割多重送信されている場合を示している。

次に、本実施の形態におけるスロット間周波数ホッピングを行う場合の制御手順について説明する。

図９は、制御手順の一例を示すシーケンス図である。

<１>端末２００は、（複数の）ＰＵＣＣＨ及び（複数の）ＰＵＳＣＨリソースの割当要求の両方を送信する。

<２>基地局１００は、これら割当要求に基づいて、（１）ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨの周波数ホッピングの適用の有無、（２）周波数ホッピングを行う場合には、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨのスロット間周波数ホッピングの循環周波数シフト量、（３）ＵＬのＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨ割当リソース、を決定する。

<３>そして、基地局１００は、これらの情報（スロット間周波数ホッピング情報）をＤＬの制御チャネル（ＰＤＣＣＨ等）で端末２００に通知する。

<４>端末２００は、通知されたＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨのリソース割当情報、スロット間周波数ホッピングの循環周波数シフト量等に基づいて、ＵＬのＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨを周波数分割多重送信する。

なお、スロット間周波数ホッピングを行う場合の制御手順は上記に限られず、以下の手順をとっても良い。

［ＰＤＣＣＨで使用される（論理）制御チャネルのインデックス番号と、ＰＵＣＣＨのリソース番号とが対応付けられている場合］
例えば、ＬＴＥのＵＬのＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信の場合が該当する。図１０、図１１を用いて、この場合の制御手順について説明する。

<１>端末２００は、（複数の）ＰＵＳＣＨリソースの割当要求を送信する。

<２>基地局１００は、割当要求に基づいて、（１）ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨの周波数ホッピングの適用の有無、（２）周波数ホッピングを行う場合には、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨのスロット間周波数ホッピングの循環周波数シフト量、（３）ＵＬのＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨリソース割当、を決定する。

なお、（３）ＵＬのＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨリソース割当を決定する方法として、以下の２つの方法が挙げられる。

・基地局１００がＰＵＣＣＨリソース、ＰＵＳＣＨリソースの順番でリソースを決定する（図１０参照）。
具体的には、ＰＤＣＣＨで使用されるＤＬ（論理）制御チャネルのインデックス番号に対応付けられた、周波数分割多重送信に用いるＰＵＣＣＨのリソース番号から、本実施の形態におけるリソース割当ルールを満たすＰＵＳＣＨを選択する。

・基地局１００がＰＵＳＣＨリソース、ＰＵＣＣＨリソースの順番でリソースを決定する（図１１参照）。
具体的には、周波数ホッピングするＰＵＳＣＨのリソース割当を決定し、ＰＵＳＣＨを割り当てたリソースに基づいて、本実施の形態におけるリソース割当ルールを満たすＰＵＣＣＨリソースを選択し、そのリソース番号に対応付けられたＤＬ（論理）制御チャネルのインデックス番号を算出する。

<３>基地局１００は、ＤＬ伝送のための制御情報及び（または）ＵＬ伝送のための制御情報を送信する、ＤＬ（論理）制御チャネルのあるインデックス番号に対応する制御チャネル（ＰＤＣＣＨ）で、ＤＬ／ＵＬ伝送の制御情報を送信する。

<４>端末２００は、複数のＤＬ（論理）制御チャネルの候補を複数ブラインド復号することにより、自端末宛のＤＬ／ＵＬ制御信号を検出する。自端末宛の有無の判断は、自端末固有の識別番号や、識別番号でマスク処理されたＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）等を用いる。

そして、端末２００は、ブラインド復号で検出したＤＬ（論理）制御チャネルのインデックス番号から、割り当てられたＰＵＣＣＨリソース番号を検出する。また、ＤＬ制御チャネルで通知されたＰＵＳＣＨリソースの情報を抽出する。

なお、端末２００は、自端末宛の制御信号を検出した場合には、そのＤＬ（論理）制御チャネルのインデックス番号と対応付けられている、複数サブフレーム後のＵＬ（論理）制御チャネル（または、ＵＬ物理制御チャネル（ＰＵＣＣＨ））のリソースを利用して、そのＵＬ制御チャネルで制御情報（ＤＬデータ伝送に対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ等）を送信する。

<５>端末２００は、ＵＬのＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨを周波数分割多重送信する。

［ＵＬ ＰＵＣＣＨのリソースが予約されている場合］
ある端末２００に対して、ＵＬ ＰＵＣＣＨのリソースが事前に予約され、割り当てられている場合においては、以下に示す制御手順を用いてもよい。図１２を用いて、この場合の制御手順について説明する。

<１>端末２００は、（複数の）ＰＵＳＣＨリソースの割当要求を送信する。

<２>基地局１００は、割当要求に基づいて、（１）ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨの周波数ホッピングの適用の有無を決定する。更に基地局１００は、予約されているＰＵＣＣＨのリソース（及び当該リソースのホッピングパターン情報）に基づいて、リソース割当ルールを満たすＰＵＳＣＨリソースを算出し、ＰＵＳＣＨのホッピングパターン（循環周波数シフト量、ＰＵＳＣＨのリソース）を割り当てる（（２）、（３））。

<３>基地局１００は、ＵＬのＰＵＳＣＨのリソース割当、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨの周波数ホッピングの適用の有無、及び、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨのスロット間周波数ホッピングの循環周波数シフト量の情報（スロット間周波数ホッピング情報）を、ＤＬ（論理）制御チャネルを用いて、端末２００に通知する。

<４>端末２００は、割り当てられたＰＵＳＣＨリソース及び予約しているＰＵＣＣＨのリソースを算出する。

<５>端末２００は、算出したＰＵＳＣＨリソース及び予約しているＰＵＣＣＨのリソースを用いて、ＵＬのＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨを周波数分割多重送信する。

次に、制御手順で通知されるスロット間周波数ホッピング情報に含まれる各情報について説明する。

上述した制御手順の例では、基地局１００は、以下のスロット間周波数ホッピング情報を明示的にまたは暗示的に端末２００に通知することにより、ＵＬのスロット間周波数ホッピングを適用した周波数分割多重伝送を行う場合について説明した。

［１］ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨのリソース割当情報（図９参照）、ＰＵＳＣＨのリソース割当情報及びＤＬ（論理）制御チャネルに対応付けられたＰＵＣＣＨのリソース割当情報（図１０、図１１参照）、又は、ＰＵＳＣＨのリソース割当情報及び予約されたＰＵＣＣＨのリソース割当情報（図１２参照）
［２］ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨのスロット間周波数ホッピングに用いる循環周波数シフト量
［３］ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨの周波数ホッピング適用の有無

以下では、これらの通知情報について詳述する。

［１］リソース割当情報の通知に関して
図９の制御手順では、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨのリソース割当情報として、例えば、第１スロットにおけるＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨをマッピングする周波数リソースを通知すればよい。なお、第２スロットのＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨの周波数リソース割当情報は、第１スロットの周波数リソースに後述する循環周波数シフト量を与えることで算出できる。例えば、循環周波数シフト量がＳの場合、第２スロットの周波数リソース番号［ａ１，ｂ１，ｃ１］＝第１スロットの割当周波数リソース番号［ａ０，ｂ０，ｃ０］＋循環周波数シフト量［Ｓ，Ｓ，Ｓ］＝［ａ０＋Ｓ，ｂ０＋Ｓ，ｃ０＋Ｓ］で表現することができる。

また、図１０、図１１のように、ＤＬ（論理）制御チャネルのインデックス番号とＰＵＣＣＨのリソース番号（及びスロット間周波数ホッピングパターン）とが対応付けられている場合、又は、図１２のように、ＰＵＣＣＨのリソース（及びスロット間周波数ホッピングパターン）が事前に予約割り当てされている場合には、例えば、第１スロットにおけるＰＵＳＣＨのリソース割当情報だけを直接的（明示的）に通知し、ＰＵＣＣＨのリソース割当情報は、ＤＬ（論理）制御チャネルを通じて間接的（暗示的）に通知すればよい。なお、第２スロットの周波数リソース算出方法は、図９の場合と同様に、第１スロットの周波数リソースに後述する循環周波数シフト量を与えることで算出できる。

［２］循環周波数シフト量の通知に関して
図９の場合において、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＳＣＨのスロット間周波数ホッピングに用いる循環周波数シフト量を通知するための情報としては、第１スロットに割り当てられたＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨそれぞれの周波数リソースと、周波数ホッピング後の第２スロットに割り当てられたＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨそれぞれの周波数リソースの周波数差（循環周波数シフト量）を通知すればよい。本発明は、ＰＵＣＣＨとＰＵＣＣＨとの周波数間隔を維持しながらスロット間で同一の周波数シフトを行うことにより、周波数ホッピングすることを特徴とするため、ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨそれぞれの循環周波数シフト量として、同一の値をそれぞれ送信すればよい。そして、端末は、通知された２つの（ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨ）の同一の循環周波数シフト量に基づいて、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨのスロット周波数ホッピングを行えばよい。これにより、ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨの周波数ホッピングを独立に制御する構成であるＬＴＥと後方互換性を確保することができる。また、端末において、受信される２つの循環周波数シフト量を指し示す信号を合成することにより、より信頼度の高い制御信号を受信することが可能となる。図１３に、この場合の制御情報のシーケンス図を示す。

また、本発明の特徴、すなわち、スロット間でのＰＵＣＣＨの循環周波数シフト量とスロット間でのＰＵＳＣＨの循環周波数シフト量とが同じであることを利用すれば、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨ共通の循環周波数シフト量（つまり、どちらか一方の循環周波数シフト量）だけを通知する構成でもあっても良い。これにより、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＳＣＨの循環周波数シフト量に関する制御情報量を削減できる。図１４に、この場合の制御信号のシーケンス図を示す。

また、図１０又は図１１のように、ＤＬ（論理）制御チャネルのインデックス番号とＰＵＣＣＨのリソース番号（及びスロット間周波数ホッピングパターン）とが対応付けられている場合、又は、図１２のように、ＰＵＣＣＨのリソース（及びスロット間周波数ホッピングパターン）が事前に予約割り当てされている場合においても、上記と同様に、ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨの循環周波数シフト量として、同一の値をそれぞれ通知してもよい。また、ＰＵＣＣＨの循環周波数シフト量及びＰＵＳＣＨの循環周波数シフト量が同じであることを利用して、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨ共通の循環周波数シフト量（つまり、どちらかの周波数シフト量）だけを通知してもよい。

更に、ＰＵＣＣＨのリソース番号に加えて、ＤＬ（論理）制御チャネルのインデックス番号とＰＵＣＣＨのスロット間周波数ホッピングパターン（循環周波数シフト量）が対応付けられている場合、又は、ＰＵＣＣＨのスロット間周波数ホッピングパターン（循環周波数シフト量）が事前に予約されている場合においては、そのＰＵＣＣＨのスロット間での循環周波数シフト量をＰＵＳＣＨの循環周波数シフト量として設定すればよいため、ＰＵＣＣＨのリソース番号及び循環周波数シフト量に加えて、ＰＵＳＣＨの循環周波数シフト量も通知しなくてもよい。これにより、制御情報量を更に削減できる。

なお、ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨに共通の循環周波数シフト量を、セル固有の複数のユーザで共通に設定する、例えば、循環周波数シフト量をセルの識別番号に対応付けて設定することにより、周波数分割多重送信する複数ユーザに対して同時に簡易に本発明の効果を得ながら、循環周波数シフト量に関する制御情報量を更に削減できる。

［３］スロット間周波数ホッピングの適用の有無の通知に関して
上述の循環周波数シフト量の通知の場合と同様に、本発明は、ＰＵＳＣＨとＰＵＣＣＨとの周波数間隔を維持しながら、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨは同時に周波数ホッピングするため、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＳＣＨのスロット間周波数ホッピングの適用の有無の識別番号を共通化することにより、制御情報を削減することも可能である。

（他のバリエーション）
以下に、スロット間ホッピングパターンの他のバリエーションについて説明する。

［スロット間ホッピングパターン＃２］
図１５〜図１７に、［スロット間ホッピングパターン＃２］の一例を示す。

先に説明した図７では、ＰＵＣＣＨに１つのチャネルを、ＰＵＳＣＨに２つのチャネルをマッピングしている例（つまり、ＰＵＳＣＨとＰＵＣＣＨとの周波数分割多重送信の場合）を示した。このようなマッピング以外にも、複数の単位バンドを纏めて伝送することにより伝送レートを向上させることを目的として、図１５〜図１７に示すようなキャリアアグリゲーション（Carrier aggregation）技術を用いる場合においても、本発明を適用すること可能であり、［スロット間ホッピングパターン＃１］で述べた効果と同様の効果が得られる。

・複数のＰＵＣＣＨの周波数分割多重送信（図１５参照）
単位バンド毎に定義されている２つのＰＵＣＣＨ領域を、周波数差＋Ｂ_０を維持しながら、スロット間周波数ホッピングする。ただし、単位バンド毎のＰＵＣＣＨは、単位バンド内に定義されているＰＵＣＣＨ領域をスロット間周波数ホッピングする。なお、図１５は、単位バンド＃０及び＃１それぞれにおいて、ＰＵＣＣＨ領域がその単位バンドの両端に定義されている例である。

・複数のＰＵＳＣＨの周波数分割多重送信（図１６参照）
単位バンド毎に定義されている１つのＰＵＳＣＨ領域を、周波数差を維持しながら、スロット間周波数ホッピングする。ただし、単位バンド毎のＰＵＳＣＨは、単位バンド毎に定義されているＰＵＳＣＨ領域をスロット間周波数ホッピングする。なお、図１６は、単位バンド＃０及び＃１それぞれにおいて、ＰＵＳＣＨ領域がその単位バンドの真ん中に定義されている例である。

・複数のＰＵＣＣＨ及び複数のＰＵＳＣＨの周波数分割多重送信（図１５及び図１６の組合せ）
図１５及び図１６に示す例を組み合わせることにより、単位バンド内でスロット間周波数ホッピングを行う複数のＰＵＣＣＨ及び複数のＰＵＳＣＨを、複数単位バンドに渡って実現することも可能である。

なお、図１５及び図１６に示す例は、各ＰＵＣＣＨ及び各ＰＵＳＣＨが単位バンド内でスロット間周波数ホッピングする場合を示しているが、図１７に示すように、ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨが複数の単位バンド間をスロット間周波数ホッピングする構成でもよい。図１７では、ＰＵＣＣＨは単位バンド＃０と単位バンド＃１の単位バンド間をスロット間で周波数ホッピングし、ＰＵＳＣＨは単位バンド＃０内でスロット間周波数ホッピングする場合を示している。これにより、図１５及び図１６示すスロット間ホッピングパターンと同様の効果を得つつ、複数の単位バンドを束ねて伝送する端末（ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ端末）と１つの単位バンドだけを利用して伝送する端末（例えば、ＬＴＥ端末）とを、同一のＰＵＣＣＨ領域に収容することが可能となる。つまり、ＬＴＥとの後方互換性を更に確保することができる。また、異なる単位バンドに存在する複数のＰＵＣＣＨ領域（ＰＵＳＣＨ領域）を柔軟に割り当てることが可能となるため、ある特定の単位バンドのＰＵＣＣＨ領域（ＰＵＳＣＨ領域）にトラフィックが集中してしまうようなことを回避することも可能となる。

なお、上記キャリアアグリゲーションにおける制御手順及び通知情報は、図９、図１０、図１１及び図１２に示した制御手順と同様に、ＤＬ制御チャネル（ＰＤＣＣＨ）を用いてＵＬの単位バンド毎の制御を行えばよい。

また、図１５から図１７は、本発明を複数の単位バンドに渡り適用した場合に相当するため、各単位バンド毎のＰＵＣＣＨ、ＰＵＳＣＨのスロット間での循環周波数シフト量は同じである。従って、複数の単位バンドそれぞれにおいて、スロット間周波数ホッピングの適用の有無や循環周波数シフト量を同一に設定すれば、単位バンド毎にスロット間周波数ホッピングを制御しているＬＴＥの制御方法との後方互換性を確保することが更に可能となる。

また、複数の単位バンドを纏めて、スロット間周波数ホッピングの適用の有無及び循環周波数シフト量を同一に設定し、その通知情報を一括して、スロット間周波数ホッピングの適用情報及び共通の循環周波数シフト量として通知して制御してもよい。例えば、複数の単位バンドを纏めてキャリアアグリゲーションする場合おいて、複数の単位バンドに存在する各ＰＵＣＣＨまたは各ＰＵＳＣＨの循環周波数シフト量を、全バンド共通の循環周波数シフト量（複数の単位バンドで１つの循環周波数シフト量を定義／設定）として通知すればよい。これにより、キャリアアグリゲーションする場合において、ＤＬ制御チャネルで通知する、ＰＵＳＣＨ又はＰＵＣＣＨのＵＬ周波数ホッピングに関する制御情報量を削減できる。

更に、上記したように、ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨに共通の循環周波数シフト量を、セル固有の複数のユーザ共通に設定する、例えば、循環周波数シフト量をセルの識別番号に対応関連付けて設定することにより、キャリアアグリゲーション及び周波数分割多重送信する複数ユーザに対して同時に簡易に本発明の効果を得ながら、循環周波数シフト量に関する制御情報量を更に削減できる。

［スロット間ホッピングパターン＃３］
図１８に、［スロット間ホッピングパターン＃３］の一例を示す。

図１８に示すように、第１スロットで第１チャネルが割り当てられた周波数リソースから第２チャネルが割り当てられた周波数リソースとの周波数差が＋Ｂのとき、第２スロットにおいて第２チャネルを第１チャネルから−Ｂだけ離れた周波数リソースに、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域幅内において、循環的に割り当てる。

これにより、第１スロットにおけるＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨとの周波数間隔Ｂが、ＩＦＦＴ帯域の両端に定義されたＰＵＣＣＨの総帯域幅（＝Ｘ_０＋Ｘ_１）以下の場合において、ＰＵＣＣＨのスロット間周波数ホッピングパターン（循環周波数シフト量）によっては、第２スロットにおいてＰＵＳＣＨがＰＵＣＣＨ領域にマッピングされてしまう場合を回避することができ、ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨにマッピングされる信号が確率的に変化する信号の場合に、［スロット間ホッピングパターン＃１］で述べた効果と同様の効果を得ることができる。

また、［スロット間ホッピングパターン＃１］に示したような第１スロットでの周波数差＋Ｂであり、第２スロットでの周波数差＋Ｂのスロット間周波数ホッピング方法と、［スロット間ホッピングパターン＃３］で示した第１スロットでの周波数差＋Ｂであり、第２スロットでの周波数差−Ｂのスロット間周波数ホッピング方法とを適応的に切り替えても良い。これにより、複数の異なる特性を有する信号（確率的信号、決定論的信号等）が混在する信号系列をＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨにマッピングする場合においても、スロット間での送信信号波形の瞬時電力変動の変化が最小となるスロット間周波数ホッピングを選択することができる。

［スロット間ホッピングパターン＃４］
図１９に、［スロット間ホッピングパターン＃４］の一例を示す。

第１チャネル及び第２チャネルの周波数間隔Ｂを、ＩＦＦＴ（ＩＤＦＴ）帯域幅に循環して連続的に存在する、ＰＵＣＣＨ領域の総帯域幅の最大値以上とする。

図１９は、ＩＦＦＴ帯域の低周波数に存在するＰＵＣＣＨ領域＃０の帯域幅がＸ_０であり、ＩＦＦＴ帯域の高周波数に存在するＰＵＣＣＨ領域＃１の帯域幅がＸ_１である場合を示している。図１９のように、第１スロットのＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨとの周波数間隔Ｂを、ＩＦＦＴ（ＩＤＦＴ）帯域幅に循環して連続的に存在するＰＵＣＣＨ領域の総帯域幅（Ｘ_０＋Ｘ_１）以上に設定する。これにより、第２スロットにおいて、ＰＵＣＣＨ領域＃１にＰＵＣＣＨをスロット間ホッピングしながら、制御信号をマッピングするために専用に設けられているＰＵＣＣＨ領域＃０及びＰＵＣＣＨ領域＃１に、スロット間周波数ホッピングしたＰＵＳＣＨがマッピンッグされることを回避することができる。

また、第１チャネル及び第２チャネルの周波数間隔Ｂを、ＩＦＦＴ（ＩＤＦＴ）帯域幅に循環して連続的に存在する、ＰＵＣＣＨ領域の総帯域幅の最大値からＰＵＣＣＨ帯域幅Ｙを減算した値（図１９の場合、Ｘ_０＋Ｘ_１−Ｙ）以上に設定してもよい。これにより、第１チャネル及び第２チャネルの周波数間隔Ｂの設定の自由度が広がるため、つまり、第１スロットでの第１チャネル及び第２チャネルの周波数リソース割当の制約を軽減することができる。

［スロット間ホッピングパターン＃５］
図２０に、［スロット間ホッピングパターン＃５］の一例を示す。

第１チャネル及び第２チャネルの周波数間隔Ｂを、ＩＦＦＴ（ＩＤＦＴ）帯域幅に循環して連続的に存在する、ＰＵＣＣＨ領域及び／又はガードバンド（ゼロパディング）の総帯域幅以上とする。

図２０は、ＩＦＦＴ帯域の低周波数に存在する、ガードバンド（ゼロパディング）領域０の帯域幅がＹ_０であり、ＰＵＣＣＨ領域＃０の帯域幅がＸ_０であり、ＩＦＦＴ帯域の高周波数に存在する、ガードバンド（ゼロパディング）領域＃１の帯域幅がＹ_１であり、ＰＵＣＣＨ領域＃１の帯域幅がＸ_１である場合を示している。図２０に示すように、第１スロットのＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨとの周波数間隔Ｂを、ＩＦＦＴ（ＩＤＦＴ）帯域幅に循環して連続的に存在するガードバンド（ゼロパディング）領域＃０、ガードバンド（ゼロパディング）領域＃１、ＰＵＣＣＨ領域＃０、及び、ＰＵＣＣＨ領域＃１の総帯域幅（Ｘ_０＋Ｘ_１＋Ｙ_０＋Ｙ_１）以上に設定する。これにより、第２スロットにおいて、ＰＵＣＣＨ領域＃１にＰＵＣＣＨをスロット間ホッピングしながら、制御信号をマッピングするために専用に設けられているＰＵＣＣＨ領域＃０、ＰＵＣＣＨ領域＃１、ガードバンド（ゼロパディング）領域＃０、及びガードバンド（ゼロパディング）領域＃１に、スロット間周波数ホッピングしたＰＵＳＣＨがマッピンッグされることを回避することができる。

なお、図２０では、ＰＵＣＣＨ領域とガードバンド領域とが隣接する場合を示しているが、これら領域が隣接せずに、複数の帯域にＰＵＣＣＨ領域及びガードバンド領域が存在する場合（非連続な周波数帯域に連続する場合）には、連続するＰＵＣＣＨ領域及び／又はガードバンド領域の最大総帯域幅以上に、周波数間隔Ｂを設定することにより、ＰＵＣＣＨ領域とガードバンド領域とが隣接する場合と同様の効果を得られる。

例えば、図１５及び図１６に示した複数の単位バンドを束ねることにより、高速伝送を実現するキャリアグリゲーション技術を用いる場合において、１つの単位バンドだけから構成されるＬＴＥシステムからＬＴＥ−advancedシステムへの漏洩干渉、反対に、ＬＴＥ−advancedシステムからＬＴＥシステムへの漏洩干渉を考慮した場合に、単位バンド間にガードバンドが設けられることが想定される。つまり、図１５及び図１６において、隣接する単位バンド＃０のＰＵＣＣＨ領域＃０と単位バンド＃１のＰＵＣＣＨ領域＃１の間に、ガードバンド（サブキャリア成分をゼロにするゼロパディング）領域を設ける場合が想定される。このような場合においては、ＩＦＦＴ帯域の両端に循環的に連続して存在する、単位バンド＃０のＰＵＣＣＨ領域＃０と単位バンド＃１のＰＵＣＣＨ領域＃１との総帯域幅より、ＩＦＦＴ帯域の中央に循環的に連続して存在する、単位バンド＃０のＰＵＣＣＨ領域＃０、ガードバンド領域及び単位バンド＃１のＰＵＣＣＨ領域＃１の総帯域幅の方が広くなる。従って、上記の場合においては、連続するＰＵＣＣＨ領域及び／又はガードバンド領域の最大総帯域幅以上、つまり、ＩＦＦＴ帯域の中央に循環的に連続して存在する、単位バンド＃０のＰＵＣＣＨ領域＃０、ガードバンド領域、及び、単位バンド＃１のＰＵＣＣＨ領域＃１の総帯域幅以上に、周波数間隔Ｂを設定すればよい。

また、第１チャネル及び第２チャネルの周波数間隔Ｂを、ＩＦＦＴ（ＩＤＦＴ）帯域幅に循環して連続的に存在する、ＰＵＣＣＨ領域及び／又はガードバンド領域の最大総帯域幅の最大値からＰＵＣＣＨ帯域幅Ｚを減算した値（図２０の場合、Ｘ_０＋Ｘ_１＋Ｙ_０＋Ｙ_１−Ｚ）以上に設定してもよい。これにより、第１チャネル及び第２チャネルの周波数間隔Ｂの設定の自由度が広がるため、つまり、第１スロットでの第１チャネル及び第２チャネルの周波数リソース割当の制約を軽減することができる。

［スロット間ホッピングパターン＃６］
図２１に、［スロット間ホッピングパターン＃６］の一例を示す。

スロット間周波数ホッピング後の、第２スロットの第１チャネル（又は、第２スロットの第２チャネル）内にマッピングされる信号は、第１スロットの第１チャネル（又は、第１スロットの第２チャネル）内にマッピングされる信号をレピティション（Repetition、繰り返）した信号とする。

図２１は、第１スロットのＰＵＣＣＨ領域の各割当単位にマッピングされる信号のうち、＃０〜２、＃６〜１１、＃１５〜１７の信号に対して、ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨの周波数間隔を維持しながら、スロット間周波数ホッピングを適用した後に、第２スロットのＰＵＣＣＨ領域においても同一の信号を繰り返してマッピングする様子を示している。これにより、スロット間での周波数多重分割多重信号の瞬時電力変動の分布を維持しながら、第１スロットと第２スロットのレピティション信号を合成することにより、周波数及び時間ダイバーシチ効果を得ることができる。

なお、第１スロット及び第２スロットにマッピングするレピティション信号の生成方法の一例を、以下に示す。

［１］変調シンボルを複製し、拡散せずに、複製した変調シンボルをそのまま第１スロット及び第２スロットにマッピングする。

［２］変調シンボルをＤＦＴ又はＣＡＺＡＣ系列等のある１つの拡散系列で拡散し、拡散後の信号を複製することで、複数のレピティション信号を生成し、第１スロット及び第２スロットにそれぞれマッピングする。なお、チャネル符号化前のビット系列、または、チャネル符号化後であって変調前のビット系列を複製し、複製したビット系列をそれぞれ変調した後、変調シンボルをＤＦＴ又はＣＡＺＡＣ系列等のある１つの拡散系列でそれぞれ拡散し、複数のレピティション信号を生成し、第１スロット及び第２スロットにそれぞれマッピングする構成でもよい。

上記［１］及び［２］の方法を用いてレピティション信号を生成することにより、第１スロットと第２スロットとでのＳＣ−ＦＤＭＡの時間波形の瞬時電力分布特性（例えば、ＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性）は、相関を持った（類似した）特性となるため、スロット間での瞬時電力分布特性の大幅な変化を防止できる。

［３］変調シンボルを複製し、複数した変調シンボルをスロット毎に異なる拡散系列で拡散し、拡散後の信号を、第１スロット及び第２スロットにそれぞれマッピングする。なお、チャネル符号化前のビット系列、または、チャネル符号化後であって変調前のビット系列を複製し、複製したビット系列をそれぞれ変調した後、変調シンボルをスロット毎に異なる拡散系列でそれぞれ拡散し、複数のレピティション信号を生成し、第１スロット及び第２スロットにそれぞれマッピングする構成でもよい。

上記［３］の方法を用いてレピティション信号を生成することにより、第１スロットと第２スロットとの被干渉（例えば、他セル干渉）成分をランダム化しながら、ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨにマッピングされる信号が確率的に変化する信号の場合に、［スロット間ホッピングパターン＃１］で述べた効果と同様の効果を得ることができる。

［スロット間ホッピングパターン＃７］
第１チャネル、第２チャネルのうち、少なくとも１つのチャネルにマッピングされる信号は、ＤＦＴ又はＣＡＺＡＣ系列等のある符号系列により拡散された信号とする。

例えば、先に説明した図５を用いて説明すると、変調後の１データシンボルを３×３のＤＦＴ行列で拡散（Ｎ＝３）し、長さ３の信号系列をＰＵＳＣＨの周波数リソース（例えば、第０番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルのリソースエレメント０〜２）にマッピングする。同様に、変調後の１制御シンボルを系列長が３のＣＡＺＡＣ系列で拡散し、拡散後の長さ３の信号系列をＰＵＣＣＨの周波数リソース（例えば、第０番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルのリソースエレメント０〜２）にマッピングする。

このように、拡散後の各信号系列を周波数リソースに（連続的）マッピングすることにより、各信号系列は隣接周波数リソースで相関の高い信号系列を生成することができるため、拡散後の各信号系列の時間領域信号の振幅変動幅はそれぞれ小さくなる。従って、それらを複数合成することによって生成された信号に相当する周波数分割多重信号の振幅変動幅も、拡散していない信号に比較すると小さくなる。つまり、スロット毎の送信信号波形の瞬時電力変動幅を小さく抑制しながら、スロット間周波数ホッピングによる周波数ダイバーシチ効果を得ることができ、更に、スロット間での周波数分割多重信号の送信時間波形の瞬時電力変動の分布の変化を抑えることできるという効果が得られる。

［スロット間ホッピングパターン＃８］
スロット間周波数ホッピングする複数のチャネルのうち、非連続の２以上のチャネルにマッピングする信号は、ＤＦＴ又はＣＡＺＡＣ系列等の符号系列により拡散された信号（スペクトラム）を分割した信号とする。

先に説明した図５では、ＰＵＳＣＨにはＤＦＴ拡散された情報信号系列がマッピングされ、ＰＵＣＣＨにはＣＡＺＡＣ系列により制御信号系列がマッピングされる場合を示したが、第１スロットのＰＵＳＣＨ領域に存在する複数のＰＵＳＣＨにマッピングする信号は、以下のいずれの信号としてもよい。

［１］非連続の２以上のチャネルにマッピングする信号は、ＤＦＴ拡散後の信号を、周波数領域において複数のクラスタにスペクトラム分割した信号（Ｃｌｕｓｔｅｒ−ＳＣ−ＦＤＭＡ信号、クラスタＳＣ−ＦＤＭＡ信号）とする。

図２２は、変調後の１シンボルを５×５のＤＦＴ行列で拡散（Ｎ＝５）し、拡散後の長さ５の信号系列を３対２（たとえば、０〜２と３〜４）に分割し、それぞれ、ＰＵＳＣＨの第２チャネル及び第３チャネルの先頭のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの割当単位にマッピングした例である。図２２は、後続のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにおいても同様の処理を行った後、［スロット間ホッピングパターン＃１］で説明した３チャネルの場合と同様のスロット間周波数ホッピングを適用した例である。

この場合の端末の構成例を、図２３に示す。なお、図２３において、図４と共通する構成部分には、図４と同一の符号を付して説明を省略する。図２３の端末２００Ａは、図４の端末２００に対して、ＤＦＴ部２１０とマッピング部２１２との間に、ＤＦＴ後の信号系列を分割するスペクトラム分割部２１６を追加した構成を採る。

［２］非連続の２以上のチャネルにマッピングする信号は、２以上の異なるトランスポートブロック（コードワード）に対して、異なる又は同一の送信フォーマット（ＭＣＳセット又は送信電力制御値）でチャネル符号化や変調することにより、独立に生成された信号系列を個別にＤＦＴ拡散した信号（Ｎ×ＳＣ−ＦＤＭＡ信号）とする。

この場合は、先に示した図１６において、２以上のＰＵＳＣＨ（第１チャネル、第２チャネル、・・・）に、２以上の異なるトランスポートブロック（コードワード）対応する、ＤＦＴ拡散後のそれぞれの信号系列をそれぞれマッピングすればよい。

上記［１］又は［２］のような信号をマッピングし、スロット間で周波数ホッピングすることにより、非連続の２以上のチャネルに信号をマッピングする場合においても、周波数領域でのリソース割り当ての柔軟性を維持したまま、ＯＦＤＭ伝送と比較してＰＡＰＲの大幅な増大を招かず、スロット間での瞬時電力の分布特性の変化を抑えることができる。

なお、ＤＦＴ拡散された系列がマッピングされる、非連続の２以上のチャネルを、周波数領域で等間隔に配置することにより、更に低ＰＡＰＲの瞬時電力の分布特性を維持しながら、スロット間での瞬時電力の分布特性の変化を回避できる。

なお、以上の説明では、本発明の特徴、すなわち、スロット間でのＰＵＣＣＨの循環周波数シフト量とスロット間でのＰＵＳＣＨの循環周波数シフト量とが同じであることを利用し、循環周波数シフト量を通知する方法について説明した。具体的には、ＰＵＳＣＨの循環周波数シフト量とＰＵＣＣＨの循環周波数シフト量とを同じ値に設定し両方を通知する方法と、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨ共通の循環周波数シフト量（つまり、どちらか一方の循環周波数シフト量）だけを通知する方法について説明した。ＰＵＳＣＨの循環周波数シフト量とＰＵＣＣＨの循環周波数シフト量とを同じ値に設定し両方を通知する場合には、端末は受信した２つの同一の循環周波数シフト量を合成することにより、その情報の受信品質を改善させることができる。しかしながら、同一component carrier（単位バンド）、または、異なるcomponent carrier（単位バンド）で送信する、複数のＰＵＳＣＨ、複数のＰＵＣＣＨのスロット間周波数ホッピングパターン（循環周波数シフト）がそれぞれ、ＤＬで異なる時間に通知され、ＵＬのある周波数分割多重送信時点では、複数チャネルのスロット間周波数ホッピングパターンが同一ではない場合も想定される。このような場合には、以下の方法に従って、複数チャネルのスロット間周波数ホッピングを行ってもよい。

（１）同一component carrier、又は、異なるcomponent carrierで複数のＰＵＳＣＨを同時送信する場合においては、端末が優先的に受信し、モニターしているＤＬのprimary component carrier（ＰＣＣ）で通知されるＰＵＳＣＨのスロット間周波数ホッピングパターン（循環周波数シフト）に優先的に従って、全ての複数ＰＵＳＣＨのスロット間周波数ホッピングを行う。これにより、上記と同様の効果を得ることができる。

（２）同一component carrierで、ＰＵＳＣＨとＰＵＣＣＨ（ＰＵＣＣＨとＰＵＣＣＨ）とを同時送信する場合においては、通知される（ある１つの）ＰＵＣＣＨのスロット間周波数ホッピングパターンに優先的に従って、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨ（ＰＵＣＣＨおよびＰＵＣＣＨ）のスロット間周波数ホッピングを行う。これにより、上記と同様の効果を得ることができる。

（３）同一component carrier、又は、異なるcomponent carrierで複数のＰＵＳＣＨと複数のＰＵＣＣＨとを同時送信する場合においては、端末が優先的に受信し、モニターしているＤＬのprimary component carrierで通知されるＰＵＣＣＨのスロット間周波数ホッピングパターン（循環周波数シフト）に従って、全チャネルのスロット間周波数ホッピングを行う。これにより、上記と同様の効果を得ることができる。

なお、図１８では、第１スロットで第１チャネルが割り当てられた周波数リソースから第２チャネルが割り当てられた周波数リソースとの周波数差が＋Ｂのとき、第２スロットにおいて第２チャネルを第１チャネルから周波数差−Ｂだけ離れた周波数リソースに、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域幅内において、循環的に割り当てる方法について説明した。この方法に用いることにより、確率的信号に加えて、スロット（サブフレーム）内に複数の異なる特性を有する信号（確率的信号、決定論的信号等）が混在する信号系列に対しても、［スロット間ホッピングパターン＃１］で述べた効果と同様の効果を得ることができる。

（実施の形態２）
実施の形態１では、第１スロットに割り当てられた第１チャネルと第２チャネルとの、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域内での周波数間隔がＢのとき、第２スロットにおいて第２チャネルを第１チャネルからＢだけ離れた周波数リソースに、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域（システム帯域）幅内において、循環的に割り当てるリソース割当ルールに基づいて、周波数分割多重送信する場合について説明した。本実施の形態は、当該リソース割当ルールにおいて、周波数分割多重送信される複数チャネルの周波数間隔（周波数差）Ｂの設定方法について説明する。なお、第２スロットにおける周波数間隔Ｂは、実施の形態１で説明したように、第１スロットにおける周波数間隔Ｂと同じ値を維持する。

［周波数間隔設定方法＃１−０］
第１スロット若しくは第２スロットにおいて、周波数分割多重送信される第１チャネル又は第２チャネルのうち、少なくとも一方のチャネルの周波数リソースが、システム帯域の両端に近づく（または、中心周波数から離れる）ほど、第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔Ｂ（又は周波数間隔Ｂの最大値）を狭く設定する。

図２５に、［周波数間隔設定方法＃１−０］の一例を示す。図２５に示すように、［周波数間隔設定方法＃１−０］では、第１スロットで第１チャネルが割り当てられた周波数リソースから第２チャネルが割り当てられた周波数リソースとの周波数間隔Ｂを、システム帯域の両端からの周波数距離、又は、中心周波数からの周波数距離に基づいて制御する。具体的には、システム帯域の両端からの周波数距離が大きくなるに従って、又は、中心周波数からの周波数距離が小さくなるに従って、第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔（周波数間隔の最大値）Ｂを狭く設定する。

一般に、複数チャネルを周波数分割多重し同時送信する場合においては、増幅器の非線形性の影響により、複数チャネルの相互変調歪みが発生し、送信帯域外へ漏洩するという問題が発生しやすい。しかしながら、［周波数間隔設定方法＃１−０］を用いることにより、帯域外への相互変調歪の影響が大きい（帯域外漏洩電力の影響が大きくなる）システム帯域の両端では、周波数分割多重される第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔Ｂが狭く設定されるので、その影響を低減することができる。また、帯域外漏洩電力の影響が小さいシステム帯域の中央付近では、周波数分割多重される第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔Ｂが広く（または、制限なしに）設定されるため、周波数領域の柔軟なリソース割当てに伴うスケジューリング効果を保持できる。すなわち、実施の形態１の効果を維持しながら、上記の効果を更に得ることができる。

［周波数間隔設定方法＃１−１］
周波数分割多重送信される第１チャネル及び第２チャネルうち、少なくとも１つのチャネルの周波数リソースと、システム帯域の両端との周波数距離が小さくなるほど、第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔Ｂ（周波数間隔の最大値）を狭くする（閾値Ｘ［ＲＥ：Resource Element］以下にする）。若しくは、周波数分割多重送信される第１チャネル及び第２チャネルうち、少なくとも１つのチャネルの周波数リソースと、システム帯域の中心周波数との周波数距離が大きくなるほど、第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔Ｂ（周波数間隔の最大値）を狭くする（閾値Ｘ［ＲＥ］以下にする）。

図２６に、［周波数間隔設定方法＃１−１］に基づく、システム帯域の両端及びシステム帯域の中心周波数からの周波数距離と、周波数間隔Ｂ及び周波数間隔Ｂの最大値（閾値）との対応表を示す。図２６に示す例では、周波数分割多重送信される第１チャネル及び第２チャネルうち、少なくとも１つのチャネルの周波数リソースと、システム帯域の両端との周波数距離が大きい場合には、第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔Ｂの最大値に制限を設けない。周波数分割多重送信される第１チャネル及び第２チャネルうち、少なくとも１つのチャネルの周波数リソースと、システム帯域の両端との周波数距離が小さい場合には、２つのチャネルの周波数差Ｂの最大値をＸ［ＲＥ］以下に制限する。

これにより、増幅器の非線形性によって生じる相互変調ひずみによる、帯域外の漏洩電力の影響の大きいシステム帯域の両端付近では、周波数分割多重送信される第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔ＢがＸ［ＲＥ］以下に制限されるので、帯域外の漏洩電力の広がりをある所定値以下の制限することができる。

［周波数間隔設定方法＃１−２］
周波数分割多重送信される第１チャネル及び第２チャネルうち、少なくとも１つのチャネルの周波数リソースが、システム帯域の両端から周波数距離Ｙ［ＲＥ］以内に入る場合に、周波数間隔Ｂ（周波数間隔の最大値）をＸ［ＲＥ］以下とする。

図２７に、［周波数間隔設定方法＃１−２］の一例を示す。図２７においてCase（ａ）は、第１スロットにおいて周波数分割多重送信される第１チャネル及び第２チャネルのうち、少なくとも１つのチャネルの周波数リソースが、システム帯域の両端から周波数距離Ｙ［ＲＥ］以内に入る場合の例を示している。また、図２７においてCase（ｂ）は、第１スロットにおいて周波数分割多重送信される第１チャネル及び第２チャネルのうち、少なくとも１つのチャネルの周波数リソースが、システム帯域の両端から周波数距離Ｙ［ＲＥ］以内に入らない場合を示している。

図２７に示すように、［周波数間隔設定方法＃１−２］では、システム帯域の両端から周波数距離Ｙ［ＲＥ］以内に、第１スロットにおいて周波数分割多重送信される第１チャネル及び第２チャネルのうち、少なくとも１つのチャネルの周波数リソースが入る場合には、第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔ＢをＸ［ＲＥ］以下に制限する。一方、［周波数間隔設定方法＃１−２］では、システム帯域の両端から周波数距離Ｙ［ＲＥ］以内に、第１スロットにおいて周波数分割多重送信される第１チャネル及び第２チャネルのうち、少なくとも１つのチャネルの周波数リソースが入らない場合には、第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔Ｂに制限を設けない。

図２８に、［周波数間隔設定方法＃１−２］に基づく、システム帯域の両端から周波数距離（Ｙ［ＲＥ］）と、周波数間隔Ｂ（周波数間隔Ｂの最大値）との対応表を示す。

これにより、増幅器の非線形性によって生じる相互変調ひずみによる、帯域外の漏洩電力の影響が大きいシステム帯域の両端からの周波数距離がＹ［ＲＥ］付近では、周波数分割多重送信される第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔ＢがＸ［ＲＥ］以下に制限されるので、帯域外の漏洩電力の広がりをある所定値以下に制限できる。一方、帯域外の漏洩電力の影響が大きいシステム帯域の両端からの周波数距離がＹ［ＲＥ］以外の帯域では、周波数分割多重送信される第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔Ｂに制限が設けられないので、周波数領域の柔軟なリソース割当てに伴うスケジューリング効果を保持できる。

［周波数間隔設定方法＃１−３］
周波数分割多重送信される第１チャネル及び第２チャネルうち、少なくとも１つのチャネルの周波数リソースが、システム帯域の両端から周波数距離Ｙ［ＲＥ］以内に入り、かつ、周波数分割多重信号の総送信電力の（最大値）が所定の電力値（Ｚ［Watt（dBm）］）より大きい場合に、第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔Ｂ（周波数間隔Ｂの最大値）をＸ［ＲＥ］以下とする。

図２９に、［周波数間隔設定方法＃１−３］の一例を示す。図２９は、周波数分割多重送信される第１チャネルと第２チャネルとの送信電力が同じ場合の例であり、Case（ａ）〜（ｄ）は、それぞれ以下の例である。

Case（ａ）：周波数分割多重送信される第１チャネル及び第２チャネルうち、少なくとも１つのチャネルの周波数リソースが、システム帯域の両端から周波数距離Ｙ［ＲＥ］以内に位置し、かつ、周波数分割多重信号の総送信電力がＺ_０［dBm］以下の例。

Case（ｂ）：周波数分割多重送信される第１チャネル及び第２チャネルうち、少なくとも１つのチャネルの周波数リソースが、システム帯域の両端から周波数距離Ｙ［ＲＥ］以内に位置し、かつ、周波数分割多重信号の総送信電力がＺ_０［dBm］以上の例。

Case（ｃ）：周波数分割多重送信される第１チャネル及び第２チャネルうち、少なくとも１つのチャネルの周波数リソースが、システム帯域の両端から周波数距離Ｙ［ＲＥ］以外に位置し、かつ、周波数分割多重信号の総送信電力がＺ_１［dBm］以上、Ｚ_２［dBm］以下の例。

Case（ｄ）：周波数分割多重送信される第１チャネル及び第２チャネルうち、少なくとも１つのチャネルの周波数リソースが、システム帯域の両端から周波数距離Ｙ［ＲＥ］以外に位置し、かつ、周波数分割多重信号の総送信電力がＺ_２［dBm］以上の例。

図３０に、図２９のCase（ａ）〜（ｄ）に示した［周波数間隔設定方法＃１−３］に基づく、システム帯域の両端からの周波数距離と、周波数分割多重信号の総送信電力と、周波数間隔Ｂ（周波数間隔Ｂの最大値）との対応表を示す。

図３０に示す対応表に基づく場合、第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔Ｂ（周波数間隔の最大値）は、Case（ａ）では制限なし、Case（ｂ）ではＸ_０［ＲＥ］以下、Case（ｃ）では制限なし、Case（ｄ）ではＸ_１［ＲＥ］以下に設定される。ここで、Ｚ_１＜Ｚ_２、Ｘ_０＜Ｘ_１の関係にある。

増幅器の非線形性によって生じる、周波数分割多重信号の相互変調歪の広がりは、各チャネルの周波数間隔（周波数差）が広いほど広くなる。加えて、周波数分割多重信号の相互変調歪の大きさは、周波数分割多重信号の振幅積の３乗に比例する。従って、周波数分割多重送信される複数チャネルうち、少なくとも１つのチャネルの周波数リソースが、帯域外漏洩電力の影響が大きいシステム帯域の両端に位置し、かつ、周波数分割多重信号の総送信電力が大きい場合には、周波数分割多重送信される複数チャネル間の周波数間隔（周波数間隔の最大値）を或る値（Ｘ_０［ＲＥ］）以下に制限する。

また、周波数分割多重送信される複数チャネルうち、少なくとも１つのチャネルの周波数リソースが、システム帯域両端から周波数距離Ｙ［ＲＥ］以内に位置しない場合でも、周波数分割多重信号の総送信電力がある規定値（Ｚ_２［ｄＢｍ］）以上の場合には、同様に、システム帯域内外での相互変調歪の影響を軽減するため、周波数分割多重送信される複数チャネル間の周波数間隔（周波数間隔の最大値）をある値（Ｘ_１［ＲＥ］）以下に制限する。

このようにして、周波数分割多重送信される複数チャネルを配置する周波数リソースの位置に加えて、周波数分割多重信号の送信電力の大きさの影響を考慮して、周波数分割多重信号の周波数間隔の設定することにより、上記の効果に加えて、［周波数間隔設定方法＃１−２］を用いる場合に比べ、相互変調歪みが他チャネルに与える干渉の影響を高精度に制御できるようになる。

なお、周波数分割多重信号の総送信電力に代えて、周波数分割多重信号を構成する複数チャネルのうち、少なくとも１つのチャネルの送信電力に基づいて、周波数間隔Ｂを設定してもよい。図３１に、システム帯域の両端からの周波数距離、周波数分割多重信号を構成する複数のチャネルのうちいずれか１つのチャネルの送信電力と、周波数間隔Ｂ（周波数間隔Ｂの最大値）との対応表を示す。周波数分割多重信号の総送信電力に代えて、周波数分割多重信号を構成する複数チャネルのうち、少なくとも１つのチャネルの送信電力に基づいて、周波数間隔Ｂを設定する場合においても、上記と同様の効果を得ることができる。ただし、少なくとも１つのチャネルとして、送信電力の大きいチャネルの送信電力値に基づいて、周波数間隔Ｂを設定することが望ましい。これにより、送信電力の小さいチャネルの送信電力値に基づく場合と比較して、相互変調歪みが他チャネルに与える干渉の影響を高精度に制御できるようになる。

また、周波数分割多重信号の総送信電力に代えて、周波数分割多重信号を構成する各チャネルの振幅積、又は、電力積（、又は、電力積のべき乗）に基づいて、周波数間隔Ｂを設定してもよい。この場合においても、上記と同様の効果を得ることができる。

また、周波数分割多重信号を構成する第１チャネル及び第２チャネルが、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨの場合、ＰＵＳＣＨが配置される周波数リソースに基づいて、周波数距離を算出するとよい。上述したように、ＰＵＣＣＨは、システム帯域の両端をスロット間でホッピングする。これに対し、ＰＵＳＣＨは、ＰＵＣＣＨのホッピング領域に挟まれた周波数帯域をホッピングする。すなわち、ＰＵＣＣＨは、ＰＵＳＣＨより必ず中心周波数より離れた（システム帯域の両端に近い）周波数に配置される。従って、ＰＵＳＣＨが配置される周波数リソースに基づいて、システム帯域の両端、又は、中心周波数からの周波数距離を算出した結果、ＰＵＳＣＨが配置される周波数リソースとシステム帯域の両端、又は、中心周波数からの周波数距離がＹ［ＲＥ］以下の場合、ＰＵＣＣＨが配置される周波数リソースとの周波数距離も必ずＹ［ＲＥ］以下となることが分かる。すなわち、ＰＵＣＣＨの周波数リソースと、システム帯域の両端、又は、中心周波数からの周波数距離の演算を省略することができる。

（実施の形態３）
本実施の形態では、ＰＵＳＣＨとＰＵＣＣＨとを周波数分割多重送信するリソース割当ルールにおいて、ＰＵＣＣＨ、ＰＵＳＣＨをそれぞれ独立に周波数ホッピングするＬＴＥ Ｒｅｌ．８における方法を再利用する。更に、本実施の形態では、システム帯域に含まれるサブバンド数及び第１スロットにおいてＰＵＣＣＨが配置される周波数リソースのリソース番号に応じて、ＰＵＳＣＨとＰＵＣＣＨとの協調周波数ホッピングペアを生成する。

サブバンド数は、基地局により設定される。基地局は、システム帯域のうち周波数ホッピングが適用される帯域を分割して得られるサブバンドの帯域幅が、例えば、ＲＢＧ（Resource Block Group）サイズの自然数倍となるように、サブバンド数を設定する。基地局により設定されたサブバンド数の情報は、例えば、周波数ホッピング適用情報（又は、上位レイヤ（RRC（Radio Resource Control））のシグナリング情報）に含められて端末に通知される。

また、ＰＵＣＣＨが配置される周波数リソースのリソース番号ｍと、物理チャネルリソースの位置との間には、図３２に示すような対応関係がある（非特許文献３参照）。すなわち、図３２に示すように、第１スロットでは、リソース番号ｍが偶数の周波数リソースは、システム帯域の下側（即ち、低周波側）の物理チャネルリソースに対応付けられており、リソース番号ｍが奇数の周波数リソースは、システム帯域の上側（即ち、高周波側）の物理チャネルリソースに対応付けられている。一方、第２スロットでは、リソース番号ｍが偶数の周波数リソースは、システム帯域の上側（即ち、高周波側）の物理チャネルリソースに対応付けられており、リソース番号ｍが奇数の周波数リソースは、システム帯域の下側（即ち、低周波側）の物理チャネルリソースに対応付けられている。

本実施の形態では、各スロットにおけるリソース番号ｍと物理チャネルリソースとの対応付けを利用して、システム帯域に含まれるサブバンド数及び第１スロットにおいてＰＵＣＣＨが配置される周波数リソースのリソース番号ｍに応じて、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨを周波数ホッピングさせる。

［スロット間ホッピングパターン＃９］（サブバンド数＝１）
図３３及び図３４に、［スロット間ホッピングパターン＃９］の一例を示す。［スロット間ホッピングパターン＃９］は、システム帯域内にサブバンドが１つだけ含まれる場合（サブバンド数＝１の場合）のスロット間ホッピングパターンである。［スロット間ホッピングパターン＃９］では、以下のようにしてＰＵＳＣＨ（第２チャネル）を第１スロット及び第２スロットに配置する。

（ａ）第１スロットにおいて、ＰＵＣＣＨ（第１チャネル）が、リソース番号ｍが偶数の周波数リソースに配置される場合、第１スロットではＰＵＳＣＨ（第２チャネル）をサブバンド内の下側帯域の周波数リソースに配置し、第２スロットではＰＵＳＣＨ（第２チャネル）をサブバンド内の上側帯域の周波数リソースに配置する（図３３参照）。

（ｂ）第１スロットにおいて、ＰＵＣＣＨ（第１チャネル）が、リソース番号ｍが奇数の周波数リソースに配置される場合、第１スロットではＰＵＳＣＨ（第２チャネル）をサブバンド内の上側帯域の周波数リソースに配置し、第２スロットではＰＵＳＣＨ（第２チャネル）をサブバンド内の下側帯域の周波数リソースに配置する（図３４参照）。

すなわち、上記（ａ）及び（ｂ）のいずれの場合も、サブバンド内のmirroringを用いて、ＰＵＳＣＨ（第２チャネル）を第１スロット及び第２スロットに配置する。ここで、mirroringとは、サブバンド内の中心周波数に対して、鏡像対称の周波数リソース位置（サブバンド内の中心周波数からの周波数距離が等しい周波数リソース位置）に該当リソースをシフトさせる操作をいう。

これにより、ＬＴＥ Ｒｅｌ．．８において用いられるＰＵＣＣＨ、ＰＵＳＣＨのそれぞれを独立に周波数ホッピングする方法を再利用しながら、すなわち、ＬＴＥ Ｒｅｌ．８と後方互換性を維持しながら、帯域外漏洩電力の影響を小さくできる。

帯域外漏洩電力を小さくできる点について、補足説明する。以下では、上述の（ａ）の場合を例に説明する。（ａ）の比較対象として、第１スロットにおいて、ＰＵＣＣＨが、リソース番号ｍが偶数の周波数リソースに配置される場合に、第１スロットではＰＵＳＣＨがサブバンド内の“上側”帯域の周波数リソースに配置され、第２スロットではサブバンド内の“下側”帯域の周波数リソースに配置される場合を考える。図３５は、比較対象における配置例であり、サブバンド内のmirroringを用いて、ＰＵＳＣＨ（第２チャネル）は第２スロットに配置されている。

第１スロットにおいて、ＰＵＣＣＨが、リソース番号ｍが偶数の周波数リソースに配置される場合、第１スロットでは、ＰＵＳＣＨがサブバンド内の“上側”帯域の周波数リソースに配置される場合より、“下側”帯域の周波数リソースに配置される場合の方が、ＰＵＳＣＨとＰＵＣＣＨとの周波数間隔が小さくなる。また、第２スロットにおいて、ＰＵＣＣＨが、リソース番号ｍが偶数の周波数リソースに配置される場合、第２スロットでは、ＰＵＳＣＨがサブバンド内の“下側”帯域の周波数リソースに配置される場合より、“上側”帯域の周波数リソースに配置される場合の方が、ＰＵＳＣＨとＰＵＣＣＨとの周波数間隔が小さくなる。

従って、第１スロット及び第２スロットの両スロットにおいて、上記の比較対象より、（ａ）では常に周波数間隔を小さく維持することが可能となる（図３３及び図３５参照）。周波数分割多重信号を構成する各チャネルの周波数間隔が狭いほど、相互変調歪の広がりが小さくすることが可能となるため、上記の比較対象より、（ａ）では帯域外漏洩電力の影響を小さくできる。なお、（ｂ）の場合も同様である。

［スロット間ホッピングパターン＃１０］（サブバンド数＞１）
図３６及び図３７に、［スロット間ホッピングパターン＃１０］の一例を示す。［スロット間ホッピングパターン＃１０］は、サブバンド数＞１の場合のスロット間ホッピングパターンである。なお、図３６及び図３７は、サブバンド数＝３の場合の例である。［スロット間ホッピングパターン＃１０］では、以下のようにしてＰＵＳＣＨ（第２チャネル）を第１スロット及び第２スロットに配置する。

（ａ）第１スロットにおいて、ＰＵＣＣＨが、リソース番号ｍが偶数の周波数リソースに配置される場合、第１スロットではＰＵＳＣＨは各サブバンド内の“下側（即ち、低周波側）”帯域の周波数リソースの周波数リソースに配置し、第２スロットでは各サブバンド内の“上側（即ち、高周波側）”帯域の周波数リソースに配置する（図３６参照）。

（ｂ）第１スロットにおいて、ＰＵＣＣＨが、リソース番号ｍが奇数の周波数リソースに配置される場合は、第１スロットではＰＵＳＣＨは各サブバンド内の“上側（即ち、高周波側）”帯域の周波数リソースに配置し、第２スロットでは各サブバンド内の“下側（即ち、低周波側）”帯域の周波数リソースに配置する（図３７参照）。

すなわち、上記（ａ）及び（ｂ）のいずれの場合も、サブバンド内のmirroringを用いて、ＰＵＳＣＨ（第２チャネル）を第１スロット及び第２スロットに配置する。

これにより、サブバンド数＞１の場合においても、［スロット間ホッピングパターン＃９］と同様に、ＬＴＥ Ｒｅｌ．８において用いられるＰＵＣＣＨ、ＰＵＳＣＨのそれぞれを独立に周波数ホッピングする方法を再利用しながら、すなわち、ＬＴＥ Ｒｅｌ．８と後方互換性を維持しながら、帯域外漏洩電力の影響を小さくできる。

このように、本実施の形態におけるリソース割当ルールでは、ＰＵＣＣＨが配置される周波数リソースのリソース番号ｍと、物理チャネルリソースの位置との間の対応関係を利用して、第１スロットにおけるＰＵＣＣＨのリソース番号ｍに応じて、ＰＵＳＣＨが第１スロットに配置される。更に、ＬＴＥ Ｒｅｌ．８と同様に、サブバンド内のmirroringを用いて、ＰＵＳＣＨが第２スロットに配置される。これにより、ＬＴＥ Ｒｅｌ．８と後方互換性を維持しながら、第１スロットと第２スロットとで、第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔を維持することができるため、帯域外漏洩電力の影響を小さくできる。

（実施の形態４）
実施の形態３では、ＰＵＳＣＨとＰＵＣＣＨとを周波数分割多重送信するリソース割当ルールにおいて、スロット間での第１チャネルと第２チャネルとの周波数間隔を維持しつつ、mirroringを用いて、ＰＵＳＣＨのスロット間周波数ホッピングを行う場合について説明した。本実施の形態では、mirroringに代えて、循環周波数シフトを用いて、ＰＵＳＣＨのスロット間周波数ホッピングを行う場合について説明する。なお、本実施の形態でも、実施の形態３と同様に、ＰＵＳＣＨとＰＵＣＣＨとを周波数分割多重送信するリソース割当ルールにおいて、ＰＵＣＣＨ、ＰＵＳＣＨのそれぞれを独立に周波数ホッピングＬＴＥ Ｒｅｌ．８における方法を再利用する。

ＬＴＥ Ｒｅｌ．８では、ＰＵＳＣＨは、ホッピング帯域（＜＝システム帯域）内を循環周波数シフト（ｗｒａｐ−ａｒｏｕｎｄ）することにより、スロット間周波数ホッピングする。一方で、ＰＵＣＣＨは、システム帯域の両端に定義されたリソース番号ｍ（０、１、２、・・・）に対応付けられる周波数リソースをスロット間でホッピングする。そのため、実施の形態１で述べた本発明の特徴である、複数チャネル（例えば、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨ）の周波数間隔を維持する協調周波数ホッピングを、Ｒｅｌ．８の方式に単純に導入することが難しいという問題が生じる。

そこで、本実施の形態では、Ｒｅｌ．８における周波数ホッピング方法を再利用しつつ、上記問題に対処するために、Ｒｅｌ．８のＰＵＳＣＨの循環周波数シフトに基づく周波数ホッピング方法を補正する（修正する）。本実施の形態では、システム帯域幅内でＰＵＳＣＨをｗｒａｐ−ａｒｏｕｎｄ（循環周波数シフト）する場合において、Ｒｅｌ．８の循環周波数シフト量を補正する。

具体的には、（システム帯域−ホッピング帯域）の補正項を導入して、ＰＵＳＣＨの循環周波数シフト量を式（５）のように定義する。

ここで、ｍｏｄは、モジュロ演算を表す。

更に、本実施の形態では、ホッピング帯域幅内でＰＵＳＣＨをｗｒａｐｓ−ａｒｏｕｎｄする場合において、ＰＵＳＣＨの循環周波数シフト量を式（６）のように定義する。

図３８に、本実施の形態のシステム帯域幅内でＰＵＳＣＨをｗｒａｐ−ａｒｏｕｎｄ（循環周波数シフト）する場合の補正項、及び、ホッピング帯域内での循環周波数シフト量を示す。

このように、本実施の形態におけるリソース割当ルールでは、循環的周波数シフトが、ＰＵＳＣＨが周波数ホッピングするホッピング帯域に基づいて補正される。これにより、Ｒｅｌ．８において用いられる周波数ホッピング方法に対して補正項を導入して軽微な修正を施すだけで、実施の形態１と同様の効果が得られる。

（実施の形態５）
本実施の形態では、上記の実施の形態で述べたリソース割当ルールを、周波数分割多重送信されるチャネル数がｎチャネルの場合に一般化した場合について説明する。

［スロット間ホッピングパターン＃１１］
図３９に、［スロット間ホッピングパターン＃１１］の一例を示す。図３９は、３つのチャネルを周波数分割多重送信する場合の例である。図３９において、第１スロットでは周波数成分の低いチャネルから、第１チャネル、第２チャネル、及び、第３チャネルの順番に並んでいる。また、それぞれの周波数間隔は、Ｂ_０及びＢ_１である。また、第１チャネルと第２チャネルとの周波数帯域幅は同一である。

このような３チャネルを周波数分割多重送信する場合に、周波数ホッピング後の第２スロットにおける各チャネルのマッピング位置の候補を、図３９に示す。周波数帯域幅が等しい第１チャネルと第２チャネルとは、周波数間隔Ｂ_０だけ離れた周波数リソース位置に互いにマッピングされればよく、各チャネルの順番はどちらでもよい。すなわち、第１チャネルと第２チャネルとの間の周波数間隔Ｂ_０が維持されていれば、同一周波数帯域幅のチャネル同士は、周波数領域での順番を入れ替えてもよいという特徴がある。

また、周波数間隔Ｂ_０及びＢ_１（各チャネルの相対的な周波数位置関係、及び、帯域幅の大きさの周波数領域での順番）が維持されていれば、複数チャネルをＩＦＦＴ周波数帯域で循環シフトさせてもよい。これにより、各チャネルの周波数間隔が第１スロットと第２スロットとで維持されるので、上記の実施の形態と同様の効果が得られる。

［スロット間ホッピングパターン＃１２］
図４０に、［スロット間ホッピングパターン＃１２］の一例を示す。図４０は、図３９と同様に３つのチャネルを周波数分割多重送信する場合の例である。図４０と図３９とに示されるパターンに基づくリソース割当ルールの違いは、［スロット間ホッピングパターン＃１２］では、第２スロットの第１チャネルと第２チャネルとを１つのチャネル群（かたまり）として捕らえ、第３チャネルのマッピング位置候補として、２つの候補を有する点にある。すなわち、第３チャネルのマッピング位置候補が、第２スロットの第１チャネルと第２チャネルとから構成される１つのチャネル群（かたまり）から、周波数差＋Ｂ_１、または、周波数差−Ｂ_１だけ離れた周波数リソースに確保されている。これにより、第１チャネルと第２チャネルとを１つのチャネル群（かたまり）と、第３チャネルとの周波数間隔が第１スロットと第２スロットとで維持されるので、上記の実施の形態と同様の効果が得られる。

［スロット間ホッピングパターン＃１３］
図４１に、［スロット間ホッピングパターン＃１３］の一例を示す。図４１は、ｎ個のチャネルを周波数分割多重送信する場合の例である。図４１において、第１スロットでは、周波数成分の低い方から、第１チャネル、第２チャネル、・・・、第ｎチャネルの順番にｎ個のチャネルが並んでいる。［スロット間ホッピングパターン＃１３］では、周波数ホッピング後の第２スロットでは、第ｎチャネルのマッピング位置候補が、第１、・・・、第ｎ−１チャネルから構成されるチャネル群（かたまり）から決定される。具体的には、第ｎチャネルのマッピング位置候補が、第２スロットの第１チャネル〜第ｎ−１チャネルとから構成される１つのチャネル群（かたまり）から、周波数差＋Ｂ_ｎ−１、または、周波数差−Ｂ_ｎ−１だけ離れた周波数リソースに確保される。

図４２は、［スロット間ホッピングパターン＃１３］に基づくスロット間周波数ホッピングを実現するためのフローチャートである。

（１）ｎチャネルから２チャネル（第１及び第２チャネル）を選択し、第１チャネルを基準チャネルに設定する。
（２−１）基準チャネルを循環周波数シフトさせ、スロット間周波数ホッピングする。
（２−２）基準チャネルから、基準チャネルと第２チャネルとの周波数差＋Ｂ_１、または、−Ｂ_１だけ離れた周波数位置に、第２チャネルをマッピングする。
（３−１）新たにｎチャネルから１つのチャネルを第ｉチャネル（ｉ＞＝２）として選択する。
（３−２）周波数ホッピング後の全チャネルを１つのチャネル群（かたまり）とし、チャネル群（かたまり）を１つの新基準チャネルとして設定する。
（３−３）新基準チャネルから、新基準チャネルと第ｉチャネルとの周波数差＋Ｂ_ｉ、または、−Ｂ_ｉだけ離れた周波数位置に、第ｉチャネルをマッピングする。
以降（３−１）〜（３−３）を繰り返す。

このように、本実施の形態におけるリソース割当ルールでは、周波数分割多重送信信号がｎ（ｎ＞２の整数）チャネルから構成される場合においても、各チャネル間の周波数感覚がスロット間で維持される。これにより、２スロット間で送信信号の瞬時電力分布特性を変化させずに、スロット間周波数ホッピングすることができる。

（実施の形態６）
本実施の形態は、各単位バンド内では複数チャネルの周波数差は維持し、同時送信する複数単位バンド内の複数チャネルをかたまりとして、単位バンド間の相対間隔Δをスロット間で変化させる、ことを特徴とする。

複数チャネルを同時送信する際に発生する相互変調歪みの特徴として、相互変調歪みが発生する周波数位置は、同時送信チャネルの周波数差に依存する。即ち、２つのチャネル周波数差がＢの場合、同時送信する複数チャネルのいずれか一方のチャネルの周波数位置から、Ｂの倍数に相当する周波数距離にある周波数位置に相互変調歪みが発生する。

［スロット間ホッピングパターン＃１４］
上記特徴を利用し、以下に示す２つの周波数ホッピングパターン１と周波数ホッピングパターン２を、単位バンド（ＣＣ）間で切り替えて利用する。例えば、intra-band continuousのcarrier aggregation時に、周波数ホッピングパターンを単位バンド毎に切り替える。
ホッピングパターン１：第１スロットの周波数差＋（−）Ｂの場合、第２スロットの周波数差＋（−）Ｂとする。
ホッピングパターン２：第１スロットの周波数差＋（−）Ｂの場合、第２スロットの周波数差−（＋）Ｂとする。

これにより、スロット間で異なる次数の相互変調歪みを受けることになるため、異なる単位バンド間で生じる相互変調歪みによる干渉をランダム化することができる。

図４３に、［スロット間ホッピングパターン＃１４］の一例を示す。図４３は２つの単位バンド（＃０、＃１）で４つのチャネルを同時送信する場合の例を示している（各単位バンドでは、２チャネルを送信する）。

周波数ホッピング前の第１スロットでは、単位バンド＃０の２チャネル（第１チャネルと第２チャネル）の周波数差は＋Ｂ_０であり、単位バンド＃１の２チャネル（第１チャネルと第２チャネル）の周波数差は＋Ｂ_１である。また、単位バンド＃０の２チャネルと単位バンド＃１の２チャネルの相対周波数間隔はΔ_０である。この場合、単位バンド＃０（＃１）の相互変調歪みが、単位バンド＃１（＃０）の同時送信するチャネルの少なくとも一方のチャネルの周波数位置と一致している。例えば、周波数位置がｆ_１及びｆ_１＋２Ｂ_０がその場合に相当する。即ち、両方の単位バンドにおいて、異なる単位バンドからの相互変調歪みに依る干渉を受けている場合を示している。

周波数ホッピング後の第２スロットでは、単位バンド＃０の２チャネルの周波数差は−Ｂ_０であり、単位バンド＃１の２チャネルの周波数差は＋Ｂ_１である。また、単位バンド＃０の２チャネルと単位バンド＃１の２チャネルの相対周波数間隔はΔ_１（≠Δ_０）である。この場合、Δ_１≠Δ_０であるため、単位バンド＃０および単位バンド＃１のそれぞれ同時複数送信チャネルは、第１スロットの場合と、（異なる単位バンドから）異なる（次数の）相互変調歪みを受けるようになる。即ち、第１スロットと第２スロット間で、同時送信する相互変調歪みによる干渉のランダム化を実現することができる。

なお、上記の実施の形態において、単位バンド＃０の第１チャネルと第２チャネルと、単位バンド＃１の第１チャネルと第２チャネルの周波数差はそれぞれ、Ｂ_０≠Ｂ_１の場合で説明したが、同じ値（Ｂ_０＝Ｂ_１）に設定してもよい。

なお、上記の実施の形態において、各単位バンド内では複数チャネルの周波数差は維持し、同時送信する複数単位バンド内の複数チャネルをかたまりとして、単位バンド間の相対間隔Δをスロット間で変化させる１つの方法として、単位バンド内の複数チャネルの循環周波数シフト量は同じに設定し、単位バンド間では、その値を異ならせて設定すればよい。

なお、上記の実施の形態において、各単位バンドの両端Ｙ[ＲＥ]の周波数帯域に、少なくとも１つのチャネルが存在する場合にだけ、上記の実施例を適用してもよい。これにより、システム両端では、スロット間で異なる次数の相互変調歪みを受けるので、干渉をランダム化できる。また、相互変調歪みの影響が小さいシステム帯域中央付近では、柔軟な周波数割当てに伴うスケジューリング効果を保持できる。

（実施の形態７）
本実施の形態は、周波数ホッピング後の第２スロットにおいて、第1スロットにおける周波数差の絶対値Ｂの倍数以外の周波数リソースに、周波数ホッピング後の第１チャネルおよび第２チャネルをマッピングする、ことを特徴とする。

実施の形態６と同様に、複数チャネルを同時送信する際に発生する相互変調歪みの特徴として、相互変調歪みが発生する周波数位置は、同時送信チャネルの周波数差に依存することを利用している。

これにより、スロット間で相互変調歪による与干渉先の端末（ＵＥ）を変化できる（被干渉端末（ＵＥ）から見ると、２スロット連続して、特定端末（ＵＥ）からの大きな高調波変調歪み干渉を受ける確率を低減できる）。

［スロット間ホッピングパターン＃１５］
図４４に、［スロット間ホッピングパターン＃１５］の一例（２端末（ＵＥ）の場合）を示す。図４４は、第１スロット（スロット間周波数ホッピング前）において、ＵＥ＃０は第１チャネル（周波数位置：f₀）と第２チャネル（周波数位置：f₁）を周波数間隔Ｂ_０で同時送信し、ＵＥ＃１は１つのチャネルを周波数位置f₀＋２Ｂ_０に割当てられ送信する場合を示している。従って、ｆ_０−２Ｂ_０（ｆ₁＋２Ｂ_０）およびｆ_０−Ｂ_０（ｆ₁＋Ｂ_０）の周波数位置に、それぞれＵＥ＃０の５次および３次の相互変調歪成分が発生している。即ち、第１スロットでは、周波数位置ｆ_０＋２Ｂ_０において、ＵＥ＃０からＵＥ＃１に相互変調歪に依る干渉を与えている。

第２スロット（スロット間周波数ホッピング後）では、ＵＥ＃０は第１チャネルと第２チャネルとを周波数間隔Ｂ_０を維持したまま、第１スロットにおけるＵＥ＃０の同時送信する複数チャネルの周波数位置以外、かつ、第１スロットにおける複数チャネルのいずれか一方のチャネルの周波数位置から、周波数間隔Ｂ_０の倍数に相当する周波数距離にある周波数位置以外で、２つのチャネルを同時に送信する。図４４では、第２スロットにおいて、ｆ_０−２Ｂ_０、ｆ_０−Ｂ_０、ｆ_０、ｆ₁、ｆ₁＋Ｂ_０、ｆ₁＋２Ｂ_０の周波数リソース位置以外の帯域に、ＵＥ＃０の信号をマッピングし送信している。

これにより、スロット間で高調波変調歪みによる与干渉先のＵＥを変化できる（被干渉ＵＥから見ると、２スロット連続して、特定ＵＥからの大きな高調波変調歪み干渉を受ける確率を低減できる。なお、上記の実施の形態において、各チャネルの帯域幅は線スペクトルでも、ある帯域を有するチャネルのどちらに適用してもよい。

なお、上記の全実施の形態の以上の説明では、制御信号及びデータ信号を伝送する（第１、第２、・・・）チャネルであるＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨの周波数リソース割当単位について言及していないが、その割当単位として、複数のリソースエレメント（ＲＥ：Resource Element、サブキャリア、トーン）を束ねることにより、１つの割当単位を構成するリソースブロック（ＲＥ：Resource Block）という単位で周波数リソースを割り当て、スロット間周波数ホッピングを行ってもよい。また、ＲＥを複数束ねることにより、１つの割当て単位を構成するリソースブロックグループ（ＲＢＧ：Resource Block Group）という単位で周波数リソースを割り当て、スロット間周波数ホッピングを行ってもよい。また、１リソースエレメント（サブキャリア、トーン（ｔｏｎｅ）、ビン（bin））を割当単位として構成し、周波数リソースを割り当て、スロット間周波数ホッピングを行ってもよい。

また、上記の全実施の形態の以上の説明では、サブフレーム内のスロット間でのスロット間周波数ホッピングに関してだけ述べたが、スロット間周波数ホッピングの適用する場合もそうでない場合もその適用の有無に関係なく、サブフレーム間で周波数ホッピングする場合おいては、サブフレーム間の周波数ホッピングパターン（サブフレーム間で複数のチャネルの周波数差Ｂ、複数のチャネルスロット間での循環周波数シフト量、及び、循環周波数シフト方向）は異なってもよい。

また、上記の全実施の形態の以上の説明では、ＤＦＴ行列及びＣＡＺＡＣ系列で拡散した信号を周波数分割多重する場合を述べたが、拡散しない信号を周波数分割多重する構成、例えば、ＯＦＤＭ伝送での周波数分割多重伝送に対しても本発明を適用できる。ＯＦＤＭ伝送に本発明を適用することにより、ＯＦＤＭ送信信号の時間波形の瞬時電力分布特性（例えば、ＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性）のスロット間での変化を抑えることができる。

また、上記の全実施の形態の以上の説明では、スロット間で周波数ホッピングする場合を述べたが、周波数ホッピングをする時間単位はスロット長以外の長さ（スロット長より長い時間単位（（サブ）フレーム長等）、短い時間単位（１ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル長））でもよい。例えば、サブフレーム内かつサブフレーム間で、上記した方法に基づいて、複数のチャネルを周波数ホッピング（intra-subframe and inter-subframe frequency hopping）してもよい。これにより、その時間単位での周波数ホッピングにおいて、複数のチャネルの周波数差が維持されている区間の中では、上記と同様の効果が得られる。

また、上記の全実施の形態の以上の説明では、複数のチャネルを非連続な周波数リソースにマッピングする場合を用いて説明したが、複数のチャネルが連続的な周波数リソースにマッピングされる場合であってもよい。つまり、周波数差Ｂ＝１サブキャリア（リソースエレメント）間隔の場合は、異なる複数のチャネルが隣接して連続する周波数リソース（ブロック）にマッピングされる場合に相当する。例えば、図２４に示すように、前半スロットにおいて、第１チャネルのＰＵＣＣＨ１と第２チャネルのＰＵＣＣＨ２をＰＵＣＣＨ領域内の隣接周波数リソースにマッピングし、ＰＵＣＣＨ１とＰＵＣＣＨ２の周波数差Ｂ＝１サブキャリア（リソースエレメント）間隔維持しながら、ＩＦＦＴ帯域幅内でＰＵＣＣＨ１とＰＵＣＣＨ２を循環周波数シフトすることにより、スロット間周波数ホッピングを行えばよい。

なお、上記の全実施の形態において、周波数分割多重送信を構成する複数チャネルが送信される時間区間において、所定の送信フォーマットで送信される場合、その時間区間において、ある一定の変調方式（例えば、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ変調）、または（かつ）、ある一定送信電力（密度）値を維持すればよい。

また、上記の全実施の形態において、周波数分割多重送信を構成する複数チャネルの周波数差を維持する方法として、各チャネルの周波数ホッピングパターンがＰＮ系列やランダム系列のようなある系列に基づいて決定される場合、また、その系列を生成するパラメータが、セルＩＤ、フレーム番号、サブフレーム番号等によって決定される場合がある。これらの場合には、複数のチャネルの系列が同一になるように、各チャネルに対応する同一のホッピング系列、または（かつ）、その系列を生成するためのパラメータを同一に設定すればよい。

なお、上記の全実施の形態の以上の説明では、１本の送信アンテナから周波数分割多重信号を送信する場合について述べたが、複数のアンテナを有しＭＩＭＯ（Multi-Input Multi-Output）伝送する場合においては、周波数分割多重する各チャネルにそれぞれ、２スロットに渡る時間区間において同一（時不変）の線形空間プレコーディング行列を乗算してもよい。すなわち、周波数ホッピング前の第１スロットにおける各チャネルに乗算するプレコーディング行列と、周波数ホッピング後の第２スロットにおける各チャネルに乗算するプレコーディング行列とに同一の行列を用いればよい。これにより、上記と同様の効果が得られる。

また、上記の全実施の形態において、ＰＵＣＣＨ、または、ＰＵＳＣＨの拡散方法として、ＣＡＺＡＣ系列、または、ＤＦＴ系列を用いて拡散する場合を説明したが、その系列に限らない。例えば、Walsh-Hadamard系列、Ｇｏｌｄ系列、ＰＮ系列等の他の系列を用いて拡散してもよい。これにより、上記と同様の効果が得られる。

また、上記の全実施の形態において、ＰＵＣＣＨにマッピングする制御情報として、Acknowledgment（ＡＣＫ）、Non-Acknowledgment（ＮＡＣＫ）、Schedluing Request（ＳＲ）、Channel Quality Indicator（ＣＱＩ）、Channel State Information（ＣＳＩ）等を個別にマッピングする場合について述べたが、それに限らない。ＡＣＫ（または、ＮＡＣＫ）、ＳＲ、ＣＱＩ、ＣＳＩ等の制御情報の内、すくなくとも２つの制御情報を１つのＰＵＣＣＨリソースにマッピングする構成に適用することもできる。これにより、上記と同様の効果が得られる。

また、上記の全実施の形態において、ＰＵＳＣＨにマッピングする情報として、データ情報について説明したが、その構成だけに限らず、データ情報及び制御情報（ＡＣＫ、ＮＡＣＫ、ＳＲ、ＣＱＩ、ＣＳＩ等）を１つのＰＵＳＣＨにマッピングしてもよい。これにより、上記と同様の効果が得られる。

また、上記の実施の形態において、２以上の単位バンド（ＣＣ:component carrier）を利用するcarrier aggregation時において、複数単位バンドの複数ＰＵＣＣＨをスロット間周波数ホッピングする場合においては、ＣＡＺＡＣ系列を用いて拡散する、各単位バンドのＰＵＣＣＨのＣＡＺＡＣ系列のサイクリックシフト（ＣＳ：Cyclic Shift）量は、単位バンド毎に異なっても、同じにしてホッピングしてもよい。これにより、上記と同様の効果が得られる。

また、上記の実施の形態において、スロット間周波数ホッピングに関連する制御情報（（予約）リソース割当、周波数ホッピングの循環シフト量、ホッピングパターン等）は物理レイヤの制御チャネル（例えば、ＰＤＣＣＨ）を介して通知する構成を示したが、それに限らない。例えば、上位レイヤの制御情報の通知方法、例えば、ＲＲＣ（Radio Resource Control）のＵＥ共通シグナリング、ＵＥ個別シグナリングで通知してもよい。また、ブロードキャストチャネル（ＢＣＨ：Broad Cast Channel）等を利用したシステム情報（ＳＩ：System Information）で通知してもよい。これにより、上記と同様の効果が得られる。

また、上記の実施の形態において、１つのＩＤＦＴ（または、ＩＦＦＴ）を用いる場合示したが、ＩＤＦＴ（または、ＩＦＦＴ）の数は２以上に拡張して適用してもよい。その際、各ＩＤＦＴ（または、各ＩＦＦＴ）帯域内で、複数チャネルの周波数間隔（周波数差）を維持するスロット間周波数ホッピングを行えば、異なるＩＤＦＴ（または、各ＩＦＦＴ）帯域内では、複数チャネルの周波数間隔（周波数差）は異なってもよい。例えば、単位バンド＃１のＩＤＦＴ内において、２チャネルの周波数差Ｂ_１を維持するスロット間周波数ホッピングを用いる場合、単位バンド＃２のＩＤＦＴ内において、２チャネルの周波数差Ｂ_２（≠Ｂ_１）を維持するスロット間周波数ホッピングを行ってもよい。

ただし、単位バンド＃１のＩＤＦＴ内における２チャネルの循環周波数シフト量と、単位バンド＃２のＩＤＦＴ内における２チャネルの循環周波数シフト量は同じ値であることが望ましい。これにより、複数単位バンドで複数チャネルを同時送信する場合（例えば、２つの単位バンドで４つのチャネル（各単位バンドでは、２つのチャネル）を同時に送信する場合）、単位バンド全体で上記と同様の効果が得られる。

また、上記実施の形態ではアンテナとして説明したが、本発明はアンテナポート（antenna port）でも同様に適用できる。

アンテナポートとは、１本又は複数の物理アンテナから構成される、論理的なアンテナを指す。すなわち、アンテナポートは必ずしも１本の物理アンテナを指すとは限らず、複数のアンテナから構成されるアレイアンテナ等を指すことがある。

例えば３ＧＰＰ ＬＴＥにおいては、アンテナポートが何本の物理アンテナから構成されるかは規定されず、基地局が異なる参照信号（Reference signal）を送信できる最小単位として規定されている。

また、アンテナポートはプリコーディングベクトル（Precoding vector）の重み付けを乗算する最小単位として規定されることもある。

また、上記実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。

また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部又は全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。

更には、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

２００９年５月２９日出願の特願２００９−１３１２５５及び２０１０年４月３０日出願の特願２０１０−１０５３２９に含まれる明細書、図面及び要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

本発明にかかる無線通信装置及び周波数ホッピング方法は、複数チャネルを周波数分割多重送信する無線通信装置等として有用である。

１００ 基地局
１０１，２０１ 送受信アンテナポート
１０２，２０２ 無線受信処理部
１０３ ＳＣ−ＦＤＭＡ信号復調部
１０４，２０４ 復調部
１０５，２０５ チャネル復号部
１０６ 品質測定部
１０７ 周波数ホッピング制御部
１０８ スケジューリング部
１０９ 制御情報生成部
１１０−１，１１０−２，２０８−１，２０８−２ チャネル符号化部
１１１−１，１１１−２，２０９−１，２０９−２ 変調部
１１２ ＯＦＤＭ信号変調部
１１３，２１５ 無線送信処理部
２００，２００Ａ 端末
２０３ ＯＦＤＭ信号復調部
２０６ 制御情報抽出部
２０７ 制御部
２１０ ＤＦＴ部
２１１ 拡散部
２１２ マッピング部
２１３ ＩＦＦＴ部
２１４ ＣＰ挿入部
２１６ スペクトラム分割部

Claims (13)

1. 所定の送信フォーマットで伝送される第１スロット及び第２スロットの周波数リソースに第１チャネルの信号を配置すると共に、前記第１スロットの周波数リソースのうち前記第１チャネルを配置する周波数リソースから所定の周波数間隔だけ離れた周波数リソースに第２チャネルの信号を配置する配置手段と、
   前記第１チャネル及び前記第２チャネルに配置された信号を離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transform）又は高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）する逆フーリエ変換手段と、
   を具備し、
   前記配置手段は、前記所定の周波数間隔を維持しつつ、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域幅内において循環的に周波数シフトして、前記第１チャネル及び前記第２チャネルの信号を前記第２スロットの周波数リソースに配置することにより、前記第１スロットと前記第２スロット間で前記第１チャネル及び前記第２チャネルを周波数ホッピングさせる、
   無線通信装置。
2. 前記配置手段は、前記第１スロットにおいて前記第１チャネルが割り当てられた周波数リソースから前記第２チャネルが割り当てられた周波数リソースまでの周波数差が＋Ｂ（−Ｂ）のとき、前記第２スロットにおいて前記第２チャネルを前記第１チャネルから＋Ｂ（−Ｂ）だけ離れた周波数リソースに、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域幅内において循環的に周波数シフトする、
   請求項１に記載の無線通信装置。
3. 前記配置手段は、前記第１スロットにおいて前記第１チャネルが割り当てられた周波数リソースから前記第２チャネルが割り当てられた周波数リソースまでの周波数差が＋Ｂ（−Ｂ）のとき、前記第２スロットにおいて前記第２チャネルを前記第１チャネルから−Ｂ（＋Ｂ）だけ離れた周波数リソースに、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域幅内において循環的に周波数シフトする、
   請求項１に記載の無線通信装置。
4. 前記所定の周波数間隔は、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域幅に循環して連続的に存在する、前記第１チャネルの領域の総帯域幅以上とする、
   請求項１に記載の無線通信装置。
5. 前記所定の周波数間隔は、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域幅に巡回して連続的に存在する、ガードバンド（ゼロパディング）の総帯域幅以上とする、
   請求項１に記載の無線通信装置。
6. 前記所定の周波数間隔は、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域幅に巡回して連続的に存在する、前記第１チャネルの領域およびガードバンド（ゼロパディング）の総帯域幅以上とする、
   請求項１に記載の無線通信装置。
7. 前記第２スロットの第ｉチャネル（ｉ＝１又は２）内にマッピングされる信号は、前記第１スロットの第ｉチャネル内にマッピングされる信号がレピティションされた信号である、
   請求項１に記載の無線通信装置。
8. 前記第１チャネル及び前記第２チャネルのうち、少なくとも１つのチャネルにマッピングされる信号は、ＤＦＴ又はＣＡＺＡＣ系列により拡散された信号である、
   請求項１に記載の無線通信装置。
9. 非連続の２以上の周波数リソースにマッピングされる信号は、ＤＦＴ又はＣＡＺＡＣ系列により拡散された信号をスペクトル分割した信号である、
   請求項１に記載の無線通信装置。
10. スロット間で周波数ホッピングする複数のチャネルのうち、非連続の２以上のチャネルにマッピングされる信号は、ＤＦＴ又はＣＡＺＡＣ系列により拡散された信号がスペクトル分割された信号である、
    請求項１に記載の無線通信装置。
11. 前記第１チャネル又は前記第２チャネルのうち、少なくとも一方のチャネルの周波数リソースが、前記ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域の両端に近づく、または、前記ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域の中心周波数から離れるほど、前記所定の周波数間隔が狭い、
    請求項１に記載の無線通信装置。
12. 前記循環的に周波数シフトさせるシフト量は、前記第１チャネル又は前記第２チャネルが周波数ホッピングするホッピング帯域に基づいて補正されたシフト量である、
    請求項１に記載の無線通信装置。
13. 所定の送信フォーマットで伝送される第１スロット及び第２スロットの周波数リソースに第１チャネルの信号を配置すると共に、前記第１スロットの周波数リソースのうち前記第１チャネルを配置する周波数リソースから所定の周波数間隔だけ離れた周波数リソースに第２チャネルの信号を配置する配置ステップと、
    前記第１チャネル及び前記第２チャネルに配置された信号を離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transform）又は高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）する変換ステップと、
    を有し、
    前記配置ステップにおいて、前記所定の周波数間隔を維持しつつ、ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ帯域幅内において循環的に周波数シフトして、前記第１チャネル及び前記第２チャネルの信号を前記第２スロットの周波数リソースに配置することにより、前記第１スロットと前記第２スロット間で前記第１チャネル及び前記第２チャネルの信号を周波数ホッピングさせる、
    周波数ホッピング方法。
    

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