CN102447444A - 直流电压信号放大器 - Google Patents

Abstract

直流电压信号的放大问题是信号测量领域的一个难点。针对这个问题，本发明公开了一种直流电压信号放大器，在前级电压比例放大的基础上，利用具有恒定增益的压控振荡器将直流电压信号调制为交流振荡信号，然后通过“频率→电压”转换电路按比例产生放大后的直流电压信号，将易受干扰的直流电压信号的处理过程限制在局部范围，避免了外界干扰对放大电路的影响。本发明公开的直流电压信号放大器由前置比例采样电路、定增益压控振荡器和“频率→电压”转换电路组成。

Description

直流电压信号放大器

技术领域

本发明属于集成电路设计领域，用于片内直流电压信号的放大，具体涉及一种将直流电压信号转换成振荡信号，然后将振荡频率转化为放大后的电压信号的电路。

背景技术

在集成电路中，直流信号的放大较为困难，通常的放大器往往无法有效放大直流信号，因此对直流信号的放大常采用运算放大器(Operational Amplifier，OPA)比例跟踪的方法。图1是一种典型的直流电压信号比例放大电路，OPA输入“虚短”的特性保证了被采样电压V_in与A点电位相同，因此输出电压V_out与被采样电压V_in满足[Equ.1]所示的关系。

$V_{\mathrm{out}}=(1+\frac{R_0}{R_1})\·V_{\mathrm{in}}---[\mathrm{Equ}.1]$

从[Equ.1]中可知，对于图1形式的比例放大电路，直流放大倍数受电阻R₀和R₁的控制，其主要的不足在于电路对工艺偏差的容忍度不高。由于被采样的电压信号V_in为直流电压信号，因此需要电阻R₀和R₁的阻值保持足够的比例，才能有效实现信号放大，避免外接负载对放大比例的影响。而由于反馈电压源自R₁的分压作用，使得电阻R₀和R₁的阻值选取有两种选择：

a)较小的R₁；

b)较大的R₀。

在常用的CMOS工艺中，这两种阻值选择均不利于电路实现。对于选择a)，由于CMOS工艺中单条阻值较小的电阻的特性较为不稳定，实现较小而且稳定的电阻通常会使用多条电阻并联的形式，这无疑会大大增加电路的面积开销；基于同样的原因，对于选择b)，较大的电阻通常使用多条电阻串联的形式，这同样会增加电路开销。并且，由于电阻R₀和R₁的阻值存在较大的差别，这就使得在CMOS版图实现过程中难以满足两个电阻的匹配要求，而电阻R₀和R₁的有效匹配正是实现图1中比例放大电路正确工作的基础。

图1中比例放大电路的输出通常需要连接测试设备，输出负载要求其中的晶体管MP具有较大的跨导，这同样也可能导致比例放大电路的环路带宽下降，降低电路的稳定性。实际电路中，为了降低对晶体管MP的跨导的要求，会使用多级比例放大的结构，但由于多级放大器的存在，环路的相位裕度会受到很大的影响，造成系统稳定性降低。

另一方面，用于集成电路的直流电压信号放大器通常需要将集成电路内部的信号放大并输出至片外，这其中必然存在较长的输出路径。在图1所示的放大结构中，从信号的起点至信号终点，所有的载体信号形式均为直流信号，在电磁环境十分复杂的集成电路内部，该放大路径上的信号极易受到周围交流信号的干扰，极易造成信号失真。

发明内容

如前文所述，直流信号的放大问题是信号检测中的一个难点，直流信号无法被常规放大电路有效放大，而使用OPA的比例放大电路开销过大，且极易受到干扰。针对这个问题，本发明公开了一种基于“电压→频率→电压”模式的放大器，能有效放大直流电压信号，其主要技术思想为：

1.以“频率”为信号调制的载体，将直流电压信号调制为交流振荡信号，并将这一转换限制在片内，从而降低对被采样信号放大的幅度，提高电路的抗干扰能力；

2.利用“频率→电压”转换电路实现对载波信号的解调，还原出电压信号，并同时进行信号放大；

3.信号的放大分布在“采样”、“调制”、“解调”三个过程中，将每一级的增益控制在合理的范围内，增强电路的稳定性；

4.利用多环互锁结构增强压控振荡器的线性度，实现定增益的压控振荡器，保持交流振荡信号与初级比例放大后电压信号的线性关系；

5.通过电容积分的方式，将交流振荡信号转换为电压信号，实现线性的“频率→电压”转换；

6.使用“频率”为媒介，将被采样信号调制并解调，实现“电压→频率→电压”模式的信号放大。

图2是本发明公开的直流电压信号放大器的结构框图。图中可见，交流振荡信号是这一放大过程中的载波信号，为了保证输出电压信号与被采样信号的线性比例关系，电路中的三个模块都应该具有线性增益。

本发明技术优势主要体现在如下几个方面：

1.利用交流振荡信号作为信号载体实现对直流电压信号的间接放大，解决了普通放大器难以放大直流信号的问题；

2.利用交流振荡信号作为信号载体，使得信号的采样过程和后级的“频率→电压”转换过程这类对干扰较为敏感的直流变换过程被限制在局部范围内，增强了放大电路的抗干扰能力，使得在大尺寸的芯片上布置该电路成为可能；

3.信号比例采样、“电压→频率”、“频率→电压”三个过程均包含信号放大的作用，即将典型的比例放大过程分解为多个步骤，有利于将每个步骤的信号增益控制在合理的范围内，易于电路实现；

4.实现了增益固定、转换关系高度线性化的压控振荡器和“频率→电压”转换电路，保持了整体电路具有高度线性的转换关系，实现了与典型比例放大电路相类似的放大性能；

5.由于每个过程的信号增益无需过大，避免了前文提及的过大或过小阻值的电阻难于实现的问题；

6.“频率→电压”转换电路具有典型的低通滤波特性，进一步增强了放大器的整体抗干扰能力。

附图说明

图1典型直流电压信号比例放大电路；

图2本发明公开的直流电压信号放大器的功能结构框图；

图3本发明公开的直流电压信号放大器的传递函数模型；

图4本发明公开的直流电压信号放大器的电路结构；

图5图4中定增益压控振荡器电路在某CMOS工艺下实现的增益曲线；

图6图4中“频率→电压”转换电路的等效电路及充放电情况；

图7图4中“频率→电压”转换电路在某CMOS工艺下不同输入频率信号下的输出曲线；

图8图4中“频率→电压”转换电路在某CMOS工艺下实现的增益曲线；

图9图4中直流电压信号放大器的整体输出效果。

具体实施方式

以下结合附图，详细说明本发明公开的直流电压信号放大器的结构和工作过程。

本发明公开的直流电压信号放大器的具体电路形式如图4所示。前置比例采样电路包括运算放大器OPA、PMOS晶体管M₀、电阻R₀和R₁四个组成元件，待放大的直流电压信号V_in连接至运算放大器OPA的反相输入端，运算放大器OPA的同相输入端连接电阻R₀和R₁，电阻R₁的另一端接地，电阻R₀的另一端连接PMOS管M₀的漏极，PMOS管M₀的源极接电源，栅极连接运算放大器OPA的输出端，PMOS管M₀的漏极作为前置比例采样电路的信号输出端A，并连接至定增益压控振荡器的输入；定增益压控振荡器由延迟单元D₀～D₁₅和传输门T₀～T₁₅组成，延迟单元D₀～D₁₅依次首尾相连构成环形结构，且均为PMOS管和NMOS管组成的反相器结构，传输门T₀～T₁₅均为PMOS管和NMOS管漏极/源极分别相连的并联结构，且其中PMOS管的栅极接地，NMOS管的栅极接电源，所有延迟单元D₀～D₁₅中的PMOS管的源极相连作为定增益压控振荡器的输入端，并连接到前置比例采样电路的输出A，延迟单元D₀的输出连接延迟单元D₁的输入、传输门T₁的左端和T₈的左端，延迟单元D₁的输出连接延迟单元D₂的输入、传输门T₂的左端和T₉的左端，延迟单元D₂的输出连接延迟单元D₃的输入、传输门T₃的左端和T₁₀的左端，延迟单元D₃的输出连接延迟单元D₄的输入、传输门T₄的左端和T₁₁的左端，延迟单元D₄的输出连接延迟单元D₅的输入、传输门T₅的左端和T₁₂的左端，延迟单元D₅的输出连接延迟单元D₆的输入、传输门T₆的左端和T₁₃的左端，延迟单元D₆的输出连接延迟单元D₇的输入、传输门T₇的左端和T₁₄的左端，延迟单元D₇的输出连接延迟单元D₈的输入、传输门T₈的右端和T₁₅的左端，延迟单元D₈的输出连接延迟单元D₉的输入、传输门T₉的右端和T₀的右端，延迟单元D₉的输出连接延迟单元D₁₀的输入、传输门T₁₀的右端和T₁的右端，延迟单元D₁₀的输出连接延迟单元D₁₁的输入、传输门T₁₁的右端和T₂的右端，延迟单元D₁₁的输出连接延迟单元D₁₂的输入、传输门T₁₂的右端和T₃的右端，延迟单元D₁₂的输出连接延迟单元D₁₃的输入、传输门T₁₃的右端和T₄的右端，延迟单元D₁₃的输出连接延迟单元D₁₄的输入、传输门T₁₄的右端和T₅的右端，延迟单元D₁₄的输出连接延迟单元D₁₅的输入、传输门T₁₅的右端和T₆的右端，延迟单元D₁₅的输出连接延迟单元D₀的输入、传输门T₇的右端和T₀的左端，延迟单元D₆的输出作为定增益压控振荡器的同相输出CLK，延迟单元D₁₄的输出作为定增益压控振荡器的反相输出nCLK；“频率→电压”转换电路由电流源I₀和I₁、NMOS管M₁、M₂、M₃、M₄、M₉、M₁₀、PMOS管M₅、M₆、M₇、M₈、电容C₀和C₁组成，电流源I₀的负端接地，正端连接NMOS管M₁的源极和NMOS管M₂的源极，NMOS管M₁的栅极连接定增益压控振荡器的反相输出nCLK，NMOS管M₂的栅极连接定增益压控振荡器的同相输出CLK，NMOS管M₁的漏极连接PMOS管M₇的漏极、栅极和PMOS管M₈的栅极，PMOS管M₇的源极接电源，NMOS管M₂的漏极连接PMOS管M₅的漏极、栅极和PMOS管M₆的栅极，PMOS管M₅的源极接电源，电流源I₁的负端接地，正端连接NMOS管M₃的源极和NMOS管M₄的源极，NMOS管M₃的栅极连接定增益压控振荡器的同相输出CLK，NMOS管M₄的栅极连接定增益压控振荡器的反相输出nCLK，NMOS管M₃的漏极连接PMOS管M₈的漏极，PMOS管M₈的源极接电源，NMOS管M₄的漏极连接PMOS管M₆的漏极、电容C₀的一端和NMOS管M₉的漏极，PMOS管M₆的源极接电源，电容C₀的另一端接地，NMOS管M₉的栅极连接定增益压控振荡器的同相输出CLK，NMOS管M₉的源极连接NMOS管M₁₀的漏极、源极以及电容C₁的一端，NMOS管M₁₀的栅极连接定增益压控振荡器的反相输出nCLK，电容C₁的另一端接地，NMOS管M₁₀的源极作为整个直流电压信号放大电路的输出V_out。

图2是本发明公开的直流电压信号放大器的结构框图，直流电压信号的放大过程分为三个阶段。被检测的直流电压信号经前置比例采样电路进行初级比例放大，并产生“电压→频率”转换电路所需的控制电压和工作电流；“电压→频率”转换电路据此生成频率受控的交流振荡信号，该信号的振荡频率携带了前置比例采样电路输出的电压信息，且信号频率与电压存在确定的比例增益关系；“频率→电压”转换电路接收来自定增益压控振荡器的交流振荡信号，根据振荡频率解调出该振荡信号携带的电压信息，且解调过程同样保持确定的比例增益关系。这个过程实现了直流电压信号的比例放大。

图3是本发明公开的直流电压信号放大器的传递函数模型。u_in为被检测的直流电压信号，u_e为前置比例采样电路的输出电压，f_e为定增益压控振荡器的输出交流振荡信号，u₀为放大后的直流电压信号，A₁为前置比例采样电路的电压增益，K_VCO为定增益压控振荡器的增益，K_FVC为“频率→电压”转换电路的增益。根据图3中的传递函数模型，可知本发明公开的直流电压信号放大器的开环增益表达式如[Equ.2]所示。

u_o＝K_FVC·f_e＝K_FVC·K_VCO·u_e＝K_FVC·K_VCO·A₁·u_in    [Equ.2]

前置比例采样电路采用了与典型的比例放大电路相同的结构，仅仅是放大比例不同。前置比例采样电路的作用主要是为后续的定增益压控振荡器提供合适的控制电压和工作电流。由于定增益压控振荡器的控制电压范围无需过高，前置比例采样电路的电压增益同样可以控制在较低的范围内，而仅仅需要提供合适的工作电流，换言之，前置比例采样电路完成“电压→电流”的转换，对应[Equ.1]，前置比例采样电路的输出电压满足[Equ.3]给出的关系。而其输出电流则需要满足定增益压控振荡器的工作需要，这一点由OPA的共模增益和晶体管M₀的尺寸决定。

$V_A=(1+\frac{R_0}{R_1})\·V_{\mathrm{in}}---[\mathrm{Equ}.3]$

由于前置比例放大电路的作用主要是为了产生工作电流，而电压增益无需过大，因此电阻R₀和R₁的阻值均可以控制在理想的范围内，在功耗、面积与可制造性上取得较为理想的效果。

定增益压控振荡器是实现被检测电压到交流振荡信号转换的关键部件，可以被认为是电路中的信号调制器。反相器结构的延迟单元D₀～D₁₅首尾相连构成环形结构，并且环中每九级单元通过相应的传输门构成环路，如延迟单元D₁的输入受延迟单元D₀驱动的同时还接受延迟单元D₉通过传输门T₁的并联驱动，驱动同一电路节点的还有连接延迟单元D₇的传输门T₈。由于在振荡环路中的每个电路节点均形成了多环反馈，该压控振荡器的增益十分稳定，且具有相当高的线性度。图5中表示的是在某CMOS工艺下本发明公开的定增益压控振荡器的输出响应曲线，其中可见在0.4V～0.8V的工作区间内，输出交流振荡信号的振荡频率与控制电压之间具有近乎完美的线性关系，即振荡器的K_VCO基本保持恒定。正是这种多环交叉的环形结构，使得该压控振荡器具有很高的线性度，满足前文提出的对电路线性度的要求。

根据本发明公开的直流电压信号放大器的开环增益关系，可以得到定增益压控振荡器电路的传输函数关系如[Equ.4]所示，根据图5中的实现结果，K_VCO取值几乎保持恒定。

f_e＝K_VCO·u_e    [Equ.4]

作为信号解调的关键模块，“频率→电压”转换电路在直流电压信号的放大过程中起到了关键的作用。如图4中“频率→电压”转换部分的电路所示，NMOS管M₁、M₂、M₃、M₄和PMOS管M₅、M₆、M₇、M₈，以及电流源I₀和I₁构成电流开关，在定增益压控振荡器的作用下，电流开关向C₀和C₁组成的电容网络补充和泄放电荷，并在电荷积累和重分配的作用下产生输出电压。图6A是图4中“频率→电压”转换部分的电路的等效电路形式，充电电流源为I₀，放电电流源为I₁，开关S₀受时钟高电平控制导通，开关S₁受时钟低电平控制导通。在电路的初始第一个周期的正半周，开关S₀闭合，电流源I_C向电容C₀和C₁充电，如图6B所示(不包含电容C₁经开关S₀流向C₀的电流)；在时钟的负半周，开关S₀断开，S₁闭合，电流源I_D泄放电容C₀中的电荷，如图6C所示。在第二个时钟周期正半周的初始，开关S₀闭合，S₁断开，在闭合的瞬间电容C₀和C₁中的电荷进行重分配，与此同时电流源I_C向电容C₀和C₁充电，如图6B所示；在时钟的负半周，开关S₀断开，S₁闭合，电流源I_D泄放电容C₀中的电荷，如图6C所示。重复这个过程，一定数量的周期之后，电容C₁正端的电位趋于稳定，V_O即为“频率→电压”转换电路的输出电压。根据进入C₀和C₁组成的电容网络的电荷守恒的原则，令充电电流I_C和放电电流I_D相等且均为I，可以推知输出电压V_O的表达式如[Equ.5]所示，其中N为周期数。

$V_O=\left(\frac{I\·t}{C_1}\right)\·(\frac{{\left(\frac{C_1}{C_0+C_1}\right)}^{N+1}-1}{\frac{C_1}{C_0+C_1}-1}-1)---[\mathrm{Equ}.5]$

当N→∞，可以求得V_O的极限如[Equ.6]所示。

$\underset{x\→\∞}{\lim }{V}_O=\frac{I\·t}{C_0}---[\mathrm{Equ}.6]$

图7给出了在输入时钟周期分别为684.22ps和986.84ps时的瞬态分析曲线，输出电压分别为1.582V和1.362V，稳定时间大约为5μs。

很显然，在上述三个电路模块的共同作用下，一定的时间后输出电压与输入时钟的周期具有线性的关系。图4中“频率→电压”转换电路的响应特性在图8中给出，其中横轴为输入时钟周期，纵轴为稳定输出的电压。这个实现中，在600MHz～3.7GHz的范围内，输出电压与输入时钟周期具有线性的关系。

理论分析和电路模型验证表明，本发明公开的直流电压信号放大器中的三个模块——前置比例采样电路、定增益压控振荡器、“频率→电压”转换电路均具有线性的转换关系，基于[Equ.2]式的结论，被采样的直流电压信号被有效的放大了。图9是图4中放大电路的整体效果，其中“*”形标识线为被采样直流电压信号V_in“◇”形标识线为放大后输出直流电压信号，横坐标为样本号，纵坐标为电压。图中可见，对于0.4V～0.8V的直流电压信号，本发明公开的直流电压信号能将其放大至0.8V～1.6V，具有稳定的放大关系。

Claims (1)

1.一种电路结构，包括：

直流电压信号难以用类似交流小信号的方法放大，且极易受到干扰，针对这个问题，本发明采用“电压→频率→电压”的方法放大直流信号，电路框架由前置比例采样电路、定增益压控振荡器和“频率→电压”转换电路组成；具体的电路形式为：前置比例采样电路包括运算放大器OPA、PMOS晶体管M₀、电阻R₀和R₁四个组成元件，待放大的直流电压信号V_in连接至运算放大器OPA的反相输入端，运算放大器OPA的同相输入端连接电阻R₀和R₁，电阻R₁的另一端接地，电阻R₀的另一端连接PMOS管M₀的漏极，PMOS管M₀的源极接电源，栅极连接运算放大器OPA的输出端，PMOS管M₀的漏极作为前置比例采样电路的信号输出端A，并连接至定增益压控振荡器的输入；定增益压控振荡器由延迟单元D₀、D₁、……、D₁₅和传输门T₀、T₁、……、T₁₅组成，延迟单元D₀、D₁、……、D₁₅依次首尾相连构成环形结构，且均为PMOS管和NMOS管组成的反相器结构，传输门T₀、T₁、……、T₁₅均为PMOS管和NMOS管漏极/源极分别相连的并联结构，且其中PMOS管的栅极接地，NMOS管的栅极接电源，所有延迟单元D₀、D₁、……、D₁₅中的PMOS管的源极相连作为定增益压控振荡器的输入端，并连接到前置比例采样电路的输出A，延迟单元D₀的输出连接延迟单元D₁的输入、传输门T₁的左端和T₈的左端，延迟单元D₁的输出连接延迟单元连接延迟D₂的输入、传输门T₂的左端和T₉的左端，延迟单元D₂的输出连接延迟单元D₃的输入、传输门T₃的左端和T₁₀的左端，延迟单元D₃的输出连接延迟单元D₄的输入、传输门T₄的左端和T₁₁的左端，延迟单元D₄的输出连接延迟单元D₅的输入、传输门T₅的左端和T₁₂的左端，延迟单元D₅的输出连接延迟单元D₆的输入、传输门T₆的左端和T₁₃的左端，延迟单元D₆的输出连接延迟单元D₇的输入、传输门T₇的左端和T₁₄的左端，延迟单元D₇的输出连接延迟单元D₈的输入、传输门T₈的右端和T₁₅的左端，延迟单元D₈的输出连接延迟单元D₉的输入、传输门T₉的右端和T₀的右端，延迟单元D₉的输出连接延迟单元D₁₀的输入、传输门T₁₀的右端和T₁的右端，延迟单元D₁₀的输出连接延迟单元D₁₁的输入、传输门T₁₁的右端和T₂的右端，延迟单元D₁₁的输出连接延迟单元D₁₂的输入、传输门T₁₂的右端和T₃的右端，延迟单元D₁₂的输出连接延迟单元D₁₃的输入、传输门T₁₃的右端和T₄的右端，延迟单元D₁₃的输出连接延迟单元D₁₄的输入、传输门T₁₄的右端和T₅的右端，延迟单元D₁₄的输出连接延迟单元D₁₅的输入、传输门T₁₅的右端和T₆的右端，延迟单元D₁₅的输出连接延迟单元D₀的输入、传输门T₇的右端和T₀的左端，延迟单元D₆的输出作为定增益压控振荡器的同相输出CLK，延迟单元D₁₄的输出作为定增益压控振荡器的反相输出nCLK；“频率→电压”转换电路由电流源I₀和I₁、NMOS管M₁、M₂、M₃、M₄、M₉、M₁₀、PMOS管M₅、M₆、M₇、M₈、电容C₀和C₁组成，电流源I₀的负端接地，正端连接NMOS管M₁的源极和NMOS管M₂的源极，NMOS管M₁的栅极连接定增益压控振荡器的反相输出nCLK，NMOS管M₂的栅极连接定增益压控振荡器的同相输出CLK，NMOS管M₁的漏极连接PMOS管M₇的漏极、栅极和PMOS管M₈的栅极，PMOS管M₇的源极接电源，NMOS管M₂的漏极连接PMOS管M₅的漏极、栅极和PMOS管M₆的栅极，PMOS管M₅的源极接电源，电流源I₁的负端接地，正端连接NMOS管M₃的源极和NMOS管M₄的源极，NMOS管M₃的栅极连接定增益压控振荡器的同相输出CLK，NMOS管M₄的栅极连接定增益压控振荡器的反相输出nCLK，NMOS管M₃的漏极连接PMOS管M₈的漏极，PMOS管M₈的源极接电源，NMOS管M₄的漏极连接PMOS管M₆的漏极、电容C₀的一端和NMOS管M₉的漏极，PMOS管M₆的源极接电源，电容C₀的另一端接地，NMOS管M₉的栅极连接定增益压控振荡器的同相输出CLK，NMOS管M₉的源极连接NMOS管M₁₀的漏极、源极以及电容C₁的一端，NMOS管M₁₀的栅极连接定增益压控振荡器的反相输出nCLK，电容C₁的另一端接地，NMOS管M₁₀的源极作为整个直流电压信号放大电路的输出V_out。

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