CN105048979A - 多分支异相系统和方法 - Google Patents

多分支异相系统和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN105048979A
CN105048979A CN201510181189.3A CN201510181189A CN105048979A CN 105048979 A CN105048979 A CN 105048979A CN 201510181189 A CN201510181189 A CN 201510181189A CN 105048979 A CN105048979 A CN 105048979A
Authority
CN
China
Prior art keywords
branch
circuit
power
outphasing
control information
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201510181189.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN105048979B (zh
Inventor
A·班纳吉
R·和扎尔
L·丁
N·R·舍姆
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Texas Instruments Inc
Original Assignee
Texas Instruments Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Texas Instruments Inc filed Critical Texas Instruments Inc
Publication of CN105048979A publication Critical patent/CN105048979A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105048979B publication Critical patent/CN105048979B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0277—Selecting one or more amplifiers from a plurality of amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0294—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using vector summing of two or more constant amplitude phase-modulated signals
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
    • H03F1/22—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively
    • H03F1/223—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively with MOSFET's
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/211—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/72—Gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/411—Indexing scheme relating to amplifiers the output amplifying stage of an amplifier comprising two power stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/511—Many discrete supply voltages or currents or voltage levels can be chosen by a control signal in an IC-block amplifier circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/541—Transformer coupled at the output of an amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/20—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F2203/21—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F2203/211—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
    • H03F2203/21136—An input signal of a power amplifier being on/off switched
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/20—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F2203/21—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F2203/211—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
    • H03F2203/21142—Output signals of a plurality of power amplifiers are parallel combined to a common output
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/72—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
    • H03F2203/7215—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal the gated amplifier being switched on or off by a switch at the input of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/72—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
    • H03F2203/7236—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal the gated amplifier being switched on or off by putting into parallel or not, by choosing between amplifiers by (a ) switch(es)

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)

Abstract

本发明涉及多分支异相系统和方法。多电平多分支异相放大器(20-1)包括：第一分支组电路(22-1)，其包括接收第一RF输入信号(S1(t))和第一控制信息(S11_Ctrl＝VDD)的第一分支电路(11)和接收所述第一输入信号和第二控制信息(S12_Ctrl)的第二分支电路(12)。第一分支电路(11)和第二分支电路(12)中的每个分支电路都包括功率放大器。第二控制信息使第二分支电路能够接通或断开，而第一分支电路(11)保持接通。第二分支组电路(22-2)包括接收第二RF输入信号(S2(t))和第三控制信息(S21_Ctrl＝VDD)的第三分支电路(21)和接收第二输入信号(S2(t))和第四控制信息(S22_Ctrl)的第四分支电路(22)。第三分支电路和第四分支电路中的每个分支电路都包括功率放大器。第四控制信息使得第四分支电路能够接通或断开，而第三分支电路保持接通。组合器(24)组合功率放大器的输出信号以便产生输出信号(SOUT(t))。<pb pnum="1" />

Description

多分支异相系统和方法
背景技术
本发明总体涉及多电平异相功率放大器，并且更具体地，涉及非对称的多电平多分支异相功率放大器，该功率放大器具有改善的功率效率并且不需要在多个电源电压之间切换。
现有技术中的问题在于调制解调器无线通信系统中对于高数据速率和高效频谱利用的需求导致调制后信号的高的峰值-平均功率比。这需要在极大减小的输出功率电平下操作相关联的RF功率放大器(PA)很长时间，这被称为大的“功率回退(powerback-off)”操作。传统的功率放大器在功率回退状况下比在峰值输出功率状况下具有更低的效率(即，放大器传递到负载的功率除以功率放大器消耗的总功率)。
在手持式设备中，低功率效率的RF功率放大器导致更短的电池寿命，并且在基站应用中，低功率效率的RF功率放大器可能导致浪费功率和高散热成本。
异相或使用非线性元件的线性放大(LINC技术)通过组合恒定包络相位调制的信号驱动的两个功率放大器的输出而产生幅度调制。在过去，还报告了使用开关功率放大器如D类和E类放大器的异相功率放大器配置。参见由F.Raab1985年10月发表在IEEE通信学报(IEEETransactionsonCommunications)上(第33卷第10期1094-1099页)的名称为“异相RF功率放大器系统的效率(EfficiencyofOutphasingRFPower-AmplifierSystems)”的文章，这篇文章公开了异相放大器的效率均衡和效率分析。还参见2013年8月15日公开的Hur等人的名称为“具有改善效率的LINC发射器(LINCTransmitterwithImprovedEfficiency)”的美国专利申请公开2013/00210376；还参见Beltran等人2009年6月发表在IEEEMTT-S国际微波研讨会(IEEEMTT-SInternationalMicrowaveSymposium)上(第757-760页)的名称为“使用E类功率放大器的HF异相发射器(HFOutphasingTransmitterUsingClass-EPowerAmplifiers)”的文章，以及Hung等人2007年8月发表在IEEE微波和无线元件期刊(IEEEMicrowaveandWirelessComponentsLetters)(第17卷第8期619-621页)上的名称为“具有希莱克斯组合器的CMOS异相D类放大器(CMOSOutphasingClass-DAmplifierwithChireixCombiner)”的文章。
现有技术图1总体上指示了在基本的异相系统中如何分别生成导体14A和14B上的驱动信号S1(t)和S2(t)。(基本异相技术在上面提到的F.Raab的“EfficiencyofOutphasingRFPower-AmplifierSystems”的文章中描述。)在图1中，半圆周17中的驱动信号S1(t)和S2(t)是由信号分离电路15响应于输入的由矢量17C表示的幅值和相位调制后的信号S(t)生成的。在半圆周17中，驱动信号S1(t)和S2(t)分别由矢量17A和17B表示。具体地，在异相功率放大器中，具有幅值和相位调制的输入信号S(t)＝被分解为分别位于导体14A和14B上的两个恒定包络相位调制后的信号S1(t)和S2(t)，如
其中，
θ(t)＝cos-1[a(t)/(2A)]
并且，恒定幅值A被定义为最大值a(t)/2，其中是原始幅值和相位调制的信号S(t)的相位。信号S1(t)和S2(t)的恒定幅值包络允许分别使用功率放大器3A和3B的开关模式实施方式。
现有技术图2类似于图1，其来自于PhilipA.Godoy等人2012年10月发表在IEEE固态电路杂志(IEEEJournalofsolid-statecircuits)上(第47卷第10期2372-2384页)的名称为“65纳米CMOS中的2.4-GHz、27-dBm非对称多电平异相功率放大器(A2.4-GHz,27-dBmAsymmetricMultilevelOutphasingPowerAmplifierin65-nmCMOS)”的文章中，该文章通过引用整体并入本文。(同时参见JoelL.Dawson等人的于2012年4月24日发布的名称为“RF放大器的非对称多电平异相结构体系(AsymmetricMultilevelOutphasingArchitectureforRFAmplifiers)”相关美国专利8,164,384，同样通过引用整体并入本文。)上面的Godoy等人的文章示出了非对称的多电平异相(AMO)发射器的示例，该发射器包括输入到AMO信号分解电路2的“同相”输入信号I(t)和“正交”输入信号“Q(t)”，该分解电路2产生分别耦合到一对相位调制器电路1A和1B的输入端的一对输出信号Φ1和Φ2。相位调制器1A和1B的输出端通过导体14A和14B分别连接至两个开关功率放大器3A和3B的输入端。相位调制器1A生成导体14A上的信号S1(t)，而相位调制器1B生成导体14B上的信号S2(t)。
在这个示例中，开关电路5A操作以用于将四个电源电压Vsup1、Vsup2、Vsup3和Vsup4选择性地耦合到功率放大器3A的电源电压端子4A，以及开关电路5B操作以用于将Vsup1、Vsup2、Vsup3和Vsup4选择性地耦合到功率放大器3B的电源电压端子4B。AMO信号分解电路2生成到开关5A和图5B的电源选择(即电源调制)控制信号A1(t)和A2(t)。
功率放大器3A生成导体7A上的驱动信号S1(t)OUT，并将它作为输入提供给组合器10(其能够是孤立的或非孤立的组合器)。类似地，功率放大器3B生成导体7B上的驱动信号S2(t)OUT，并将它作为另一输入提供给组合器10。组合器10的输出SOUT(t)通过导体10A耦合至天线10B，其提供了负载阻抗。上面提到的Godoy的文章提供了如何生成各种输入信号的全面解释。(相关的参考文件是SungWonChung等人2010年5月发表在IEEEMTT-S国际微波研讨会(IEEEMTT-SInternationalMicrowaveSymposium)上(第264-267和23-28页)的名称为“使用具有离散脉冲宽度调制的功率放大器的非对称多电平异相发射器AsymmetricMultilevelOutphasingTransmitterusingClass-EPAswithDiscretePulseWidthModulation”的文章。)
已知的非对称多电平异相(AMO)技术使用由电源选择信号A1(t)和A2(t)可选择的多个电源电平(例如，在现有技术图2中的Vsup1,Vsup2,...等)来改善“回退”功率电平下的RF功率放大器的功率效率。
不幸地，生成多个电源电平并在它们之间切换是不期望/不可接受的功率消耗，并且还相对难以实施。另一种方法是改变RF载波信号持续时间，但是这也会导致不期望地高功率消耗且难以控制。
各种类型的开关功率放大器(如D类和E类功率放大器)已经用于实施现有技术图2中的诸如放大器3A和3B的功率放大器。基本E类开关功率放大器包括分流开关晶体管的电容器、串联调谐的负载网络和镇流/抗流(choke)电感器。参见F.Raab在1977年12月发表在IEEE电路与系统学报(IEEETransactionsonCircuitsandSystems)上(第24卷第12期725-735页)的名称为“理想的E类调谐的功率放大器的操作(Idealizedoperationoftheclass-Etunedpoweramplifier)"的文章。
在异相功率放大器中，各个功率放大器(如D类或E类功率放大器)通常为开关放大器，并且因此是功率非常高效的。功率效率被定义为传递给负载的输出功率除以单个或多个电源电压Vsup1、Vsup2…等提供给异相放大器的总功率。传递给负载的输出功率的量随着两个驱动信号S1(t)和S2(t)之间的相移θ增加而减少。增加驱动信号S1(t)和S2(t)之间的相差θ导致功率效率降低。在两个这种功率放大器的输出被组合或增加到一起时，组合器中可能会有大量功率损失，这降低了效率，并且效率随着输出/负载功率减少而降低。
存在两种不同的组合技术用于异相功率放大器的开关功率放大器的输出。一种技术是使用“孤立的”功率组合器，而另一种技术是使用“非孤立的”功率组合器。非孤立的组合器可以是各种类型，包括希莱克斯(Chireix)组合器。在基本异相中，S1(t)和S2(t)之间大的相差(在负载处需要低功率时)导致组合器中的功率损耗。因此，功率效率在被传递到负载的功率减少时降低。在上面提到的Godoy等人的文件中公开的技术试图通过使用多个电源来改善在各种功率回退电平下的功率效率。尽管这相比于基本异相的技术提高了功率效率，但是Godoy等人的技术具有其他缺点，包括生成多个电源电平困难且成本昂贵，切换导致损耗，这降低功率效率，以及电源切换和RF信号路径之间的同步问题导致信号非线性。
因此，存在一个未满足的需求：在其中的RF功率放大器操作在低“回退”功率电平下时改善多电平异相功率放大器的功率效率的方法。
还存在一个未满足的需求：提供在大的“回退”功率电平下操作的多电平异相功率放大器的改善的功率效率和简化的实施方式而不需要生成多个电源电平并在多个电源电平之间切换，从而将电源电压和功率提供到多电平异相功率放大器的内部功率放大器的方法。
还存在一个未满足的需求：相比于现有的多电平异相功率放大器，具有更高的数据速率、更有效的频谱利用和更高的功率效率组合的改善的多电平异相功率放大器。
还存在一个未满足的需求：改善的多电平异相功率放大器，该改善的多电平异相功率放大器避免了现有技术中由于在多个电源电压之间切换和电源电压选择信号和RF驱动信号之间的同步问题引起的非对称多电平异相(AMO)功率放大器的线性问题。
还存在一个未满足的需求：具有比已经经济上可实现在异相功率放大器中的更高的峰值输出功率的改善的异相功率放大器。
还存在一个未满足的需求：改善手持式设备中电池寿命的改善的多电平异相功率放大器。
发明内容
本发明的一个目标是提供一种方法，其在其中的RF功率放大器操作在大的“回退”功率电平下时改善多电平异相功率放大器的功率效率。
本发明的一个目标是提供一种方法，其在其中的RF功率放大器操作在大的“回退”功率电平下时改善多电平异相功率放大器的功率效率，并且还提供这种多电平异相功率放大器的简化实施方式。
本发明的一个目标是提供一种方法，该方法提供操作在大的“回退”功率电平下的多电平异相功率放大器的改善的功率效率和简化实施方式而不需要生成多个电源电平并在多个电源电平之间切换从而将工作电源电压和功率提供到多电平异相功率放大器的内部功率放大器。
本发明的另一目标是提供一种比现有的多电平异相功率放大器具有更高的数据速率、更有效的频谱利用和更高的功率效率组合的改善的多电平异相功率放大器。
本发明的另一目标是提供避免在多个电源电压之间切换引起的现有的多电平异相功率放大器的线性问题的一种改善的多电平异相功率放大器。
本发明的另一目标是提供具有比已经经济上可实现在异相功率放大器中的峰值输出功率更高的峰值输出功率的一种改善的异相功率放大器。
本发明的另一目标是提供一种方法，该方法提供操作在大的“回退”功率电平下的多电平异相功率放大器的改善的功率效率而不需要生成多个电源电平并在多个电源电平之间切换从而将工作电源电压提供到多电平异相功率放大器的内部功率放大器。
本发明的另一目标是提供一种与现有的多电平异相功率放大器相比，具有改善的线性性和信号路径同步性两者的改善的多电平异相功率放大器。
简要描述并根据一个实施例，本发明提供一种多电平多分支异相放大器(20-1)，该放大器包括第一分支组电路(22-1)，该第一分支组电路包括接收第一RF输入信号(S1(t))和第一控制信息(S11_Ctrl＝VDD)的第一分支电路(11)以及接收第一输入信号和第二控制信息(S12_Ctrl)的第二分支电路(12)。第一分支电路(11)和第二分支电路(12)中的每个包括功率放大器。第一控制信息使得第一分支电路能够保持接通，而第二分支电路(12)通过第二控制信息接通或断开。第二分支组电路(22-2)包括接收第二RF输入信号(S2(t))和第三控制信息(S21_Ctrl＝VDD)的第三分支电路(21)以及接收第二输入信号S2(t)和第四控制信息(S22_Ctrl)的第四分支电路(22)。第三和第四分支电路中的每个包括功率放大器。第三控制信息使得第三分支电路能够总是保持接通而第四分支电路通过第四控制信息接通或断开。组合器(24)组合功率放大器的输出信号以便产生输出信号(SOUT(t))。
在一个实施例中，本发明提供一种多电平多分支异相放大器(20-1，20-2)，其具有第一分支组电路(22-1)，该第一分支组电路包括接收第一RF输入信号(S1(t))和第一控制信息(S11_Ctrl＝VDD)的第一分支电路(11)以及接收第一输入信号(S1(t))和第二控制信息(S12_Ctrl)的第二分支电路(12)，第一分支电路(11)和第二分支电路(12)中的每个都包括对应的功率放大器(P11，P12)。第二控制信息(S21_Ctrl)使得第二分支电路(21)能够选择性地接通或断开，而第一分支电路(11)保持接通状态。第二分支组电路(22-2)包括接收第二RF输入信号(S2(t))和第三控制信息(S21_Ctrl＝VDD)的第三分支电路(21)以及接收第二输入信号(S2(t))和第四控制信息(S22_Ctrl)的第四分支电路(22)。第三分支电路(21)和第四分支电路(22)中的每个都包括对应的功率放大器(P21，P22)。第四控制信息(S22_Ctrl)使得第四分支电路(22)能够选择性地接通或断开，而第三分支电路(21)保持接通状态。组合器电路系统(24)组合功率放大器的输出信号以便产生负载(R)两端的输出信号(SOUT(t))。
在一个实施例中，第一、第二、第三和第四控制信息分别包括在第一、第二、第三和第四逻辑信号(S11_Ctrl、S12_Ctrl、S21_Ctrl、S22_Ctrl)中。在另一个实施例中，第一、第二、第三和第四控制信息分别包括在施加到功率放大器的输入端的对应的RF信号中。
在一个实施例中，功率放大器(P11、P12、P21、P22)是开关功率放大器。在一个实施例中，功率放大器(P11、P12、P21、P22)是E类功率放大器。
在一个实施例中，每个分支电路包括启动电路(A11、A12、A21、A22)，其用于使得该分支电路接收的第一输入信号(S1(t))或第二输入信号(S2(t))响应于该分支电路接收的控制信号(S11_Ctrl、S12_Ctrl、S21_Ctrl、S22_Ctrl)被施加到该分支电路的功率放大器。在一个实施例中，每个开关功率放大器(P11、P12、P21、P22)包括具有栅极电容的开关晶体管(MA、MB)。在一个实施例中，每个分支电路(11、12、21、22)分别包括驱动器电路(D11、D12、D21、D22)，其用于给对应的开关晶体管(MA、MB)的栅极电容充电。在一个实施例中，每个启动电路(A11、A12、A21、A22)包括逻辑与电路。
在一个实施例中，第三分支组电路(22-3)包括接收第三RF输入信号(S1'(t))和第一控制信息(S11_Ctrl＝VDD)的第五分支电路(11')以及接收第三RF输入信号(S1'(t))和第二控制信息(S12_Ctrl)的第六分支电路(12')，该第三RF输入信号与第一RF输入信号(S1(t))互补。第四分支组电路(22-4)包括接收第四RF输入信号(S2'(t))和第三控制信息(S21_Ctrl＝VDD)的第七分支电路(21')以及接收第四RF输入信号(S2'(t))和第四控制信息(S22_Ctrl)的第八分支电路(22')，其中第四RF输入信号(S2'(t))与第二RF输入信号(S2(t))互补。第五(11')、第六(12')、第七(21')和第八(22')分支电路中的每个也包括对应的功率放大器(P11'、P12'、P21'、P22')。对应的功率放大器的输出通过组合电路系统(24)组合从而产生负载(R)两端的输出信号(SOUT(t))。
在描述的实施例中，相比于多电平多分支异相放大器(20-1,2)能够传递给负载(R)的峰值功率量，控制信息对应于正由多电平多分支异相放大器传递给负载(R)的功率量。
在一个实施例中，多电平多分支异相放大器包括效率增强电路系统，该电路系统包括耦合在第一分支组电路(22-1)的多电平多分支异相放大器分支电路(11或12)中的功率放大器的输出端和第二分支组电路(22-2)的对应的分支电路(21或22)的功率放大器的输出端之间的电抗效率元件(LEEC)，从而利用与那些功率放大器相关联的电抗元件形成谐振网络，以便在传递给负载(R)的功率量相对较低时减小异相电流。
在一个实施例中，多电平多分支异相放大器包括耦合到其中一个功率放大器的输出端的功率增强电路系统(LPEC、CPEC)，以便以预定频率谐振并因此减小晶体管的漏极处的峰值电压，使得能够增加电源电压，引起峰值输出功率增加，其中预定频率是第一RF输入信号(S1(t))的基本频率的谐波频率。
在一个实施例中，本发明提供一种操作多电平多分支异相放大器的方法，其包括：施加第一RF输入信号(S1(t))到第一分支组电路(22-1)的第一分支电路(11)和第一分支组电路(22-1)的第二分支电路(12)，并且还施加第二RF输入信号(S2(t))到第二分支组电路(22-2)的第三分支电路(21)和第二分支组电路(22-2)的第四分支电路(22)；施加第一控制信息(S11_Ctrl＝VDD)到第一分支电路(11)，从而保持第一分支电路(11)处于接通状态，并且还施加第二控制信息(S12_Ctrl)到第二分支电路(12)，以便选择性地接通或断开第二分支电路(12)的功率放大器(P12)；还施加第三控制信息(S12_Ctrl＝VDD)到第三分支电路(21)，从而保持第三分支电路(21)处于接通状态，并且还施加第四控制信息(S22_Ctrl)到第四分支电路(22)，以便选择性地接通或断开第四分支电路(22)的功率放大器(P22)；以及组合功率放大器的输出从而产生负载(R)两端的输出信号(SOUT(t))。
在一个实施例中，每个分支电路都包括启动电路(A11、A12、A21、A22)，并且该方法包括响应于该分支电路接收到的控制信号(S11_Ctrl、S12_Ctrl、S21_Ctrl、S22_Ctrl)选择性地接通或断开该分支电路，并且其中第一、第二、第三和第四控制信息分别包括在第一、第二、第三和第四逻辑信号(S11_Ctrl、S12_Ctrl、S21_Ctrl、S22_Ctrl)内。
在一个实施例中，该方法包括提供RF信号中的第一、第二、第三和第四控制信息，该控制信息分别施加到功率放大器的输入端。该方法包括操作组合器电路系统(24)从而组合该分支电路(11、12、21、22)的功率放大器的输出。
在一个所描述的实施例中，该方法包括，相比于多电平多分支异相放大器能够传递给负载(R)的峰值功率量，使得控制信息对应于正由多电平多分支异相放大器传递给负载(R)的功率量。
在一个实施例中，本发明提供一种包括装置(14A)、装置(37-1、38-1)和装置(24)的多电平多分支异相放大器(20-1,2)，装置(14A)用于施加第一RF输入信号(S1(t))到第一分支组电路(22-1)的第一分支电路(11)和第一分支组电路(22-1)的第二分支电路(12)，并且还施加第二RF输入信号(S2(t))到第二分支组电路(22-2)的第三分支电路(21)和第二分支组电路(22-2)的第四分支电路(22)；装置(37-1、38-1)用于施加第一RF输入信号(S1(t))到第一分支组电路(22-1)的第一分支电路(11)和第一分支组电路(22-1)的第二分支电路(12)，并且还施加第二RF输入信号(S2(t))到第二分支组电路(22-2)的第三分支电路(21)和第二分支组电路(22-2)的第四分支电路(22)；并且装置(24)用于组合功率放大器的输出从而产生负载(R)两端的输出信号(SOUT(t))。
附图说明
图1是示出用于生成异相功率放大器的相位调制的驱动信号的技术的图示。
图2是常规非对称多电平异相功率放大器的图示。
图3是单个电源电压可操作的单端型多电平多分支异相功率放大器的一般性框图。
图4A是单一电源电压可操作的差分多电平多分支异相功率放大器的一般性框图。
图4B和图4C是示出生成用于图3和图4A的系统中的控制信号的图示。
图5是有助于解释生成用于图3和图4A的多电平多分支异相功率放大器的相位调制的驱动信号的图示。
图6A和图6B是示出用于在不需要使用单独的数字控制信号的情况下生成图4A中的各个功率放大器的RF输入信号的一个替代系统的图示。
图7A和图7B构成图4A的多电平多分支异相功率放大器的示意图。
图8是示出图7A和图7B中示出的多电平多分支异相功率放大器的一些变体的功率效率随输出功率变化的曲线图。
图9是示出图7A和图7B中的多电平多分支异相功率放大器的有效效率随输出功率变化的曲线图。
具体实施方式
非对称多电平多分支异相功率放大器包括多个电路，其中每个电路都包括功率放大器(例如E类功率放大器)和耦合至该功率放大器的输出端的组合器电路系统。第一RF驱动信号耦合到第一组分支电路的所有功率放大器的输入端，而第二RF驱动信号耦合到第二组分支电路的所有功率放大器的输入端。在一个实施例中，第一组中的每个分支电路都包括使能电路或启动电路，其响应于第一组对应的选择控制信号，耦合或使能第一驱动信号到第一组分支电路中的各种功率放大器的输入端。类似地，第二组的每个分支电路都包括使能电路或启动电路，其响应于第二组对应的选择控制信号，耦合第二驱动信号到第二组分支电路中的各种功率放大器的输入端。在另一个实施例中，启动电路被忽略掉，替代地，控制信息有效地包含在或嵌入在被施加到每个分支电路的RF驱动信号中，在某种意义上如果该分支电路需要断开时RF驱动信号为零。
第一组分支电路的输出端都耦合到组合器或组合电路系统的输入端。第二组分支电路的输出端都耦合到组合器的输入端。组合器的输出端耦合到负载电路。各个分支电路根据负载电路需要的电流量确定的功率回退状况而被实际接通或断开(与现有技术中在电源电压之间切换相反)。接通的分支电路提供负载当前需要的电流。
图3示出单端型多电平多分支异相功率放大器20-1，其包括第一组22-1分支电路11、12、13…1n，并且还包括第二组22-2分支电路21、22、23…2n。多电平多分支异相功率放大器20-1能够以对称或非对称的模式操作。术语“对称”和“非对称”意味着第一组中接通的分支数量和第二组中接通的分支数量能够相同(对于“对称”操作)或者不同(对于“非对称”操作)。每个分支电路包括使能/启动电路、驱动器电路(其可以包括偶数个串联耦合的反相器和具有耦合到组合器的输入端的输出端的功率放大器。例如，分支11包括使能/启动电路A11，该电路具有通过导体14A耦合以用于接收RF驱动信号S1(t)的第一输入端和被耦合以用于接收控制信号S11_Ctrl的使能输入端。输入信号S1(t)和S2(t)是相位调制的RF信号(类似于上面提到的Godoy参考文件中的输入信号)。使能/启动电路A11的输出端连接到驱动器电路D11的输入端，驱动器电路D11的输出端连接到功率放大器P11的输入端。功率放大器P11的输出端耦合到组合器电路系统24的输入端。组合器24具有耦合到负载电路25的一个端子的输出端，负载电路25包括具有耦合到地的另一端子的负载电阻器R。
类似地，分支电路12包括使能/启动电路A12，该使能/启动电路A12具有通过导体14A耦合以用于接收驱动信号S1(t)的输入端和被耦合以用于接收控制信号S12_Ctrl的使能输入端。启动电路A12的输出端连接到驱动器电路D12的输入端，驱动器电路D12的输出端连接到功率放大器P12的输入端。功率放大器P12的输出端还耦合到组合器电路24的输入端。第一组22-1中的另一些分支电路被类似地配置。组合器24的输出SOUT(t)被施加到负载电路R。
在第二组22-2中，分支电路21包括启动电路A21，启动电路A21具有通过导体14B耦合以用于接收驱动信号S2(t)的信号输入端和被耦合以用于接收控制信号S21_Ctrl的使能输入端。启动电路A21的输出端连接到驱动器电路D21的输入端，驱动器电路D21的输出端连接到功率放大器P21的输入端。功率放大器P21的输出端耦合到组合器24的输入端。分支电路22、23…2n基本上和分支电路21相同。
在图3中非对称多电平多分支异相电路系统20-1的操作期间，多分支电路各自被选择或使能，以便允许它们响应于控制信号S11_Ctrl、S12_Ctrl、S13_Ctrl…,S21_Ctrl、S22_Ctrl、S23_Ctrl…等接通或断开，使得它们能够选择性地响应于或不响应于对应的RF驱动信号S1(t)和S2(t)中的一个。只有单个电源(例如VDD)用于提供工作功率给非对称多电平多分支异相功率放大器20-1的所有多分支电路。(这直接与前面提到的现有技术的AMO(非对称多电平异相)系统相反，现有技术的AMO系统都需要在各个电源电压之间切换从而根据功率回退状况分别提供工作功率到功率放大器。)当负载需要最大可允许电流时，S1(t)侧或部分以及S2(t)侧或部分中的所有分支电路都被接通，并且随着负载电压或负载电流减小，各个分支电路逐渐被断开。在负载需要的负载电流变得很小时，S1(t)部分以及S2(t)部分中的每个部分中只有一个分支电路保持接通。
图4A示出差分多电平多分支异相功率放大器20-2，如图3中一样，该放大器包括第一组22-1分支电路11、12、13…1n，并且还包括第二组22-2分支电路21、22、23…2n。图4A中的第一组22-1和第二组22-2与图3中的第一组22-1和第二组22-2相同。
差分多电平多分支异相功率放大器20-2进一步包括第三组22-3分支电路11'、12'、13'…1n'和第四组22-4分支电路21'、22'、23'…2n'。图4A中的第三组22-3和第四组22-4在结构上分别与第一组22-1和第二组22-2相同。第三组22-3和第四组22-4的功率放大器输出端耦合到组合器24的输入端。组合器24具有耦合到负载电阻器R的输出SOUT(t)。
除了第三组22-3和第四组22-4中的每个驱动信号和每个组件的名称跟有“上撇”符(')之外，第三组22-3和第四组22-4中的驱动信号和组件的名称与第一组22-1和第二组22-2的分别相同。例如，在第三组22-3中，分支11'包括启动电路A11'，该电路具有通过导体14A'耦合以用于接收驱动信号S1'(t)的信号输入端和被耦合以用于接收控制信号S11_Ctrl的使能输入端。启动电路A11'的输出端连接到驱动器电路D11'的输入端，驱动器电路D11'的输出端连接到功率放大器P11'的输入端。功率放大器P11'的输出端耦合到组合器24的输入端等，并且对于第四组22-4和RF驱动信号S2'(t)是类似地。驱动信号S1'(t)和S2'(t)相对于驱动信号S1(t)和S2(t)分别相移180°(即分别与驱动信号S1(t)和S2(t)互补)。(组合器块24包括各种无源电路元件，该无源电路元件例如在图7A和图7B随后描述中示出的，并且被耦合到各种功率放大器，以及被选择用于将它们的输出阻抗与负载电路的阻抗匹配以得到最大功率传递，并且还被选择用于有效地组合各种分支组22-1、22-2、22-3和22-4的输出信号并将它们耦合到负载。)
在概念上，图3和图4A中的多电平多分支异相功率放大器的基本操作总体上类似于已知多电平异相功率放大器的操作，但是并非在各种电源电压之间切换，不同数量的分支电路被选择性地接通和断开，这取决于多分支异相放大器的回退负载电流和负载功率，其中的目标是通过最小化驱动波形之间的相差(θ)以及通过根据功率回退要求在可能时断开分支电路来改善效率。
因此，图3和图4A分别示出本文描述的多电平多分支异相功率放大器技术的单端型和差分实施方式。参考随后描述的图4B、图4C和图5解释RF驱动信号S1(t)和S2(t)以及S1'(t)和S2'(t)的生成。图4A中的控制信号S11_Ctrl、S12_Ctrl、S13_Ctrl…S21_Ctrl、S22_Ctrl、S23_Ctrl…等与使能/启动电路一起使用以将S1(t)和S2(t)和S1'(t)和S2'(t)施加到各自的分支电路以便使能(即接通它们)或禁用(即断开它们)。
然而，可替代地，不使用上面的控制信号，如参考图6A和图6B的随后解释，能够生成每个分支的RF信号。在该情况下，将会需要更多的输入信号，但是不需要启动电路。
功率放大器(PA)能够借助于各种类型的开关模式功率放大器(例如D类、E类、F类等等)实施，而组合器电路可以借助于各种类型的异相组合器(例如孤立的或非孤立的组合器、无源组合器、传输线、Chireix组合器等)实施。
图4B示出图3和图4A的多电平多分支异相放大器20-2的负载两端R的典型归一化输出电压。根据负载电压电平，归一化波形被分为A、B…K段或区域，其中不同的负载电压电平由水平虚线指示。
图4C中的多分支异相信号生成电路47生成控制信号S11_Ctrl、S12_Ctrl、S13_Ctrl...S21_Ctrl、S22_Ctrl、S23_Ctrl…等等，以便根据使用的输入数据和调制技术，合适地将图3和图4A中的多电平多分支异相放大器20-1和20-2的操作调节成负载R当前正需要的输出电流或功率的量。
控制信号S11_Ctrl、S12_Ctrl、S13_Ctrl...S21_Ctrl、S22_Ctrl、S23_Ctrl…等是基于S(t)的瞬时幅值水平生成的。图4B示出多分支异相PA的一个示例，该PA具有S1(t)部分的两个分支和S2(t)部分的两个分支，因此生成四个控制信号S11_Ctrl,S12_Ctrl,S21_Ctrl和S22_Ctrl，使得S1(t)部分的一个分支电路和S2(t)部分的一个分支电路保持总是接通(S11_Ctrl和S21_Ctrl总是等于1)，类似于图7A和图7B中示出和随后描述的示例。图4B中的区域A、B…K通过水平虚线示出的S(t)的瞬时幅值水平(在S(t)的瞬时幅值水平与水平虚线相交时，控制信号改变)确定，并且对应的控制信号电平被示出在表1中。
表1
A:S12_Ctrl＝1,S22_Ctrl＝1
B:S12_Ctrl＝1,S22_Ctrl＝0
C:S12_Ctrl＝0,S22_Ctrl＝0
D:S12_Ctrl＝1,S22_Ctrl＝0
E:S12_Ctrl＝0,S22_Ctrl＝0
F:S12_Ctrl＝1,S22_Ctrl＝0
G:S12_Ctrl＝1,S22_Ctrl＝1
H:S12_Ctrl＝1,S22_Ctrl＝0
I:S12_Ctrl＝0,S22_Ctrl＝0
J:S12_Ctrl＝1,S22_Ctrl＝0
K:S12_Ctrl＝0,S22_Ctrl＝0
(总是S11_Ctrl＝1，S21_Ctrl＝1)
图5总体上指示图3和图4中示出的多电平多分支异相功率放大器如何根据幅值和相位调制的信号S(t)产生输入驱动信号S1(t)和S2(t)。(RF信号S(t)、S1(t)和S2(t)在图5中由示出的向量表示。)在这种情况下，图3和图4中的非对称多电平多分支异相放大器的分支电路的数量“n”确定驱动信号向量S1(t)和S2(t)的不同幅值水平的数量(并且因此确定图5中同心圆的数量)。在图5的示例中，RF驱动信号生成针对两个分支电路即其中n＝2的情况指示。图5中半圆周17D和17E的两个半径A1和A2分别指示RF驱动信号向量S1(t)和S2(t)的长度。A1对应于其中只有一个分支电路使能或被接通的情况，而A2对应于两个分支电路都使能或被接通的情况。下面的三种情况示出驱动信号S1(t)和S2(t)的生成：
(1)在0≤a(t)≤2A1时，信号生成类似于常规异相信号生成，其中A＝A1。在这种情况下，S11_Ctrl＝1，S12_Ctrl＝0，S21_Ctrl＝1以及S22_Ctrl＝0，以便仅仅接通图3和图4的图示中的S1(t)和S2(t)侧的一个分支电路。
(2)在A1+A2<a(t)≤2A2时，信号生成方案与常规异相信号生成相同，其中A＝A2。在这种情况下，S11_Ctrl＝1，S12_Ctrl＝1，S21_Ctrl＝1和S22_Ctrl＝1，以便接通图3和图4的图示中的S1(t)和S2(t)侧的两个分支电路。
(3)对于2A1≤a(t)≤A1+A2，信号能够按照下列公式生成：
&theta; 1 ( t ) = cos - 1 [ A 1 2 + | a ( t ) | 2 - A 2 2 2 | a ( t ) | A 1 ]
&theta; 2 ( t ) = cos - 1 [ A 2 2 + | a ( t ) | 2 - A 1 2 2 | a ( t ) | A 2 ]
在这种情况下，S11_Ctrl＝1，S12_Ctrl＝0，S21_Ctrl＝1和S22_Ctrl＝1，以便仅仅接通S1(t)侧的一个分支和S2(t)侧的两个分支电路。(注意，对于这些情况的前面示例的描述中，仅仅示出接通S2(t)侧的一个分支和S1(t)侧的两个分支电路被接通。)
描述的多分支异相功率放大器能够以下面的不同模式使用：
(ⅰ)非对称多电平多分支异相：S1(t)和S2(t)向量能够具有相同长度或不同长度；S1(t)和S2(t)向量的幅值和相位依赖于包络功率电平而改变；
(ⅱ)对称多电平多分支异相：S1(t)和S2(t)向量总是具有相同长度，但是S1(t)和S2(t)向量的幅值水平和相位依赖于包络功率电平而改变；以及
(ⅲ)单个电平多分支异相：S1(t)和S2(t)向量总是具有相同长度，并且S1(t)和S2(t)向量的幅值总是保持相同，但是S1(t)和S2(t)向量的相位依赖于包络功率电平而改变。单个电平操作模式的多分支电路具有的优点是，它允许通过组合多个分支的输出功率(和电流)增加传递给负载的峰值输出功率的量。
控制信号S11_Ctrl、S12_Ctrl、S13_Ctrl...S21_Ctrl、S22_Ctrl、S23_Ctrl...等在RF信号S(t)的调制包络频率下改变。除了根据负载需要的电流不使用多个电源电压源来调整传递给负载的功率量，多个分支电路用于生成不同振幅的S1(t)和S2(t)，即产生图5中具有不同向量长度的S1(t)和S2(t)之外，整个多电平多分支反相功率放大器操作总体上类似于常规的AMO操作。当负载仅需要提供至它的很小电流时，在S1(t)和S2(t)之间需要大的相位角θ，并且大多数PA分支电路被断开而仅仅一个或几个低电流供应分支电路是接通的，使得总传递的负载电流适当地小。相比之下，在常规的AMO结构体系中，通过切换到特别低的电压电源来得到所需的很低的功率输出电平。
不是使用上述控制信号S11_Ctrl、S12_Ctrl、S13_Ctrl...S21_Ctrl、S22_Ctrl、S23_Ctrl...等等控制的启动/使能电路来控制各个功率放大器，控制信息可以包含或嵌入在RF信号中，该RF信号施加到如图6A中的8个波形示出的各个功率放大器P11、P12等的输入端。图6A示出用于各个功率放大器驱动信号S11(t)、S12(t)...和S21(t)、S22(t)...的上述RF信号。例如，在图6A中，假定分支电路11、11'、21和21'总是接通，而剩下的分支电路能够根据前面提到的各种功率回退电平接通或断开。在这个示例中，RF输入信号S11(t)、S11'(t)、S21(t)和S21'(t)分别施加到各个功率放大器P11、P11'、P21和P21'的输入端，并且将是继续的即如图6A中示出的总是接通并且总是传递功率到负载R。分别施加到各个功率放大器P12、P12'、P22和P22'的输入端的剩下的RF输入信号S12(t)、S12'(t)、S22(t)和S22'(t)能够根据前面提到的各个功率回退电平在一段时间中是非切换的而在剩下的时间中是切换的。
参考图6B，表示负载电流电平的信号S(t)或者表示传递给负载R的输出功率电平的其他信号作为输入提供给多分支异相信号生成电路50。图6B中的多分支异相信号生成电路50相应地生成各个RF功率放大器驱动信号S11(t)、S12(t)...和S21(t)、S22(t)....，这些信号作为输入提供给对应的功率放大器P11、P12等，使得多分支异相信号生成电路50的每个输出信号根据当前的回退要求是切换信号或者是反之等于0。例如，在所有的各分支电路都实际上接通并传递功率给负载R时，每个分支电路将接收RF切换信号。对于较低负载电流或负载功率电平，一个或更多个分支电路将接收其RF输入信号的0值。从图6A中示出的波形可以明显看出，信号S12(t)、S12'(t)、S22(t)和S22'(t)的非零部分与驱动信号S1(t)和S2(t)的对应部分相同，而S11(t)、S11'(t)、S21(t)和S21'(t)的所有波形部分总是与驱动信号S1(t)和S2(t)的对应部分相同。很明显的，相比于需要驱动信号S1(t)和S2(t)以及控制信号S12_Ctrl和S22_Ctrl(S11_Ctrl和S21_Ctrl总是等于1)的情况，这个RF信号生成技术需要生成更多的信号(即，8个信号对4个信号)。(即，8个信号对前面的情况下的4个信号，即，S1(t)、S2(t)、S12_Ctrl和S22_Ctrl)。
图7A和图7B示出总体上基于图4A中示出的多分支异相功率放大器框图的差分非对称多电平多分支异相功率放大器的实际实施方式。在图7A和图7B中，第一组分支电路22-1包括上分支电路12和下分支电路11。上分支电路和下分支电路大小不同。分支电路的大小是由信号统计值和效率峰值所在的功率电平确定的。下分支电路11包括与门37-1，其对应于图4A中的使能/启动电路A11。与门37-1的第一输入端接收等于VDD的控制信号S11_Ctrl，以及与门37-1的第二输入端接收驱动信号S1(t)。与门37-1的输出端连接到驱动器电路38-1的输入端，该驱动器电路38-1对应于图4A中的驱动器电路D11。图7A和图7B中的E类功率放大器40-1对应于图4A中的功率放大器P11。E类功率放大器40-1包括N沟道MOS开关晶体管MA、N沟道共源共栅晶体管NA、电感器LC1和电容器CP1。(电容器CP1和CP2能够是功率放大器的输出电容或者是功率放大器的输出电容器和外部电容器的并联组合。)开关晶体管MA的栅极连接到驱动器电路38-1的输出端。开关晶体管MA的源极连接到接地，以及它的漏极连接到共源共栅晶体管NA的源极。共源共栅晶体管NA的栅极连接到共源共栅偏置电压偏置端(BIAS)，以及它的漏极连接到电感器LC1的一个端子、电感器LA的一个端子和电容器CP1的一个端子。电感器LC1的另一些端子连接到电源电压VDD。
第一组22-1的上分支电路12包括与门37-2，其对应于图4A中的使能/启动电路A12。与门37-2的第一输入端接收控制信号S12_Ctrl，而与门37-2的第二输入端接收驱动信号S1(t)。与门37-2的输出端连接到驱动器电路38-2的输入端，该驱动器电路38-2对应于图4A中的驱动器D12。图7A和图7B中的E类功率放大器40-2对应于图4A中的功率放大器P12。E类功率放大器40-2包括N沟道MOS开关晶体管MB、N沟道共源共栅晶体管NB、电感器LC2和电容器CP2。开关晶体管MB的栅极连接到驱动器电路38-2的输出端。开关晶体管MB的源极连接到接地，以及它的漏极连接到共源共栅晶体管NB的源极。共源共栅晶体管NB的栅极连接到共源共栅偏置电压偏置端，以及它的漏极连接到电感器LC2的一个端子、电感器LB的一个端子和电容器CP2的一个端子。电感器LC2的另一些端子连接到VDD。
在图7A和图7B中，第二组分支电路22-2包括上分支电路21和下分支电路22。下分支电路包括与门37-4，其对应于图4A中的启动电路A22。与门37-4的第一输入端接收控制信号S22_Ctrl，以及与门37-4的第二输入端接收驱动信号S2(t)。与门37-4的输出端连接到驱动器电路38-4的输入端，该驱动器电路38-4对应于图4A中的驱动器D22。图7A和图7B中的E类功率放大器40-4对应于图4A中的功率放大器P22。E类功率放大器40-4包括N沟道MOS开关晶体管MB、N沟道共源共栅晶体管NB、电感器LC2和电容器CP2。开关晶体管MB的栅极连接到驱动器电路38-4的输出端。开关晶体管MB的源极连接到接地，以及它的漏极连接到共源共栅晶体管NB的源极。共源共栅晶体管NB的栅极连接到共源共栅偏置电压偏置端，以及它的漏极连接到电感器LC2的一个端子、电感器LB的一个端子和电容器CP2的一个端子。电感器LC2的另一个端子连接到VDD。
第二组22-2的上分支电路21包括与门37-3，其对应于图4A中的启动电路A21。与门37-3的第一输入端接收等于VDD的控制信号S21_Ctrl，而与门37-3的第二输入端还接收驱动信号S2(t)。与门37-3的输出端连接到驱动器电路38-3的输入端，该驱动器电路38-3对应于图4A中的驱动器D21。图7A和图7B中的E类功率放大器40-3对应于图4A中的功率放大器P21。E类功率放大器40-3包括N沟道MOS开关晶体管MA、N沟道共源共栅晶体管NA、电感器LC1和电容器CP1。开关晶体管MA的栅极连接到驱动器电路38-3的输出端。开关晶体管MA的源极连接到接地，以及它的漏极连接到共源共栅晶体管NA的源极。(通常需要驱动器电路D11、D12…等等，因为功率放大器的开关晶体管MA和MB是具有很大栅极电容的非常大的晶体管。)共源共栅晶体管NA的栅极连接到共源共栅偏置电压偏置端，以及它的漏极连接到电感器LC1的一个端子、电感器LA的一个端子和电容器CP1的一个端子。电感器LC1的另一个端子连接到VDD。
图7A和图7B中的分支组22-3和22-4的实施方式基本上分别与分支组22-1和22-2的实施方式相同，除了分支组22-1和22-2的驱动信号S1(t)和S2(t)分别被分支组22-3和22-4的驱动信号S1'(t)和S2'(t)代替外。指定组22-3和22-4中的各个电路元件的标识除了在左侧的控制信号与右侧的控制信号处相同外分别与组22-1和22-2中的相同，除了每个标识包括上撇(')之外。
具体地，在图7A和图7B中，第三组分支电路22-3包括上分支电路12'和下分支电路11'。下分支电路11'包括与门37-1'，其对应于图4A中的使能/启动电路A11'。与门37-1'的第一输入端接收等于VDD的控制信号S11_Ctrl，以及与门37-1'的第二输入端接收驱动信号S1'(t)。与门37-1'的输出端连接到驱动器电路38-1'的输入端，该驱动器电路38-1'对应于图4A中的驱动器D11'。图7A和图7B中E类功率放大器40-1'对应于图4A中的功率放大器P11'。E类功率放大器40-1'包括N沟道MOS开关晶体管MA、N沟道共源共栅晶体管NA、电感器LC1和电容器CP1。开关晶体管MA的栅极连接到驱动器电路38-1'的输出端。开关晶体管MA的源极连接到接地，以及它的漏极连接到共源共栅晶体管NA的源极。共源共栅晶体管NA的栅极连接到共源共栅偏置电压偏置端，以及它的漏极连接到电感器LC1的一个端子、电感器LA的一个端子和电容器CP1的一个端子。电感器LC1的另一个端子连接到电源电压VDD。
第三组22-3的上分支电路12'包括与门37-2'，其对应于图4A中的使能/启动电路A12'。与门37-2'的第一输入端接收控制信号S12_Ctrl，而与门37-2'的第二输入端接收驱动信号S1'(t)。与门37-2'的输出端连接到驱动器电路38-2'的输入端，驱动器电路38-2'对应于图4A中的驱动器D12'。图7A和图7B中的E类功率放大器40-2'对应于图4A中的功率放大器P12'。E类功率放大器40-2'包括N沟道MOS开关晶体管MB、N沟道共源共栅晶体管NB、电感器LC2和电容器CP2。开关晶体管MB的栅极连接到驱动器电路38-2'的输出端。开关晶体管MB的源极连接到接地，以及它的漏极连接到共源共栅晶体管NB的源极。共源共栅晶体管NB的栅极连接到共源共栅偏置电压偏置端，以及它的漏极连接到电感器LC2的一个端子、电感器LB的一个端子和电容器CP2的一个端子。电感器LC2的另一个端子连接到VDD。
在图7A和图7B中，第四组分支电路22-4包括上分支电路21'和下分支电路22'。下分支电路22'包括与门37-4'，其对应于图4A中的启动电路A22'。与门37-4'的第一输入端接收控制信号S22_Ctrl，以及与门37-4'的第二输入端接收驱动信号S2'(t)。与门37-4'的输出端连接到驱动器电路38-4'的输入端，该驱动器电路38-4'对应于图4A中的驱动器D22'。图7A和图7B中的E类功率放大器40-4'对应于图4A中的功率放大器P22'。E类功率放大器40-4'包括N沟道MOS开关晶体管MB、N沟道共源共栅晶体管NB、电感器LC2和电容器CP2。开关晶体管MB的栅极连接到驱动器电路38-4'的输出端。开关晶体管MB的源极连接到接地，以及它的漏极连接到共源共栅晶体管NB的源极。共源共栅晶体管NB的栅极连接到共源共栅偏置电压偏置端，以及它的漏极连接到电感器LC2的一个端子、电感器LB的一个端子和电容器CP2的一个端子。电感器LC2的另一个端子连接到VDD。
第四组22-4的上分支电路21'包括与门37-3'，其对应于图4A中的启动电路A21'。与门37-3'的第一输入端接收等于VDD的控制信号S21_Ctrl，而与门37-3'的第二输入端还接收驱动信号S2'(t)。与门37-3'的输出端连接到驱动器电路38-3'的输入端，该驱动器电路38-3'对应于图4A中的驱动器D21'。图7A和图7B中的E类功率放大器40-3'对应于图4A中的功率放大器P21'。E类功率放大器40-3'包括N沟道MOS开关晶体管MA、N沟道共源共栅晶体管NA、电感器LC1和电容器CP1。开关晶体管MA的栅极连接到驱动器电路38-3'的输出端。开关晶体管MA的源极连接到接地，以及它的漏极连接到共源共栅晶体管NA的源极。(通常需要驱动器电路D11、D12…等等，因为功率放大器的开关晶体管的MA和MB是具有很大栅极电容的非常大的晶体管。)共源共栅晶体管NA的栅极连接到共源共栅偏置电压偏置端，以及它的漏极连接到电感器LC1的一个端子、电感器LA的一个端子和电容器CP1的一个端子。电感器LC1的另一个端子连接到VDD。
在图7A和图7B中，电感器LB连接在导体31-1和导体30-1之间，以及类似地，另一个电感器LB连接在导体31-3和导体30-2之间。电感器LPEC和电容器CPEC串联连接在导体31-1和31-3之间。电感器LA连接在导体32-1和导体30-1之间，以及另一个电感器LA连接在导体32-3和导体30-2之间。另一个电感器LPEC和电容器CPEC串联连接在导体32-1和32-3之间。此外，另一个电感器LA连接在导体32-2和导体30-1之间，以及另一个电感器LA连接在导体导体32-4和导体30-2之间。另一个电感器LPEC和电容器CPEC串联连接在导体32-2和32-4之间。另一个电感器LB连接在导体31-2和导体30-1之间，以及另一个电感器LB连接在导体31-4和导体30-2之间。另一个电感器LPEC和电容器CPEC串联连接在导体31-2和31-4之间。
此外，电感器LEEC连接在导体32-1和32-2之间，以及另一个电感器LEEC连接在导体32-3和32-4之间。电容器CA连接在导体30-1和导体34之间。输出电容器CO连接在导体34和35之间，以及另一个电容器CA连接在导体35和30-2之间。变压器T的初级绕组连接在导体34和35之间的输出电容器CO两端。变压器T的次级绕组连接在负载电阻器R两端，以及次级绕组的一个端子连接到接地。输出电压SOUT(t)在负载电阻器R两端形成。
应当理解，各个分支电路能够在大小上“非对称”，以便最大化异相功率放大器的功率效率，取决于幅值和相位调制的RF信号S(t)的特征，使得在具体的回退功率电平处得到效率峰值并最大化总体平均效率。
在图7A和图7B的非对称多电平多分支异相功率放大器的操作中，一个S1(t)(以及还有一个S1'(t))分支电路和一个S2(t)(以及还有一个S2'(t))分支电路总是被接通，以及另一些分支电路响应于各种控制信号S12_Ctrl和S22_Ctrl被接通或断开。
电感器LPEC和电容器CPEC的每个串联连接组合形成功率增强电路(PEC)，其能够被调谐到基本RF频率的三次谐波(尽管可以使用其他谐波)，并且这样做的结果是“成形”E类功率放大器的N沟道共源共栅晶体管NA和NB的漏极电压，使得针对S1(t)和S2(t)之间的所有相位角度差峰值漏极电压都被减小。这允许增加电源电压VDD(从而也增加每个E类功率放大器能够传递给负载R的最大输出功率)，而无需超过晶体管漏极电压可靠性限制。
每个电感器LEEC形成效率增强电路(EEC)。向量S1(t)和S2(t)具有同相(相差为0)和异相(相差为180°)分量。对于S1(t)和S2(t)向量的“同相”分量，效率增强电路EEC不传导任何电流，因为导体32-1和32-2两者上的电压相等(并且导体32-3和32-4上的电压也相等)。但是对于S1(t)和S2(t)向量的“异相”分量，每个导体LEEC与对应的电容器CP1和对应的电感器LA形成并联谐振网络，并且因此，通过在该谐振频率下呈现到对应的E类功率放大器的大的阻抗，减小了流经并联谐振网络的异相电流的量。这改善了大的“功率回退”操作状况下的总体效率。(根据具体的电路设计，EEC电路可以是电容器(CEEC))。
在图7A和图7B中，功率放大器开关晶体管在基本频率下的接通或断开导致共源共栅晶体管的漏极上的基本频率下的正弦电压信号。上面提到的功率增强电路系统(PEC)操作以通过减小峰值漏极电压的方式，将基本频率的三次谐波(或可能是其他谐波)加到基本频率信号。在RF驱动信号S1(t)和S2(t)之间的相位角θ相对于时间改变时，漏极电压也相对于时间改变。三次谐波被加到基本频率信号，以这种方式以减小S1(t)和S2(t)输入信号之间的相位角θ的所有可能值上的共源共栅晶体管峰值漏极电压。
因此，功率增强电路(PEC)包括LPEC和CPEC并且操作用于减少共源共栅晶体管NA和NB的峰值漏极电压。这允许增加电源VDD，而不需要超过允许的晶体管漏极电压限制，使得更大量的峰值输出功率能够传递到负载电阻器R。
图8示出不同电平控制信号的图7A和图7B中示出的电路在具有和不具有效率增强电路的情况下效率随输出功率变化的仿真曲线。图9示出有效(组合)仿真效率曲线，其示出多电平多分支异相功率放大器的回退效率的明显改善。
所述非对称多电平多分支异相功率放大器相对现有技术的多电平异相放大器具有若干优点。不需要复杂的电源电压切换电路系统。省略了现有AMO放大器的低效电源电压切换电路系统，并因此避免了由现有AMO放大器中的电源电压切换引起的功率损失和不期望地高功率低效。多分支异相功率放大器电路20-1比现有AMO放大器的电源调制/开关更易于实施，因为在现有AMO放大器中生成多个电源电压电平需要多个稳压器电路并且另一些相关电路成本很高。此外，在现有AMO放大器中的电源开关导致明显的信号非线性，并且还引起其他类型的非线性，这是由于电源切换电路中的控制信号路径和输入驱动信号路径之间的不可避免的信号时序失配导致的。所描述的多电平多分支异相功率放大器通过不包括这种提供电压电压切换和功率放大器输入的多信号路径，避免这种信号时序问题(因为所有信号施加到开关模式功率放大器的输入端，并且它们能够易于同步)和异相功率放大器输出信号的相关非线性。此外，使用多个单独使能的分支电路来组合分支电路输出电流允许大的峰值电流和传递给负载的电流总量的大的变化。此外，多电平多分支异相放大器能够以单电平模式或多电平模式操作。具有多分支结构但是以单电平模式操作具有一些益处，因为它能够产生比单分支结构更高的峰值输出功率电平。
尽管本发明已经参考其中的若干具体实施例进行描述，本领域技术人员将能够对本发明描述的实施例做出各种修改，而不脱离它的真实精神和范围。所有与权利要求书中列举的非实质上不同，但是分别以基本上相同的方式执行基本上相同功能以实现与权利要求书所保护的相同效果的元件或步骤都在本发明的保护范围内。例如，一些公开的电感器能够与一些公开的电容器互换。在某种情况下，LA、LB电感器和CA电容器的位置可以互换。LEEC能够放置在其他分支电路之间，即一端连接到31-1而另一端连接到31-2(并且对于右侧一端连接到31-3而另一端连接到31-4)。在一些情况下，LEEC电感器能够由电容器代替。在一些情况下，公共部件能够用于执行效率增强电路(EEC)和功率增强电路(PEC)的功能。还能够使用其他种类的组合器，例如Chireix组合器。开关功率放大器可以是E类放大器之外的其他类型。此外，使用RF信号用于执行所公开的逻辑信号S11_Ctrl、S12_Ctrl、S13_Ctrl...S21_Ctrl、S22_Ctrl、S23_Ctrl...等等的功能是可能的。这种RF信号能够被配置为，在接收功率放大器应当被接通的时间间隔期间看作为至功率放大器的具有合适相位调制的开关信号，以及在功率放大器将被断开的时间间隔期间看作为“0”。

Claims (20)

1.一种多电平多分支异相放大器，其包含：
(a)第一分支组电路，其包括接收第一RF输入信号和第一控制信息的第一分支电路和接收所述第一输入信号和第二控制信息的第二分支电路，所述第一分支电路和第二分支电路中的每个分支电路都包括相应的功率放大器，所述第二控制信息使得所述第二分支电路能够选择性地接通或断开，而所述第一分支电路保持处于接通状态；
(b)第二分支组电路，其包括接收第二RF输入信号和第三控制信息的第三分支电路和接收所述第二输入信号和第四控制信息的第四分支电路，所述第三分支电路和第四分支电路中的每个分支电路都包括相应的功率放大器，所述第四控制信息使得所述第四分支电路能够选择性地接通或断开，而所述第四分支电路保持在处于接通状态；以及
(c)组合器电路系统，其用于组合所述功率放大器的输出信号以及产生负载两端的输出信号。
2.根据权利要求1所述的多电平多分支异相放大器，其中所述第一控制信息、第二控制信息、第三控制信息和第四控制信息分别被包括在第一逻辑信号、第二逻辑信号、第三逻辑信号和第四逻辑信号中。
3.根据权利要求1所述的多电平多分支异相放大器，其中所述第一控制信息、第二控制信息、第三控制信息和第四控制信息分别被包括在施加到所述功率放大器的输入端的相应的RF信号中。
4.根据权利要求3所述的多电平多分支异相放大器，其中所述功率放大器是开关功率放大器。
5.根据权利要求4所述的多电平多分支异相放大器，其中所述功率放大器是E类功率放大器。
6.根据权利要求2所述的多电平多分支异相放大器，其中每个分支电路都包括启动电路，所述启动电路使得由该分支电路接收的所述第一输入信号或所述第二输入信号能够响应于由该分支电路接收的所述控制信号施加到该分支电路的所述功率放大器。
7.根据权利要求4所述的多电平多分支异相放大器，其中每个开关功率放大器都包括具有栅极电容的开关晶体管。
8.根据权利要求7所述的多电平多分支异相放大器，其中每个分支电路都分别包括驱动器电路，所述驱动器电路为相应的开关晶体管的所述栅极电容充电。
9.根据权利要求1所述的多电平多分支异相放大器，其进一步包括：
第三分支组电路，其包括接收第三RF输入信号和所述第一控制信息的第五分支电路和接收所述第三RF输入信号和所述第二控制信息的第六分支电路，其中所述第三RF输入信号与所述第一RF输入信号互补；
第四分支组电路，其包括接收第四RF输入信号和所述第三控制信息的第七分支电路和接收所述第四RF输入信号和所述第四控制信息的第八分支电路，其中所述第四RF输入信号与所述第二RF输入信号互补，所述第五分支电路、第六分支电路、第七分支电路和第八分支电路中的每个分支电路还包括相应的功率放大器；以及
所述相应的功率放大器的输出通过所述组合电路系统组合从而产生所述负载两端的所述输出信号。
10.根据权利要求6所述的多电平多分支异相放大器，其中每个启动电路包括逻辑与电路。
11.根据权利要求1所述的多电平多分支异相放大器，其中相比于所述多电平多分支异相放大器能够传递给所述负载的峰值功率量，所述控制信息对应于正由所述多电平多分支异相放大器传递给所述负载的功率量。
12.根据权利要求1所述的多电平多分支异相放大器，其包括效率增强电路系统，所述效率增强电路系统包括在所述第一分支组电路的所述多电平多分支异相放大器分支电路中的所述功率放大器的输出端和所述第二分支组电路的对应的分支电路的所述功率放大器的所述输出端之间耦合的电抗效率元件，以便利用与那些功率放大器相关联的电抗元件形成谐振网络，从而在传递给所述负载的功率量相对低时减小异相电流。
13.根据权利要求1所述的多电平多分支异相放大器，其包括耦合到所述功率放大器的其中一个的输出端的功率增强电路系统，以便以预定频率谐振并因此减小所述第一输入信号和第二输入信号之间的所有相位角的峰值晶体管漏极电压，使得所述多电平多分支异相放大器的电源电压能够增加，而不引起超出预定晶体管漏极电压限制，其中所述预定频率是所述第一RF输入信号的基本频率的谐波频率。
14.一种用于操作多电平多分支异相放大器的方法，其包含：
(a)施加第一RF输入信号到第一分支组电路的第一分支电路和所述第一分支组电路的第二分支电路，并且还施加第二RF输入信号到第二分支组电路的第三分支电路和所述第二分支组电路的第四分支电路；
(b)施加第一控制信息到所述第一分支电路以便保持所述第一分支电路处于接通状态，并且还施加第二控制信息到所述第二分支电路以便选择性地接通或断开所述第二分支电路的功率放大器；
(c)还施加第三控制信息到所述第三分支电路以便保持所述第三分支电路处于接通状态，并且还施加第四控制信息到所述第四分支电路以便选择性地接通或断开所述第四分支电路的功率放大器；以及
(d)组合所述功率放大器的输出以便产生负载两端的输出信号。
15.根据权利要求14的方法，其中每个分支电路包括启动电路，并且所述方法包括响应于该分支电路接收到的所述控制信号，选择性地接通或断开该分支电路，并且其中所述第一控制信息、第二控制信息、第三控制信息和第四控制信息分别被包括在第一逻辑信号、第二逻辑信号、第三逻辑信号和第四逻辑信号中。
16.根据权利要求14所述的方法，其包括提供分别施加到所述功率放大器的输入端的RF信号中的所述第一控制信息、第二控制信息、第三控制信息和第四控制信息。
17.根据权利要求14所述的方法，其包括操作组合器电路系统以组合该分支电路的所述功率放大器的所述输出。
18.根据权利要求14所述的方法，其包括将所述功率放大器提供为开关功率放大器。
19.根据权利要求14所述的方法，其中相比于所述多电平多分支异相放大器能够传递给所述负载的峰值功率量，所述控制信息对应于所述多电平多分支异相放大器正传递给所述负载的功率量。
20.一种多电平多分支异相放大器，其包含：
用于施加第一RF输入信号到第一分支组电路的第一分支电路和所述第一分支组电路的第二分支电路并且还施加第二RF输入信号到第二分支组电路的第三分支电路和所述第二分支组电路的第四分支电路的装置；
用于施加第一RF输入信号到第一分支组电路的第一分支电路和所述第一分支组电路的第二分支电路并且还施加第二RF输入信号到第二分支组电路的第三分支电路和所述第二分支组电路的第四分支电路的装置；以及
用于组合所述功率放大器的输出从而产生负载两端的输出信号的装置。
CN201510181189.3A 2014-04-17 2015-04-16 多分支异相系统和方法 Active CN105048979B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/255,164 2014-04-17
US14/255,164 US10193508B2 (en) 2014-04-17 2014-04-17 Multi-branch outphasing system and method

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105048979A true CN105048979A (zh) 2015-11-11
CN105048979B CN105048979B (zh) 2019-10-25

Family

ID=54322884

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510181189.3A Active CN105048979B (zh) 2014-04-17 2015-04-16 多分支异相系统和方法

Country Status (2)

Country Link
US (2) US10193508B2 (zh)
CN (1) CN105048979B (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107017917A (zh) * 2017-05-27 2017-08-04 福建三元达科技有限公司 一种td‑lte三频自动识别的功放方法和装置
CN110710114A (zh) * 2017-03-01 2020-01-17 波罗·米格尔·德·阿林助·博尔热斯·蒙特祖马·德·卡瓦略 利用非线性放大器用于量化线性放大的装置
CN112106296A (zh) * 2018-05-11 2020-12-18 华为技术有限公司 一种放大器、放大电路及移相器

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2882099A1 (en) * 2013-12-03 2015-06-10 Freescale Semiconductor, Inc. Multiple-state, switch-mode power amplifier systems and methods of their operation
US10193508B2 (en) * 2014-04-17 2019-01-29 Texas Instruments Incorporated Multi-branch outphasing system and method
JP2016119518A (ja) * 2014-12-18 2016-06-30 富士通株式会社 増幅装置及び増幅方法
US9543910B2 (en) * 2015-03-06 2017-01-10 Apple Inc. Radio frequency system switching power amplifier systems and methods
EP3070842A1 (en) * 2015-03-17 2016-09-21 Nokia Technologies OY Method and apparatus for supplying power to an amplifier
US9899976B2 (en) * 2016-06-17 2018-02-20 Infineon Technologies Americas Corp. Compact chireix combiner and impedance matching circuit
US10123286B2 (en) * 2016-06-30 2018-11-06 Qorvo Us, Inc. Outphasing power management circuit for radio frequency (RF) beamforming
CN112771778B (zh) * 2018-11-30 2024-07-23 华为技术有限公司 功率放大器电路
CN111082760A (zh) * 2019-12-06 2020-04-28 华南理工大学 一种基于fpga的宽带异相功放发射系统
EP3876420A1 (en) 2020-03-02 2021-09-08 Nokia Solutions and Networks Oy Radio frequency transmission
US11664773B2 (en) 2020-07-31 2023-05-30 Massachusetts Institute Of Technology Radio-frequency power generator and control method

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4890073A (en) * 1988-02-25 1989-12-26 Erbe Elektromedizin Gmbh High frequency generator for use with loads subject to great impedance variations
CN1788212A (zh) * 2003-06-23 2006-06-14 艾利森电话股份有限公司 检测雷达信号发射器之存在的方法、电子支援措施单元和用于确定所述发射器的位置和身份的系统
US20070105511A1 (en) * 2005-10-19 2007-05-10 Rainer Koller Transmission path and method for signal processing in a transmission path
US20100019843A1 (en) * 2006-07-24 2010-01-28 Richard Hellberg Method For Controlling A Linear Amplifier And Power Amplifier Arrangement
US20100117727A1 (en) * 2008-11-11 2010-05-13 Massachusetts Institute Of Technology Asymmetric multilevel outphasing architecture for rf amplifiers
US20100141168A1 (en) * 2008-12-05 2010-06-10 General Electric Company Class-e amplifier and lighting ballast using the amplifier
US7830209B1 (en) * 2009-01-19 2010-11-09 Cirrus Logic, Inc. Signal level selected efficiency in a charge pump power supply for a consumer device audio power output stage
CN102017400A (zh) * 2008-05-05 2011-04-13 Nxp股份有限公司 高效线性linc功率放大器
CN102356542A (zh) * 2009-03-19 2012-02-15 高通股份有限公司 具有保护电路的共源共栅放大器
CN102904531A (zh) * 2011-07-29 2013-01-30 联发科技（新加坡）私人有限公司 放大器与相关的接收器

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ES2218340T3 (es) * 2001-07-11 2004-11-16 Ttpcom Limited Transmisor para un dispositivo de telecomunicacion movil.
US8736336B2 (en) * 2010-04-19 2014-05-27 Nec Corporation Phase shifter having transistor of which impedance is changeable according to phase control amount
US8744378B2 (en) 2012-02-09 2014-06-03 Texas Instruments Incorporated LINC transmitter with improved efficiency
US10193508B2 (en) * 2014-04-17 2019-01-29 Texas Instruments Incorporated Multi-branch outphasing system and method

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4890073A (en) * 1988-02-25 1989-12-26 Erbe Elektromedizin Gmbh High frequency generator for use with loads subject to great impedance variations
CN1788212A (zh) * 2003-06-23 2006-06-14 艾利森电话股份有限公司 检测雷达信号发射器之存在的方法、电子支援措施单元和用于确定所述发射器的位置和身份的系统
US20070105511A1 (en) * 2005-10-19 2007-05-10 Rainer Koller Transmission path and method for signal processing in a transmission path
US20100019843A1 (en) * 2006-07-24 2010-01-28 Richard Hellberg Method For Controlling A Linear Amplifier And Power Amplifier Arrangement
CN102017400A (zh) * 2008-05-05 2011-04-13 Nxp股份有限公司 高效线性linc功率放大器
US20100117727A1 (en) * 2008-11-11 2010-05-13 Massachusetts Institute Of Technology Asymmetric multilevel outphasing architecture for rf amplifiers
US20100141168A1 (en) * 2008-12-05 2010-06-10 General Electric Company Class-e amplifier and lighting ballast using the amplifier
US7830209B1 (en) * 2009-01-19 2010-11-09 Cirrus Logic, Inc. Signal level selected efficiency in a charge pump power supply for a consumer device audio power output stage
CN102356542A (zh) * 2009-03-19 2012-02-15 高通股份有限公司 具有保护电路的共源共栅放大器
CN102904531A (zh) * 2011-07-29 2013-01-30 联发科技（新加坡）私人有限公司 放大器与相关的接收器

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
FREDERICK H. RAAB: "Efficiency of Outphasing RF Power-Amplifier Systems", 《IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS》 *
PHILIP A. GODOY等: "A 2.4-GHz, 27-dBm Asymmetric Multilevel Outphasing Power Amplifier in 65-nm CMOS", 《IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS》 *

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110710114A (zh) * 2017-03-01 2020-01-17 波罗·米格尔·德·阿林助·博尔热斯·蒙特祖马·德·卡瓦略 利用非线性放大器用于量化线性放大的装置
CN107017917A (zh) * 2017-05-27 2017-08-04 福建三元达科技有限公司 一种td‑lte三频自动识别的功放方法和装置
CN107017917B (zh) * 2017-05-27 2019-08-02 福建三元达科技有限公司 一种td-lte三频自动识别的功放方法和装置
CN112106296A (zh) * 2018-05-11 2020-12-18 华为技术有限公司 一种放大器、放大电路及移相器
US11533031B2 (en) 2018-05-11 2022-12-20 Huawei Technologies Co., Ltd. Amplifier, amplification circuit and phase shifter
CN112106296B (zh) * 2018-05-11 2022-12-27 华为技术有限公司 一种放大器、放大电路及移相器

Also Published As

Publication number Publication date
US20190173438A1 (en) 2019-06-06
CN105048979B (zh) 2019-10-25
US10193508B2 (en) 2019-01-29
US20150303961A1 (en) 2015-10-22
US11171616B2 (en) 2021-11-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105048979B (zh) 多分支异相系统和方法
US9755672B2 (en) Integrated power supply and modulator for radio frequency power amplifiers
US9634577B2 (en) Inverter/power amplifier with capacitive energy transfer and related techniques
EP3568912B1 (en) Intrinsically linear, digital power amplifier employing nonlinearly-sized rf-dac, multiphase driver, and overdrive voltage control
US10840805B2 (en) Integrated power supply and modulator for radio frequency power amplifiers
US8957727B2 (en) Asymmetric multilevel outphasing architecture for RF amplifiers
US8547177B1 (en) All-digital switched-capacitor radio frequency power amplification
US9385669B2 (en) Class-E outphasing power amplifier with efficiency and output power enhancement circuits and method
CN103178786A (zh) 多路Doherty放大器
US8744378B2 (en) LINC transmitter with improved efficiency
EP3105852B1 (en) Integrated power supply and modulator for radio frequency power amplifiers
Singhal et al. A zero-voltage-switching contour-based power amplifier with minimal efficiency degradation under back-off
Fritzin et al. Design and analysis of a class-D stage with harmonic suppression
CN103684300B (zh) 用于功率放大器的系统和方法
Yuan et al. A multiphase switched capacitor power amplifier in 130nm CMOS
US20140333378A1 (en) Circuit arrangement for generating a radio frequency signal
US8195109B2 (en) Single ended switched power amplifier with tuned load coupling block
JP2019057809A (ja) 増幅器及び送信機
US10536118B2 (en) Circuit and a method for operating a circuit
US11356069B2 (en) Digital power amplifier
Wittlinger et al. Switching Mode Power Amplifier for Fully Digital RF Transmitter at 3.6 GHz in 22 nm FD-SOI CMOS
Vadakkan Kayyil Reconfigurable Outphasing Switched-Capacitor Power Amplifier
Liu et al. A compact tuneable output network for high efficient chireix outphasing power amplifier design
GB2471308A (en) Low voltage radio frequency power amplifier with modulation input

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant