CN102445281A - 能提高温度传感精度的rfid温度传感装置 - Google Patents

Abstract

本发明属于无线射频识别领域及无线传感领域。为提供一种能提高温度传感精度的RFID温度传感装置，在保证较低功耗的前提下，扩大测量范围，提高测量精度，为达到上述目的，本发明采取的技术方案是，一种能提高温度传感精度的RFID温度传感装置，包括：对阅读器帧头信号进行处理的数字部分、PTAT电流源、振荡器、异步计数器；PTAT电流源，是由与电源无关的偏置电路和双极晶体管结合构成，产生的电流通过偏置电路提供给振荡器，输出的振荡脉冲信号用于对以上产生的宽脉冲通过异步计数器进行采样计数，最终产生包含温度信息的数字信号。本发明主要应用于带温度传感的无线射频识别场合。

Description

能提高温度传感精度的RFID温度传感装置

技术领域

本发明属于无线射频识别领域及无线传感领域，具体涉及能提高温度传感精度的RFID温度传感装置。

背景技术

射频识别技术(Radio Frequency Identification，简称RFID)是一种非接触式的自动识别技术，它通过射频信号自动识别标签并且能够进行双向的数据传输。与传统的自动识别技术不同，射频识别技术可以进行远距离，非视距的识别，并且识别过程无需人工操作，过程快捷方便。一般而言，射频识别技术识别距离可达到几十米以上，可以识别高速运动中的物体，并且可以同时识别多个标签。同时，与传统的条形码相比，RFID标签具有防水防磁，耐高温，寿命长，识别距离大，数据容量大，读写方便等优点。因此，它被广泛的认为是传统条形码的替代品。

一个完整的RFID系统一般来说由两部分组成，即阅读器(Reader)和电子标签(Tag)。RFID系统的工作原理是阅读器发射特定频率的无线电波能量给标签，标签接收到射频信号后，经过一系列的数据处理与命令执行过程，将自身内部的数据发射回阅读器，然后阅读器便依照一定的次序接收并解读数据，完成对标签的识别。

带有智能传感器的RFID，是无线传感网络WSN(Wireless Sensor Network)的重要组成部分。随着无源电子标签中嵌入传感器电路等新功能需求的出现和性能的不断提高，如何在标签芯片里有效地嵌入传感器成为人们研究的一大热点。其中，在标签芯片中嵌入温度传感电路是其中的一大方向。

目前基于CMOS工艺的RFID温度传感方法有两种典型的结构，一种结构是利用模数转换(ADC)将与温度有关的电压信号转换成包含温度信息的数字信号来实现温度的测量；另一种结构是采用时域数字量化的方式将周期随温度变化的信号转化为包含温度信息的数字信号，即利用一个输出周期随温度变化的时钟对一个脉冲宽度与温度无关的脉冲信号进行采样计数，或者利用一个输出周期与温度无关的时钟对一个脉冲宽度随温度变化的脉冲信号进行采样计数，从而得到与温度相关的数字信息，最终通过后续数字信号处理得到温度信息。其中第二种方法功耗很低，但一般测量范围较小，测量精度不高，对时钟稳定性要求较高。

以往的利用时域数字量化方式进行的温度传感方法中，产生计数器使能信号的恒定脉冲产生器电路，本身可能受温度影响，而使得产生的脉冲的宽度并不是完全与温度无关，最终使得计数不够准确。

发明内容

为克服现有技术的不足，提供一种能提高温度传感精度的RFID温度传感装置，在保证较低功耗的前提下，扩大测量范围，提高测量精度，为达到上述目的，本发明采取的技术方案是，一种能提高温度传感精度的RFID温度传感装置，包括：对阅读器帧头信号进行处理的数字电路、PTAT电流源、振荡器、异步计数器；

通过数字电路，对阅读器的帧头信号进行处理，得到一个宽脉冲；

PTAT电流源，是由与电源无关的偏置电路和双极晶体管结合构成，最终产生的电流与温度呈正线性关系，将这个电流通过偏置电路提供给振荡器，不同温度下电流不同，使得输出的振荡脉冲信号周期不同，利用这个包含温度信息的振荡信号通过异步计数器对前述宽脉冲进行采样计数，最终产生包含温度信息的数字信号。

帧头信号为25μs的周期信号，数字电路为包含数字计数器的CPLD，数字计数器对收到的帧头信号进行计数，一旦检测到低电平则数字计数器开始工作，遇上升沿计一个数，计数到8，遇到第9个上升沿时，使复位信号为1，则输出一直保持为0。

PTAT电流源构成为，一个P沟道MOS管漏极接一个N沟道MOS管漏极，该N沟道MOS管栅极与漏极相连，源极接一个三极管发射极；另一个P沟道MOS管漏极接另一个N沟道MOS管漏极，该N沟道MOS管源极通过电阻接另一个三极管发射极；前述两个三极管的基极、集电极都连接在一起，并且接地；输出PMOS管栅极与前两个PMOS管栅极相连，形成电流镜结构，电流从输出PMOS管的漏极输出。

振荡器电路，该电路由偏置电路、迟滞比较器和缓冲级电路组成，偏置电路作用是将之前PTAT电流源产生的与温度正线性相关的电流偏置给迟滞比较器，同时为迟滞比较器提供一个恒定的参考电压，作为比较器正输入端的输入电压；缓冲级电路是对迟滞比较器的输出进行缓冲，使得输出波形更理想；迟滞比较器的具体构成为：由差分输入级和输出级构成，差分输入级结构是：包括左、右半边电路，左半边电路，第一级是用NMOS管做输入管，用连接成二级管的PMOS管做负载的共源级，第一级输入管NMOS管输出电压做第二级共源级即右半边电路负载的共源极的负载栅压，右半边电路负载的共源极为电流源负载，右半边电路与左半边电路对称相同，只是第二级共源级是以左半边电路输入管为输入管，迟滞比较器的输出级结构是：用二级管连接的NMOS管做负载的共源级提供电压，输入到用NMOS电流源做负载的共源级作为负载管的栅压。

本发明具有如下技术效果：

1.抗温度变化的恒定脉冲信号。以往的利用时域数字量化方式进行的温度传感方法中，产生计数器使能信号的恒定脉冲产生器电路，本身可能受温度影响，而使得产生的脉冲的宽度并不是完全与温度无关，最终使得计数不够准确，本发明采用一种新方法，利用数字电路对阅读器发送的命令信号进行处理，得到脉冲宽度与温度完全无关的脉冲信号，有效克服了以上问题，提高了温度传感的精度。

2.测量范围大，采样计数精度高。一般采用时域数字量化方式的温度传感方法是用基准振荡器对与温度线性相关的脉冲信号进行采样计数，由于可利用的电路的温度系数都较小，使得随温度变化，脉冲周期变化较小，最终造成测量范围小，测量精度低，本发明用与温度线性相关的脉冲信号作为时钟信号对恒定脉冲进行采样计数，恒定脉冲宽度很大，使得在-50℃-50℃的宽温度范围内，采样计数差值较大，最终使温度传感精度得到进一步提高。

附图说明

图1为整个温度传感方法实现的框图。

图2为数字电路对阅读器帧头处理前后的波形图。

图3为PTAT电流源电路图。

图4为基于迟滞比较器的振荡器电路图。图中，PM表示P沟道MOS管，NM表示N沟道MOS管，后面的数字代表序号。

图5为8位异步计数器电路图。

具体实施方式

本文利用一个输出周期随温度变化的时钟对一个脉冲宽度与温度无关的脉冲信号进行采样计数实现RFID温度传感，其中的宽脉冲完全不受温度影响，时钟脉冲随温度变化的线性度很好，且测量范围大，精度高。

采用时域数字量化的方式进行温度传感，主要包括温度脉冲转换(TPC，Temperature toPulse Conversion)和时间数字转换(TDC，Time to Digital Conversion)。其中温度脉冲转换(TPC)是将温度信息转化为不同脉冲宽度的脉冲信号，该转换的主要作用是产生脉冲宽度随温度线性变化的脉冲信号；时间数字转换(TDC)是采用一个时钟脉冲对一个宽脉冲进行计数，最终得到随温度变化的数字信号。如果TPC产生的周期随温度线性变化的脉冲是一个宽脉冲，则需要一个基准振荡器对这个宽脉冲进行采样计数，最终得到包含温度信息的数字信号；而如果时钟脉冲周期随着温度呈线性变化，即TPC产生的脉冲作为时钟脉冲，而利用一个不随温度变化的恒定脉冲作为计数器的使能信号，则最终采样结果也会随之变化，这样每个值将对应一个温度。本发明采用后一种方法，提出一种能产生周期完全不随温度变化的宽脉冲的方法，使得最终的采样计数精度更高。

本发明提出的提高测量精度的RFID温度传感方法，是采用时域数字量化的方式实现的，其电路结构包括以下模块：对阅读器帧头信号进行处理的数字部分、PTAT(Proportional toAbsolute Temperature，与绝对温度成正比例)电流源、振荡器、8位异步计数器。

通过数字电路，对阅读器的帧头信号(一个周期为25μs的，持续9个周期的Manchester码)进行处理，得到一个宽度为200μs的宽脉冲，这避免了电路本身可能产生的温度系数，使得产生的脉冲信号宽度完全不受温度影响，该信号作为计数器的使能信号。

PTAT电流源电路，是由与电源无关的偏置电路和双极晶体管结合构成，最终产生的电流与温度呈正线性关系。将这个电流通过偏置电路提供给振荡器，不同温度下电流不同，使得输出的振荡脉冲信号周期不同，利用这个包含温度信息的振荡信号对以上产生的恒定脉冲进行采样计数，最终产生包含温度信息的数字信号。

本发明中的计数器是8位异步计数器，由8个二分频器构成，最终实现256分频，计数范围为0-255。

下面结合附图和具体实施方式进一步详细说明本发明。

本发明提出的提高测量精度的RFID温度传感方法，其电路结构包括以下模块：对阅读器帧头信号进行处理的数字部分、PTAT电流源、振荡器、8位异步计数器。

如图2所示，上图为阅读器帧头检测和帧头命令的格式图，利用Verilog语言实现对该波形的处理，主要是对25μs的周期信号进行计数，一旦检测到低电平则数字计数器开始工作，遇高电平计一个数，计数到8时，使复位信号为1，则输出一直保持为0，

即得到图2下图所示的宽脉冲，其脉冲宽度为200μs。

图3所示为PTAT电流源电路，该电路由与电源无关的偏置电路和双极晶体管结合构成，P1、P2和N1、N2均为相同的对管，为了使两条支路电流相等，即I_d1＝I_d2，电路要保证V_sn1＝V_sn2，V_sn1和V_sn2分别为N1管和N2管的源极电压，利用两个PNP管基射极电压Vbe的差值，电阻上的电压为：

$V_R=V_{e1}-V_{e2}=V_{\mathrm{be}2}-V_{\mathrm{be}1}=V_T\left[\ln \left(n\right)\right]=\frac{\mathrm{kT}\left[\ln \left(n\right)\right]}{q}$

其中，V_e1，V_e2分别为PNP1和PNP2管的发射极电压，V_be1和V_be2分别为PNP1和PNP2管的基射极之间的电压，V_T为热电压，k为波尔兹曼常数，T为绝对温度，n为两个管子有效发射结面积的比值，q为电子的带电量。

因此，如果P3管也跟P1、P2管相同，则最终输出电流为：

$I_{\mathrm{PTAT}}=I_{d1}=I_{d2}=V_T\left[\ln \left(n\right)\right]=\frac{\mathrm{kT}\left[\ln \left(n\right)\right]}{\mathrm{qR}}$

根据等效热电压V_T的正温度系数，输出电流与温度成正线性关系。

图4所示是振荡器电路，该电路由偏置电路、迟滞比较器和缓冲级电路组成。最左侧部分为偏置电路，主要作用是将之前PTAT电流源产生的与温度正线性相关的电流偏置给迟滞比较器，同时为迟滞比较器提供一个恒定的参考电压，作为比较器正输入端的输入电压。最右侧的缓冲级是对迟滞比较器的输出进行缓冲，使得输出波形更理想。

本发明采用迟滞比较器，原因如下：通常情况下，比较器工作于噪声环境中，并且在阈值点检测信号的变化，如果比较器工作速度足够快(这取决于最普遍出现的噪声的频率)且噪声的幅度足够大的话，其输出端也将存在噪声。在这种情况下，可以通过在比较器中引入迟滞来进行改进。迟滞是比较器的一种特性，其输入阈值是输入(或输出)电平的函数。尤其是当输入经过阈值时输出会改变，同时，输入阈值也随之降低，所以在比较器的输出又一次改变状态之前输入必须回到上一阈值。注意，输入从负值开始并向正值变化时，输出一直保持不变，直到输入达到正向转折点V⁺ _TPR时，比较器输出才开始改变。一旦输出变高，实际转折点将被改变。当输入向负值方向减小时，输出不变，直到输入达到负向转折点V^- _TPR时，比较器输出才开始转换状态。一个包含噪声的信号如果加在没有迟滞的比较器输入端，阈值点附近的噪声变化使比较器的输出也充满着噪声。而引入迟滞的比较器(迟滞电压必须等于或大于最大噪声幅度)，输出将不再有噪声信号。

迟滞比较器的实现有多种方法，且全部都是利用正反馈实现，可以被细分为外部正反馈和内部正反馈两种。本发明实施例是采用带内部正反馈的迟滞比较器。该电路由差分级和输出级两部分组成，其中的差分级有两条反馈路径，第一条是通过晶体管NM1和NM2的共源节点的串联电流反馈，属于负反馈，第二条是连接源-漏极的并联电压反馈，属于正反馈。当正反馈系数大于负反馈系数时，整个电路为正反馈，在电压输出曲线中将出现迟滞，即当β_PM2/β_PM1＞1时，迟滞将会出现，也就是只有当PM2(PM3)的宽长比大于PM1(PM4)的宽长比时，迟滞作用才会存在。

本发明采用基于迟滞比较器的振荡器，其中迟滞比较器由差分输入级和输出级构成，本发明采用的差分输入级结构是：其中左半边电路，第一级是用NMOS管，即图4中的NM1做输入管，用二级管连接的PMOS管，即图4中PM1做负载的共源级，其输出电压做第二级共源级的负载栅压，即图4中PM2的栅压，PM2为电流源负载，而第二级共源级是以右半边电路的输入管，即图4中的NM2作为输入管的。同样，右半边电路与左半边电路对称相同，只是第二级共源级是以左半边电路输入管，即NM1为输入管。本发明迟滞比较器的输出级结构是：用二级管连接的NMOS管，即图4中NM3做负载的共源级提供电压，输入到用NMOS电流源做负载的共源级作为负载管的栅压，即NM4的栅压。

具体的实例为：差分级由晶体管PM1，PM2，PM3，PM4，NM1，NM2和NM6组成，假设Vi+输入一个正电压值V_ref，当NM2的输入电压Vi-远小于V_ref时，NM1导通，NM2截止，于是，PM1和PM2将导通，PM3和PM4将截止，流经NM6的电流I全部流经PM1和NM1，因此PM4的漏极电压输出为高电平，此时，PM2试图提供如下电流：

其中(W/L)_PM1和(W/L)_PM2分别表示PM1和PM2管的宽长比。

随着Vi+不断的向阈值点(未知)增加，I的一些电流开始流过NM2，此现象一直持续到这样一点，即流过NM2的电流等于PM2中的电流，当超过这一点时比较器才改变状态。当比较器改变状态后，大部分的尾电流将流过PM4和NM2，于是PM3导通，PM1，PM2，NM1截止。同理，随着输入的减小，电路到达某一点使NM1中的电流值增加到与PM3中的电流值相等时，输入电压正是负转折点。

差分级通常不能单独使用，因此需要一个输出级以提供合理的输出电压摆幅和输出电阻。输出级由晶体管PM5，PM6，NM3，NM4组成，在输出端实现了差分到单级的转换。

最终，振荡器的输出反馈回比较器输入端，通过一个反相器对电容充电，充电电压输入比较器的负输入端。最初，整个电路的输出为低电平，反馈到输入端，PM13导通，NM11截止，因此电源电压通过PM9，PM13为电容充电，因此Vi-逐渐增大，当Vi-超过正向转折点时，输出反转为高电平，通过反馈，PM13截止，NM11导通，电容通过NM11，NM12放电，因此Vi-电压逐渐减小，当减小到低于负向转折点时，输出端再次翻转，如此往复进行即产生了周期性的脉冲信号。当电容值恒定时，

I_bias·Δt＝C·ΔV

其中Δt是电容C的充(放)电时间，ΔV是电容C充放电压差，等于迟滞比较器正负参考电压差，即

ΔV＝V_ref+-V_ref-

则振荡器周期T为

$T=2\mathrm{\Δt}=\frac{2C\·\mathrm{\ΔV}}{I\_\mathrm{bias}}=\frac{2C\·(V_{\mathrm{ref}+}-V_{\mathrm{ref}-})}{I\_\mathrm{bias}}$

当电容值保持不变时，充电时间与电流的大小有关，电流越大，充电时间越短，产生的脉冲周期就越小，最终使得不同温度下产生不同周期的脉冲。

本发明采用的计数器为8位异步计数器，是以二分频器为基础的，二分频器电路由两个带复位端的D触发器构成，而两个触发器采用相反的时钟信号，第二个触发器的输出Q端取反后反馈回第一个触发器的输入端，输出信号在输入时钟信号上升沿时进行翻转，而一旦复位信号有效，则输出信号归零。

图5所示为8位异步计数器，8个二分频电路组成，第一级分频器的输出作为第二级分频器的时钟信号，控制第二级触发器的翻转；第二级分频器的输出作为第三级分频器的时钟信号，控制第三级触发器的翻转；第三级分频器的输出作为第四级分频器的时钟信号，控制第四级触发器的翻转；以此类推。因此，各级触发器输出信号的频率依次减半，Q0的输出是计数时钟信号CP的2分频，Q1是4分频，Q2是8分频，Q3是16分频，以此类推，最终达到256分频，计数范围为0-255，该计数器利用一个与非门和一个非门，通过使能信号en和时钟信号clk控制计数，当en信号为0时，第一个二分频器的时钟信号始终为0，此时计数器不工作，而当en信号为1时，第一个二分频器的时钟信号与输入的时钟信号一致，上升沿时开始工作，当en变成低电平平时，计数停止，且每个输出都变成低电平。

Claims (4)

1.一种能提高温度传感精度的RFID温度传感装置，其特征是，包括：对阅读器帧头信号进行处理的数字电路、PTAT电流源、振荡器、异步计数器；

通过数字电路，对阅读器的帧头信号进行处理，得到一个宽脉冲；

PTAT电流源，是由与电源无关的偏置电路和双极晶体管结合构成，最终产生的电流与温度呈正线性关系，将这个电流通过偏置电路提供给振荡器，不同温度下电流不同，使得输出的振荡脉冲信号周期不同，利用这个包含温度信息的振荡信号通过异步计数器对前述宽脉冲进行采样计数，最终产生包含温度信息的数字信号。

2.如权利要求1所述装置，其特征是，帧头信号为25μs的周期信号，数字电路为包含数字计数器的CPLD，数字计数器对收到的帧头信号进行计数，一旦检测到低电平则数字计数器开始工作，遇上升沿计一个数，计数到8，遇到第9个上升沿时，使复位信号为1，则输出一直保持为0。

3.如权利要求1所述装置，其特征是，PTAT电流源构成为，一个P沟道MOS管漏极接一个N沟道MOS管漏极，该N沟道MOS管栅极与漏极相连，源极接一个三极管发射极；另一个P沟道MOS管漏极接另一个N沟道MOS管漏极，该N沟道MOS管源极通过电阻接另一个三极管发射极；前述两个三极管的基极、集电极都连接在一起，并且接地；输出PMOS管栅极与前两个PMOS管栅极相连，形成电流镜结构，电流从输出PMOS管的漏极输出。。

4.如权利要求1所述装置，其特征是，振荡器电路由偏置电路、迟滞比较器和缓冲级电路组成，偏置电路作用是将之前PTAT电流源产生的与温度正线性相关的电流偏置给迟滞比较器，同时为迟滞比较器提供一个恒定的参考电压，作为比较器正输入端的输入电压；缓冲级电路是对迟滞比较器的输出进行缓冲，使得输出波形更理想；迟滞比较器的具体构成为：由差分输入级和输出级构成，差分输入级结构是：包括左、右半边电路，左半边电路，第一级是用NMOS管做输入管，用连接成二级管的PMOS管做负载的共源级，第一级输入管NMOS管输出电压做第二级共源级即右半边电路负载的共源极的负载栅压，右半边电路负载的共源极为电流源负载，右半边电路与左半边电路对称相同，只是第二级共源级是以左半边电路输入管为输入管，迟滞比较器的输出级结构是：用二级管连接的NMOS管做负载的共源级提供电压，输入到用NMOS电流源做负载的共源级作为负载管的栅压。

Images