CN102175338B - 用于无源超高频射频识别的微功耗温度检测电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于无源超高频射频识别的微功耗温度检测电路，主要解决现有电路中功耗高、重复计数和受工艺影响大的缺点。该温度检测电路中包括：基准电路模块、VBE电压产生模块、两个结构完全相同压控振荡器模块、分频器模块、计数器操作控制模块、计数器模块以及振荡器关断模块。通过两个压控振荡器，抵消工艺偏差等因素带来的影响，提高整体电路的抗工艺涨落性能；通过计数器控制电路，控制计数器进行增加和减少两次操作，实现在两次操作种计数器不同控制电压的相减，进一步提高整体电路的抗工艺涨落性能；通过振荡器关断电路，使电路在检测完温度以后，处于关断状态，有效的避免了重复计数，节约了功耗，可用于无源射频识别领域。

Description

用于无源超高频射频识别的微功耗温度检测电路

技术领域

本发明属于微电子技术领域，涉及集成电路设计，特别是一种温度检测电路，用于无源超高频射频识别UHF RFID芯片，用来检测环境温度。

背景技术

射频识别RFID技术是一种无接触识别技术，其基本原理是利用射频信号及其空间耦合、传输特性，实现对静止或移动中的待识别物品的机器识别。

射频识别系统一般由两部分组成，即电子标签和阅读器。在电子标签与阅读器之间实现射频信号的空间耦合，在耦合通道内，根据时序关系，实现能量的传递、数据的交换。系统工作时，阅读器发出微波查询能量信号，电子标签收到微波能量信号后，将一部分微波查询能量信号整流为直流电源供电子标签内部的电路工作，另一部分微波查询能量信号被电子标签内保存的数据信息调制后反射回阅读器。阅读器接收反射回的幅度调制信号，从中提取出电子标签中保存的标识性数据信息。

近年来，射频识别RFID广泛应用于例如供应链管理、门禁系统等场合。当射频识别系统和传感系统，例如温度检测系统、湿度检测系统、光强检测系统以及压力检测系统等相结合时，它的应用就可以拓展到环境检测等诸多的应用领域。

然而，由于传统的温度检测电路存在以下问题，使得无法应用于无源超高频射频系统中。

1.传统温度检测电路的功耗较大。由于无源射频识别系统中标签的能量来源于阅读器向标签发送的射频信号，标签所能获得的能量有限，因此要求标签的功耗要非常低。标签的功耗越低，所能识别的有效距离就越远。工作与860MHZ～960MHZ频段的射频识别系统，标签的功耗一般为几十个微瓦。而传统的温度检测电路，功耗甚至在毫瓦量级，完全无法满足此类工作场合的要求。

2.传统的温度检测电路受工艺偏差等等的因素影响比较大。传统的温度检测电路中，由于电阻等器件受工艺影响非常大，因此最终的整体电路受到工艺影响比较大。

3.传统的温度检测电路在上电以后一直工作，在无源射频识别领域，这是非常不利的。

发明内容

本发明的目的在于克服上述已有技术的不足，提供一种用于无源超高频射频识别的微功耗温度检测电路，以实现每次上电只进行一次计数操作，并减小功耗，提高抗工艺涨落性能。

为实现上述目的，本发明包括：

基准电路，用于提供整体电路的偏置电流，同时为第二压控振荡器提供参考电压；

VBE产生电路，用于为第一压控振荡器输出参考电压；

第一压控振荡器，其输出经过分频器分频后为计数器提供使能信号；

第二压控振荡器，用于为计数器输出时钟信号；

计数器，用于实现计数操作，并输出最终的电路结果；

计数器控制电路，用于控制计数器实现相减的操作，同时控制基准电路为VBE产生电路输出的基准电流；

振荡器关断电路，用于在检测完成之后关断第一压控振荡器和第二压控振荡器；

该第一压控振荡器与第二压控振荡器结构完全相同，以提高抗工艺涨落性能。

该压控振荡器，包括：

比较器，其负输入端接参考电压，正输入端接电容上极板，用于控制充电电容上的最高电压；

三个级联反相器，它们依次连接，其输入与比较器输出连接，输出与电容充放电控制电路连接，以给电容充电或者放电，同时提供电容的放电延时；

电容充放电控制电路，其输入与反相器的输出连接，以控制电容的充电或者放电操作，其输出与电容的上极板连接；

NMOS开关管，其栅极与振荡器关断电路的输出连接，漏极与比较器的输出连接，控制比较器输出在检测完成后置位于低电平。

该计数器控制电路，包括：

下降沿敏感的T触发器，其输入与分频器的输出连接，用来检测分频器输出信号的第一个下降沿，其输出与NMOS开关管栅极连接；

NMOS开关管，其漏极与电流源连接，源极与电容上极板连接，栅极与下降沿敏感的T触发器的输出连接，用于控制是否给电容充电；

PMOS开关管，其漏极与电容上极板连接，源极接地，栅极与外部Reset信号连接，用于复位电容上的电压至低电平；

两个级联缓冲器，其输入为电容上的电压，用于提供足够的驱动能力，输出给计数器和基准电路。

该振荡器关断电路，包括：

两个级联下降沿敏感的T触发器，其输入与分频器输出连接，用来检测分频器输出信号的第二个下降沿，其输出与NMOS开关管栅极连接；

NMOS开关管，输入为下降沿敏感的T触发器的输出，用于控制是否给电容充电，其漏极与电流源连接，源极与电容的上极板连接；

PMOS开关管，输入为外部Reset信号，用于复位电容上的电压至低电平，其漏极与电容的上极板连接，源极接地；

两个级联缓冲器，输入为电容上的电压，用于提供足够的驱动能力，输出给第一振荡器和第二振荡器。

该分频器，包括：

四个级联的下降沿敏感T触发器，它们依次连接，其输入与第一压控振荡器的输出连接，输出与六个级联的上升沿敏感T触发器相连，通过该下降沿敏感的触发器，避免振荡器工作初期的不稳定状态对输出结果的影响；

六个级联的上升沿敏感T触发器，它们依次连接，其输入与四个级联的下降沿敏感T触发器输出连接，输出作为计数器的使能信号，通过该上升沿敏感的T触发器，避免检测时间过多的浪费。

本发明的优点在于：

1)本发明由于设有振荡器关断电路，使温度检测电路在上电之后只进行一次温度检测的操作，之后使振荡器停止工作；避免了重复计数，也节约了功耗。

2)本发明由于采用了两个结构完全相同的压控振荡器，极大的提高了温度检测电路的抗工艺涨落性能。

3)本发明由于设有计数器控制电路，控制计数器进行增加和减少两次计数操作，实现了对两次计数中压控振荡器的不同控制电压的相减，同时控制VBE产生电路在两次计数过程中控制不同的电流流过三极管，产生两个不同的压控振荡器控制电压；该两个电压的差值不依赖于流过三极管的电流绝对值，而是与两次计数操作中流过三极管的电流比值有关，由于电流的比值对工艺的敏感性远小于电流的绝对值对工艺的敏感性，因此进一步提高了温度检测电路的抗工艺涨落性能。

仿真结果表明，本发明的温度检测范围可达到-40℃～100℃，精度可达到±1.5℃；工艺角偏差小于2℃；在上述温度范围内，功耗低于2μW。

附图说明

图1是本发明的电路总体结构框图。

图2是本发明中采用的压控振荡器结构框图。

图3是本发明中采用的振荡器关断电路结构框图。

图4是本发明中采用的计数器控制电路结构框图。

图5是本发明关键节点信号的仿真波形图。

图6是本发明计数器的输出随温度变化的仿真曲线图。

图7是本发明计数器的输出误差随温度变化的仿真曲线图。

图8是本发明整体功耗随温度变化的仿真曲线图。

图9是本发明工艺角偏差随温度变化的仿真曲线图。

具体实施方式

下面结合附图和实例对本发明进行详细描述。

参照图1所示，本发明温度检测电路包括：基准电路101、第二压控振荡器102、振荡关断电路103、计数器控制电路104、计数器105、VBE产生电路106、第一压控振荡器107和分频器108。其中：基准电路101的电流输出I_REF分别与VBE产生电路106、第一压控振荡器107和第二压控振荡器102连接，电压输出V_REF与第二压控振荡器102连接；VBE产生电路106的输出V_BE与第一压控振荡器107连接；第一压控振荡器107的输入与外部使能信号EN连接，输出Ten与分频器108连接；第二压控振荡器102的输入与外部使能信号EN连接，输出TCLK与计数器105连接；分频器108的输出TEN分别与计数器105、振荡器关断电路103和计数器控制电路连接；振荡器关断电路103的输入与外部Reset信号连接，输出Vstop分别与第一压控振荡器107和第二压控振荡器102连接；计数器控制电路104的输入与外部Reset信号连接，输出Control分别与计数器108和VBE产生电路106连接；计数器108的输出N为整体电路输出。

整体电路的工作原理如下：上电后，计数器105清零；基准电路101为VBE产生电路106提供一个大小为50nA的基准电流，同时为第一压控振荡器102提供一个温度系数为15ppm的电压V_REF，控制第一压控振荡器102工作，产生一个时钟信号TCLK给计数器105；VBE产生电路106利用电流境技术，产生一个250nA的电流I_E1，该电流流入一个三极管，产生输出电压V_BE1，作为第一压控振荡器107在第一次计数操作中的控制电压；第一压控振荡器107的输出经过分频器108分频后产生一个使能信号TEN给计数器105；在TEN下降沿没有到来之前，计数器控制电路104输出为低电平，控制计数器105做增加的操作，当TEN信号变为高电平时，计数器105开始对信号TCLK计数，当TEN信号变为低电平时，计数器105停止计数，保持计数值；计数器控制电路104输出变为高电平，控制计数器105的操作变为减法操作，同时，VBE产生电路106控制一个50nA的电流I_E2流入一个三极管，产生输出电压V_BE2，作为第一压控振荡器107的在第二次计数操作中的控制电压；当TEN再次变为高电平时，计数器105对信号TCLK计数，初始值即为上次计数的结果，操作为减法操作；当TEN再次变为低电平时，计数器105停止计数，振荡器关断电路103产生一个信号Vstop，用于关断第二压控关断振荡器102和第一压控振荡器107，计数器105输出结果送入外部基带处理器。

本发明中，VBE产生电路106从基准电路101引入电流后，利用电流镜技术，生成250nA的电流I_E1和50nA的电流I_E2；受到计数器控制电路104输出信号的控制，第一次计数过程中，电流I_E1流过三极管，第二次计数时，电流I_E2流过三极管。VBE产生电路106的输出为三极管的基极与发射极的电压差，因此，VBE产生电路106在两次计数过程中所产生电压的差值为：

$V_{\mathrm{BE}1}-V_{\mathrm{BE}2}=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \frac{I_{E1}}{I_S}-\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \frac{I_{E2}}{I_S}=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \frac{I_{E1}}{I_{E2}}=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln 5.$

式中：k表示波尔兹曼常数，T表示开氏温度，q表示单个电子所带的电荷量，I_S表示三极管的反向饱和电流。

参照图2所示，本发明中，第一压控振荡器102和第二压控振荡器107都采用的环形振荡器结构，它由充放电电容201、比较器202，反相器203、反相器204、反相器205、充放电电路206和NMOS开关管207构成。其中：比较器202的负输入端与外部参考电平连接，正输入端与电容201的正极板连接，输出与反相器203连接；反相器203、反相器204和反相器205依次连接，输出与充放电电路206连接；充电电路206的输出与电容201的正极板连接；NMOS开关管207的栅极与振荡器关断电路103的输出信号Vstop连接，漏极与比较器202的输出端连接。由于第一压控振荡器107和第二压控振荡器102采用同样大小的基准电流，所以电流值随温度和工艺的变化并不会对结果产生影响。

所述压控振荡器的工作原理如下：

当反相器205的输出信号fosc为低电平时，由充放电电路206对电容201以50nA的电流进行充电，当电容201上的电压达到比较器202的阈值电压时，比较器202的输出变为低电平，经过反相器203、反相器204、反相器205以后，反相器205的输出信号fosc翻转为高电平，控制充放电电路206对电容201以10uA的电流进行放电，电容201上的电压降低为低电平，比较器202输出翻转为高电平，经过反相器203、反相器204、反相器205，使反相器205的输出信号fosc再次发生翻转，如此周而复始形成振荡波形。直到振荡器关断电路输出信号Vstop到来，使NMOS开关管208导通，将比较器202的输出端置位到低电平，振荡器停止工作。

从压控振荡器的工作原理可知，由于电容201的放电时间远大于充电时间，振荡器输出信号的周期近似为式中：C表示振荡器中充放电电容的容值，V表示比较器负输入端所输入的参考电压值，I表示电容充电电流值。由此，将信号TCLK的周期T_CLK可以表示为：

式中：C₂表示第二压控振荡器102中的充电电容容值，V_REF代表基准电路提供给第二压控振荡器102的参考电压值，I₁代表基准电路提供给第二压控振荡器102的基准电流值。

两次计数操作中Ten信号的周期T_en1和T_en2可以分别表示为：

$T_{\mathrm{en}1}=\frac{C_1{V}_{\mathrm{BE}1}}{I_2},$ $T_{\mathrm{en}2}=\frac{C_1{V}_{\mathrm{BE}2}}{I_2};$

式中：C₁表示第一压控振荡器107中的充电电容容值，I₂代表基准电路101提供给第二压控振荡器102的基准电流，其与第一次计数操作中的基准电流I₁相等。

参照图3所示，本发明中，计数器控制电路104由下降沿敏感T触发器301、NMOS开关管302、反相器303、反相器304、电容305、PMOS开关管306和电流源307组成。其中：下降沿敏感T触发器301的输入与分频器108的输出端TEN连接，输出与NMOS开关管302的栅极连接；NMOS开关管302的漏极与电流源307连接，源极与电容305的上极板连接；反相器303的输入与电容305的上极板连接，输出与反相器304相连；反相器304的输出信号Control给计数器105和VBE产生电路106；PMOS开关管306的栅极与外部Reset信号连接，源极与电容305的上极板连接。

所述计数器控制电路的工作原理为：

当信号TEN的第一次下降沿到来后，下降沿敏感T触发器301的输出变为高电平，NMOS管302导通，控制电流源307向电容305充电，电容上的电压被充至高电平，经过反相器303和反相器304的缓冲，输出Control信号给计数器105和VBE产生电路106；PMOS管306起到复位的作用。

参照图4所示，本发明中，振荡器关断电路103由下降沿敏感T触发器401、下降沿敏感T触发器402、NMOS开关管403、反相器404、反相器405、电容406、PMOS开关管407和电流源408组成。其中：下降沿敏感T触发器401的输入与分频器108的输出TEN连接，输出与下降沿敏感T触发器402连接；下降沿敏感T触发器402输出与NMOS开关管403的栅极连接；NMOS开关管403的漏极与电流源408连接，源极与电容406的极板连接；反相器404的输入与电容406的上极板连接，输出与反相器405相连；反相器405输出信号Vstop分别与第一压控振荡器107和第二压控振荡器102连接；PMOS开关管407的栅极与外部Reset信号连接，源极与电容406的上极板连接。

所述振荡器关断电路的工作原理为：

当信号TEN的第二次下降沿到来后，下降沿敏感T触发器402的输出变为高电平，NMOS管403导通，控制电流源408向电容406充电，电容上的电压被充至高电平，经过反相器404和反相器405的缓冲，输出Vstop信号给第一压控振荡器107和第二压控振荡器102。PMOS管407起到复位的作用。

本发明中，分频器108由四个下降沿敏感的T触发器和六个上升沿敏感T触发器构成，分频数为2¹⁰。其中：四个下降沿敏感的T触发器依次连接，输入为第一压控振荡器的输出Ten；六个上升沿敏感T触发器依次连接，输入为Ten，输出为TEN。

分频器108的输出信号TEN在两次计数操作中的周期T_EN1和T_EN2分别为：

$T_{\mathrm{EN}1}=T_{\mathrm{en}1}\×2^{10}=\frac{C_1{V}_{\mathrm{BE}1}}{I_1}\×2^{10};$ $T_{\mathrm{EN}2}=T_{\mathrm{en}2}\×2^{10}=\frac{C_1{V}_{\mathrm{BE}2}}{I_2}\×2^{10};$

通过所述的下降沿敏感的触发器，避免振荡器工作初期的不稳定状态对输出结果的影响；通过所述的上升沿敏感的T触发器，避免检测时间过多的浪费。

本发明中，计数器105单次计数的输出值为：使能信号TEN周期的一半与时钟信号TCLK的周期之比。

计数器第一次计数后的输出N₁为：

$N_1=\frac{T_{\mathrm{EN}1}}{T_{\mathrm{CLK}}}\×\frac{1}{2}\×2^{10}=\frac{C_1{V}_{\mathrm{BE}1}}{C_2{V}_{\mathrm{REF}}}\×2^9;$

第二次计数值N₂为：

$N_2=\frac{T_{\mathrm{EN}2}}{T_{\mathrm{CLK}}}\×\frac{1}{2}\×2^{10}=\frac{C_1{V}_{\mathrm{BE}2}}{C_2{V}_{\mathrm{REF}}}\×2^9;$

计数器105第一次计数为增加操作，第二次计数为减小操作，实现了两次计数值的相减操作，因此最终计数器的输出N为：

$N=N_1-N_2=\frac{C_1(V_{\mathrm{BE}1}-V_{\mathrm{BE}2})}{C_2{V}_{\mathrm{REF}}}\×2^9=\frac{C_1}{C_2}\×\frac{1}{V_{\mathrm{REF}}}\×\frac{\mathrm{kT}}{q}\×\ln 5\×2^9.$

由于V_REF的温度系数仅为15ppm，其余参数与温度无关，因此计数器105的输出N与温度T近似成线性关系，并且与电源电压和偏置电流均无关。

本发明中，电容C₁与电容C₂之比设为7.28，偏置电压V_REF设为260mV。从而计数器输出为：N＝2T；即本设计的分辨率为0.5℃。

本发明的效果可以由以下仿真进一步说明：

1、仿真条件

本发明采用TSMC18rf工艺，电源电压为1V，在-40℃～100℃的温度范围内，对每个整数温度，分别在TT工艺角、FF工艺角和SS工艺角下对整体电路进行仿真。

2、仿真内容

2.1)本发明在TT工艺角、27℃下对整体电路仿真，得到的计数器105的控制信号Control、计数器105的使能信号T_EN和振荡器关断电路103的输出信号Vstop的波形如图5所示，从图5中可以看出，上电后只进行了一次检测。

2.2)本发明在温度范围为-40℃～100℃的TT工艺角下对整体电路仿真，得到的计数器105的输出N随温度变化的曲线如图6所示，从图6可以看出计数器105的输出N对温度T的线性度非常好。

2.3)本发明在温度范围为-40℃～100℃的TT工艺角下对整体电路仿真，得到的计数器105的输出与理想值的偏差随温度变化的曲线如图7所示，从图7可以看出误差在±1.5℃之内。

2.4)本发明在温度范围为-40℃～100℃的TT工艺角下对整体电路仿真，得到的整体电路功耗随温度变化的曲线如图8所示，从图8可以看出功耗随温度的升高而增加，最大功耗为1.68μW。

2.5)本发明在温度范围为-40℃～100℃的TT工艺角、FF工艺角和SS工艺角下分别对整体电路仿真，得到的FF工艺角下计数器105的输出与TT工艺角下计数器105的输出的偏差值曲线如图9中实线所示，SS工艺角下计数器105的输出与TT工艺角下计数器105的输出的偏差值曲线如图9中虚线所示，从图9可以看出，工艺角之间的最大偏差为2℃。

Claims (5)

1.一种用于无源超高频射频识别的微功耗温度检测电路，其特征在于包括：

基准电路(101)，用于提供整体电路的偏置电流，同时为第二压控振荡器(102)提供参考电压；

VBE产生电路(106)，用于为第一压控振荡器(107)输出参考电压；

第一压控振荡器(107)，其输出经过分频器(108)分频后为计数器(105)提供使能信号；

第二压控振荡器(102)，用于为计数器(105)输出时钟信号；

计数器(105)，用于实现计数操作，并输出最终的电路结果；

计数器控制电路(104)，用于控制计数器实现相减的操作，同时控制基准电路(101)为VBE产生电路(106)输出基准电流；

振荡器关断电路(103)，用于在检测完成之后关断第一压控振荡器(107)和第二压控振荡器(102)；

所述的第一压控振荡器(107)与第二压控振荡器(102)结构完全相同，以提高抗工艺涨落性能。

2.根据权利要求1所述的微功耗温度检测电路，其特征在于压控振荡器，包括：

比较器(202)，其负输入端接参考电压，正输入端接电容(201)上极板，用于控制充电电容(201)上的最高电压；

三个级联反相器(203，204，205)，它们依次连接，其输入与比较器(202)输出连接，输出与电容充放电控制电路(206)连接，以给电容(201)充电或者放电，同时提供电容(201)的放电延时；

电容充放电控制电路(206)，其输入与反相器(205)的输出连接，以控制电容(201)的充电或者放电操作，其输出与电容(201)的上极板连接；

NMOS开关管(207)，其栅极与振荡器关断电路(103)的输出连接，漏极与比较器(202)的输出连接，控制比较器(202)输出在检测完成后置位于低电平。

3.根据权利要求1所述的微功耗温度检测电路，其特征在于计数器控制电路(104)，包括：

下降沿敏感的T触发器(301)，其输入与分频器(108)的输出连接，用来检测分频器(108)输出信号的第一个下降沿，其输出与NMOS开关管(302)栅极连接；

NMOS开关管(302)，其漏极与电流源(307)连接，源极与复位电容(305)上极板连接，栅极与下降沿敏感的T触发器(301)的输出连接，用于控制是否给复位电容(305)充电；

PMOS开关管(306)，其漏极与复位电容(305)上极板连接，源极接地，栅极与外部Reset信号连接，用于复位电容(305)上的电压至低电平；

两个级联缓冲器(303，304)，其输入为复位电容(305)上的电压，用于提供足够的驱动能力，输出给计数器(105)和基准电路(101)。

4.根据权利要求1所述的微功耗温度检测电路，其特征在于振荡器关断电路(103)，包括：

两个级联下降沿敏感的T触发器(401，402)，其输入与分频器(108)输出连接，用来检测分频器(108)输出信号的第二个下降沿，其输出与NMOS开关管(403)栅极连接；

NMOS开关管(403)，输入为下降沿敏感的T触发器(402)的输出，用于控制是否给复位电容(406)充电，其漏极与电流源(408)连接，源极与复位电容(406)的上极板连接；

PMOS开关管(407)，输入为外部Reset信号，用于复位电容(406)上的电压至低电平，其漏极与复位电容(406)的上极板连接，源极接地；

两个级联缓冲器(404，405)，输入为复位电容(406)上的电压，用于提供足够的驱动能力，输出给第一压控振荡器(107)和第二压控振荡器(102)。

5.根据权利要求1所述的微功耗温度检测电路，其特征在于分频器(108)，包括：

四个级联的下降沿敏感T触发器，它们依次连接，其输入与第一压控振荡器(107)的输出连接，输出与六个级联的上升沿敏感T触发器相连，通过该下降沿敏感的触发器，避免振荡器工作初期的不稳定状态对输出结果的影响；

六个级联的上升沿敏感T触发器，它们依次连接，其输入与四个级联的下降沿敏感T触发器输出连接，输出作为计数器(105)的使能信号，通过该上升沿敏感的T触发器，避免检测时间过多的浪费。

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