CN102414996A - 无线通信装置和无线通信方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了在具有通常发送接收模式和失真校正模式的无线通信装置中，在通常发送接收模式中不影响线路特性而良好地进行通信，在失真校正模式时将发送信号折回到接收系统，提取因电路的窄带性或非线性引起的失真分量，对失真进行校正的无线通信装置及无线通信方法。在无线通信装置(100)中，失真检测单元(111)使用发送基带信号及接收基带信号，检测失真分量，耦合量调整电路(180)调整发送天线(130)和接收天线(140)之间的耦合量，耦合量控制单元(170)在通常接收发送模式时和失真校正模式时，切换耦合量。

Description

无线通信装置和无线通信方法
技术领域
本发明主要涉及在包含信息终端的无线通信装置中对因自身的电路具有的频率特性或非线形特性引起的失真分量进行校正的技术，特别涉及毫米波段的无线通信装置及无线通信方法。
背景技术
近年来，在使用了毫米波段的无线通信领域中的RF(Radio Frequency：射频)电路的MMIC(Monolithic Microwave Integrated Circuit：单片微波集成电路)化不断进展。但是，在毫米波段等超高频带中，设备能力劣化，因而为了使包含频率特性、线性中的至少一个以上的电路特性良好，需要流过大量电流，从而存在导致功耗增加的倾向。
另一方面，也有将毫米波段的RF电路搭载于小型的便携式信息终端的动向。因此，要求毫米波RF电路的低功耗化，但若实行低功耗化，则如上述的电路的频率特性、线性中的至少一个以上会劣化。因此，要确保良好的通信，需要用于对因频率特性或非线性引起的失真分量进行校正的失真校正技术。
作为失真校正技术的方法，例如提出了下述结构，即，在自身的发送电路的最终级设置方向性耦合器(coupler)，在接收系统的初级设置了开关，以取出发送信号，切换所取出的发送信号和实际上接收到的接收信号(例如，参照专利文献1)。
图1是专利文献1中记载的以往的无线装置的示意结构图。该无线装置是安装了调制方式A和调制方式B的、与多个频带及多种调制方式对应的多频带、多模式的发送接收机。并使用一个调制方式A的发送系统和一个调制方式B的接收系统进行说明。
在无线装置10中，发送系统的结构包括：预失真单元11，将输入信号和被反馈的信号进行比较而对失真进行补偿；数字/模拟(D/A：Digital toAnalog(数字至模拟))变换器12，将数字信号变换为模拟信号；调制单元13，将由D/A变换器12生成的频率分量低的信号变换为高频信号；功率放大器(PA：Power Amplifier)14，将高频信号放大到期望的功率电平；以及方向性耦合器(CUP：Coupler)15，取出进行了放大的信号的一部分。
另外，在无线装置10中，接收系统的结构包括：切换器(SW：Switch；开关)16，切换通过的信号；噪声指数小的放大器(LNA：Low Noise Amplifier)17；解调单元18，从被传输的信号解调为原信号；以及模拟/数字(A/D：Analogto Digital(模拟至数字))变换器19，将模拟信号变换为数字信号。
以下说明上述那样构成的无线装置10的动作。在发送系统中，由调制单元13进行了调制的信号通过PA14后，为了对所输入的信号的失真进行补偿，通过CUP15将其分配为使接收系统反馈的信号和直接发送的信号。
从CUP15分配给失真补偿用的信号经由接收系统的SW16，输出到LNA17后，由解调单元18进行解调。由于经解调的接收信号中包含失真分量，所以预失真单元11将该接收信号和原发送信号进行比较，并提取发生了的失真分量，将所提取的失真分量与输入的发送信号进行相加而对失真进行补偿。由此，能够进行去除了失真分量的高精度通信。
这样，通过采用专利文献1那样的无线装置结构，根据通过了接收系统的反馈来提取发送系统的失真分量，并将提取出的失真分量与原信号相加，从而能够补偿失真。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：特开2009-055378号公报
发明内容
发明要解决的问题
但是，毫米波段中存在下述问题，即，因在PA14输出后使用CUP15而产生损耗，所以在天线端的输出功率电平降低。另外存在下述问题，即，在接收系统中，在LNA17的前级设置SW16，在这里也产生损耗，所以使接收系统的总NF(Noise Figure：噪声指数)劣化。
进而，在使用毫米波进行近距离通信(例如假定1cm～1m)时，由于接收功率的动态范围较大为约40dB，所以有时需要进行包含应对在各电路中的增益切换。但是，在专利文献1的方法中存在下述问题，即，将发送信号折回到接收系统的情况下，需要在某个一定的电平下折回，所以难以进行与各个接收功率匹配的失真补偿。
本发明的目的在于，提供在具有通常发送接收模式和失真校正模式的无线通信装置中，能够在通常发送接收模式中不影响线路特性而良好地进行通信，在失真校正模式中将发送信号折回到接收系统，提取因电路的窄带性或非线性引起的失真分量，对失真进行校正的无线通信装置及无线通信方法。
解决问题的方案
本发明的无线通信装置具有通常发送接收模式和失真校正模式，所述无线通信装置包括：发送电路，其具有从发送基带信号通过无线发送处理而生成高频信号的发送处理电路和将所述高频信号放大的功率放大器；发送天线，发送由所述功率放大器进行了放大的所述高频信号；接收天线，接收由所述发送天线进行了发送的所述高频信号；接收电路，其具有对由所述接收天线接收到的所述高频信号进行放大的低噪声放大器和对由所述低噪声放大器进行了放大的所述高频信号进行解调而生成接收基带信号的接收处理电路；失真检测单元，使用所述发送基带信号及所述接收基带信号，检测失真分量；调整单元，调整所述发送天线和所述接收天线之间的耦合量；以及控制单元，根据所述通常发送接收模式和所述失真校正模式，切换所述耦合量。
根据该结构，在通常发送接收模式下不影响电路特性而良好地进行通信，并且在失真校正模式下将发送信号折回到接收系统，提取因电路的窄带性或非线性引起的失真分量，能够校正失真。
本发明的无线通信装置还包括：增益控制单元，控制所述功率放大器及所述低噪声放大器中的至少一方的增益，所述控制单元根据由所述增益控制单元所设定的所述增益，控制所述耦合量，以使从所述发送天线到所述接收天线的折回信号的强度为使所述接收电路不发生失真的电平。
根据该结构，能够调整从发送天线到接收天线的折回信号的强度，所以即使在功率放大器或低噪声放大器的特性发生了变化的状态下，也能够进行调整以对于接收电路输入所期望的接收功率。
本发明的无线通信装置在所述发送天线和所述接收天线之间配置接地(GND)，所述调整单元具有无馈电元件(passive element)以及配置在所述GND和所述无馈电元件之间的开关。
根据该结构，通过在发送接收天线间配置无馈电元件及开关的简单结构，能够在失真校正模式下将发送信号折回到接收系统，并且在通常发送接收模式下不影响电路特性而良好地进行通信。
本发明的无线通信装置在所述发送天线和所述接收天线之间配置GND，所述耦合量调整单元具有无馈电元件以及配置在所述GND和所述无馈电元件之间的可变电容。
根据该结构，通过在发送接收天线间配置无馈电元件及可变电容的简单结构，能够在失真校正模式下将发送信号与接收功率匹配地折回到接收系统，并且在通常发送接收模式下不影响电路特性而良好地进行通信。
本发明的无线通信装置将所述发送天线的电场面与所述接收天线的电场面对向地配置。
根据该结构，通过将发送接收天线的电场面对向地配置，能够经由无馈电元件而将发送接收天线进行电磁场耦合，所以能够将发送信号折回到接收系统。
本发明的无线通信装置中，所述发送电路、所述接收电路以及所述开关由MMIC构成。
根据该结构，能够通过将MMIC安装在天线基板上而形成耦合量调整电路，因而能够低价地提供无线通信装置。
本发明的无线通信装置中，所述发送天线使用多个天线元件来构成，所述调整单元使用多个移相器来构成，所述多个移相器的各个移相器分别设置在所述多个天线元件和所述功率放大器之间，所述控制单元通过调整所述多个移相器的相位而对所述耦合量进行控制。
根据该结构，通过使用移相器而可改变发送天线的方向性，因而能够切换从发送天线到接收天线的折回信号的强度，所以能够通过失真校正模式而将信号从发送天线折回到接收天线，并且能够通过通常发送接收模式，不影响对电路特性而良好地进行通信。
本发明的无线通信方法适用于具有通常发送接收模式和失真校正模式的无线通信装置，所述无线通信方法包括：从发送基带信号通过无线发送处理而生成高频信号；放大所述高频信号而生成发送信号；发送所述发送信号；接收所述发送信号而输出接收信号；放大所述接收信号；对所放大的所述接收信号进行解调而生成接收基带信号；使用所述发送基带信号及所述接收基带信号，检测失真分量；调整发送天线和接收天线之间的耦合量；以及根据所述通常发送接收模式和所述失真校正模式，切换所述耦合量。
根据该方法，通过通常发送接收模式，不影响电路特性而良好地进行通信，并且通过失真校正模式将发送信号折回到接收系统，提取因电路的窄带性或非线性引起的失真分量，从而能够校正失真。
发明的效果
根据本发明，在具有通常发送接收模式及失真校正模式的无线通信装置中，通过通常发送接收模式，不电影响路特性而良好地进行通信，并且通过失真校正模式将发送信号折回到接收系统，提取因电路的窄带性或非线性引起的失真分量，从而能够校正失真。
附图说明
图1是以往的无线通信装置的示意结构图。
图2是表示本发明实施方式1的无线通信装置的主要结构的方框图。
图3是实施方式1的无线通信装置中与调整发送接收天线间的相互耦合量有关的示意结构图。
图4是表示一例实施方式1的无线通信装置的耦合量调整的控制方法的图。
图5是实施方式1的无线通信装置中与调整发送接收天线间的相互耦合量有关的另外的示意结构图。
图6是表示实施方式1的无线通信装置的主要结构的方框图。
图7是实施方式1的无线通信装置中与调整发送接收天线间的相互耦合量有关的另外的示意结构图。
图8是表示本发明实施方式2的无线通信装置的主要结构的方框图。
图9是表示本发明实施方式3的无线通信装置的主要结构的方框图。
图10是表示一例实施方式3的阻抗调整电路的内部结构的图。
图11是表示一例实施方式3的无线通信装置的图。
标号说明
100、200、300、400 无线通信装置
110 基带处理单元
111 失真检测单元
120 发送电路
121 无线发送处理单元
122 功率放大器(PA：Power Amplifier)
130、210 发送天线(Tx_ANT)
140 接收天线(Rx_ANT)
150 接收电路
151 低噪声放大器(LNA)
152 无线接收处理单元
160 增益控制单元
170、230 耦合量控制单元
180、220 耦合量调整电路
181 无馈电元件
182、183 开关
190 接地
211-1～211-N 天线元件
221-1～220-N 移相器
310-1、310-2、420-1、420-2 分支电路
320、430 阻抗调整电路
321 放大器
322 输入传输线路
323 输出传输线路
324 晶体管
325 漏极端子
326 栅极端子
330 阻抗控制单元
具体实施方式
以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。
(实施方式1)
图2是表示本实施方式的无线通信装置的主要结构的方框图。另外，本实施方式的无线通信装置100具有通常发送接收模式和失真校正模式。
基带(BB：Baseband)处理单元110生成发送基带信号，并将所生成的发送基带信号输出到发送电路120。另外，基带处理单元110计算后述的数字区域的接收基带信号的接收功率，并将计算出的接收功率输出到增益控制单元160。
发送电路120具有无线发送处理单元121及功率放大器(PA：PowerAplifier)122。
无线发送处理单元121对发送基带信号进行包含D/A(数字至模拟转换器)变换、调制、上变频中的至少一个以上的无线发送处理，将其变换为高频信号。
PA122放大高频信号。
发送天线(Tx_ANT)130发送由PA122进行了放大的高频信号。
接收天线(Rx_ANT)140接收由发送天线130发送且经由无线传播路径到达的高频信号。
接收电路150具有低噪声放大器(LNA)151及无线接收处理单元152。
LNA151放大由接收天线130接收到的高频信号。
无线接收处理单元152对由LNA151进行了放大的高频信号进行包含解调、下变频、A/D(模拟至数字)变换中的至少一个以上的无线接收处理，并将其变换为接收基带信号。
失真检测单元111检测接收基带信号的失真分量。作为失真分量的检测方法，例如，将发送基带信号和接收基带信号进行比较，检测差分作为失真分量。另外，接收基带信号的失真分量的检测方法并不限于此，例如，也可以检测作为含有ACLR(Adjacent Channel Leakage Power Ratio：相邻信道泄漏功率比)的失真分量。另外，在图2中表示了失真检测单元111位于基带处理单元110的内部的结构例，但失真检测单元111也可以设置在基带处理单元110的外部。
进而，失真检测单元111将对应于检测出的失真分量的校正量与发送基带信号相加，对失真进行补偿。
增益控制单元160基于接收基带信号的接收功率，控制PA122及LNA151的增益模式。具体而言，增益控制单元160将PA122及LNA151的增益模式控制为高增益模式或低增益模式中的任一方，以保持LNA151或无线接收处理单元152的线性。另外，增益控制单元160将控制后的PA122及LNA151的增益模式的信息输出到耦合量控制单元170。
耦合量控制单元170根据通常发送接收模式和失真校正模式中的任一模式，切换耦合量调整电路180的耦合量。例如，耦合量控制单元170将指示通常发送接收模式或失真校正模式中的哪一种模式的动作模式信号(未图示)作为输入，根据输入的动作模式信号，切换耦合量调整电路180的耦合量。
进而，失真校正模式中，耦合量控制单元170基于PA122及LNA151的增益模式，控制耦合量调整电路180的耦合量。具体而言，耦合量控制单元170基于PA122及LNA151的增益模式，决定耦合量调整电路180的耦合量。而且，耦合量控制单元170生成用于表示所决定的耦合量(目标耦合量)的控制信号，并将所生成的控制信号输出到耦合量调整电路180。在后面叙述有关目标耦合量的决定方法。
耦合量调整电路180基于从耦合量控制单元170输出的控制信号，调整发送天线130和接收天线140之间的耦合量。在后面叙述耦合量调整电路180中的耦合量的调整方法。
GND190是连接到耦合量调整电路180的接地(Ground：GND)，GND190配置在发送天线130和接收天线140之间。
在以上那样构成的无线通信装置100中，由发送电路120(无线发送处理单元121及PA122)及发送天线130构成发送系统，由接收天线140及接收电路150(LNA151及无线接收处理单元152)构成接收系统。
接着，说明本实施方式的无线通信装置100的动作。
在发送系统中，由基带处理单元110所生成的发送基带信号，被无线发送处理单元121从数字区域变换为模拟区域的信号之后，变换为高频信号。另外，变换出的高频信号由PA122放大后，从发送天线130辐射。
另一方面，在接收系统中，由接收天线140接收到的高频信号，被LNA151放大，放大后的高频信号在无线接收处理单元152中，被进行下变频，其后从模拟区域被变换为数字区域的接收基带信号。另外，经变换的接收基带信号在基带处理单元110中被进行信号处理。
这里，一般来说，各电路具有频率特性及非线性特性。因此，若使信号通过，则产生信号失真。接收基带信号中就会包含由发送系统及接收系统的各电路产生的失真分量，在这样的状态下作为无线通信装置100的性能就会产生劣化。
因此，无线通信装置100中，为了对这些性能劣化进行校正，设置将接收基带信号和原发送基带信号进行比较而检测失真分量的失真检测单元111，失真检测单元111将提取出的失真分量与发送基带信号相加而对失真进行补偿。
这样，无线通信装置100通过将高频信号从发送系统折回到接收系统，将对被折回的高频信号的接收基带信号和发送基带信号进行比较，从而检测失真分量。
另外预想到，在使用了毫米波段的近距离通信中，若通信距离从1cm到1m为止变化，则在这样的状态下由于接收功率的动态范围有40dB，所以LNA51或无线接收处理单元152中包含的解调电路的线性不充分，信号就会产生失真。在判断为接收功率足够大的情况下，增益控制单元160进行控制以降低PA122或LNA151的增益。这样，进行控制以保持LNA151或无线接收处理单元152的线性。
接着，说明用于提取自身的电路具有的失真分量的、从发送系统到接收系统的信号的折回方法。本方法，在时分双工(TDD：Time Division Duplex)方式中是有效的。
在通常发送接收模式中，例如，通过发送时关掉接收系统的电源，在接收时关掉发送系统的电源，从而能够消除包含发送接收间干扰的影响。反之，在失真校正模式中的、不进行数据的发送或接收的期间(例如发送数据的前置码期间)，将发送接收系统同时接通(ON)。由此，对于通常发送接收模式中所需要的发送系统及接收系统，无需设置用于信号折回的附加电路，对从发送天线130辐射的信号通过接收天线140接收并进行解调，失真检测单元111能够使用所获得的接收基带信号检测失真分量。
在本实施方式中，通过耦合量控制单元170，调整发送天线130和接收天线140之间的耦合量，以使接收到的高频调制信号在LNA151或无线接收处理单元152中不产生失真的电平。
这里，在例如使用了毫米波段的近距离通信中，由于空间中的传播损耗较大，所以若无线通信装置100要覆盖通信距离从1cm至1m，则作为接收系统需要40dB的动态范围。因此，PA122或LNA151在高增益的状态中通信距离变近时，接收功率变大，在LNA151或无线接收处理单元152中产生信号的失真。因此，在通信距离非常近的情况下，有时需要通过低增益模式(Low)使LNA151动作而减小LNA151的增益的控制、或者减小PA122的发送功率的控制。
另外，若通过低增益模式(Low)使PA122或LNA151动作，或者减小PA122的发送功率，则电路的特性本身改变，而且因电路产生的失真分量也发生变化。因此，为了进行电路的失真校正，需要在PA122或LNA151为高增益模式(High)、低增益模式(Low)的各模式下进行评价。
另一方面，在从发送天线130辐射的信号通过接收天线140接收的情况下，接收功率由发送天线130和接收天线140之间的相互耦合来决定。这里，一般，如果天线形状是固定的，则相互耦合量恒定。另外，即使在低增益模式中从发送天线130折回到接收天线140的信号强度是LNA151不失真的电平，在高增益模式中至LNA151的输入功率较大。因此，例如，在LNA151为高增益模式及低增益模式的各个模式中，要提取失真分量的情况下，发生下述问题，即，在LNA151或其后级的无线接收处理单元152中信号出现失真。
因此，在本实施方式中，如图2所示，在发送天线130和接收天线140之间设置耦合量调整电路180，通过该耦合量调整电路180调整发送接收天线间的相互耦合量。由此，无线通信装置100无论LNA151处于高增益模式或低增益模式中的哪一模式，都能够使接收到的高频信号不失真而进行解调并提取原来的失真分量。下面详细地说明该点。
图3是与发送接收天线间的相互耦合量的调整有关的示意结构图。
耦合量调整电路180具有无馈电元件181、以及配置在GND190和无馈电元件181之间的开关182、183。另外，在图3中，发送天线130及接收天线140内的箭头表示电场面，如图3所示，发送天线130及接收天线140使相互的电场面(E面)对向而配置。由此，如后所述，经由无馈电元件181，发送接收天线能够电磁场耦合，所以能够将高频信号从发送系统折回到接收系统。
GND190以包围发送天线130及接收天线140的周围的方式配置。另外，GDN190的至少一部分配置在发送天线130和接收天线140之间即可。
无馈电元件181配置在发送天线130和接收天线140的中间，以隔开GND190。
开关182、183配置在无馈电元件181的两端和GND190之间。
以下，说明通常发送接收模式、失真校正模式的各模式中的耦合量调整电路180的动作。另外，以下说明使用贴片天线(patch antenna)1元件构成的发送天线130及接收天线140。
例如，在通常发送接收模式中，耦合量控制单元170使开关182、183处于接通状态、即、使无馈电元件181和GND190电短路。由于无馈电元件181也成为GND190的一部分，所以变成在发送天线130及接收天线140的各个天线的周围配置了GND190的状态。PA122及LNA151的动作模式无论为“高、低(High、Low)”中的哪一个，耦合量控制单元170都使开关182、183为接通状态。
另一方面，失真校正模式下的、PA122及LNA151为“高”模式中启动了发送接收的电源时，开关182、183为接通的状态中发送天线130和接收天线140之间的耦合量被调整为使LNA151不发生失真。
进而，PA122及LNA151中的至少一方为“低”模式中，通信距离较近。因此，需要与Low模式相匹配，提高从发送系统至接收系统的折回信号的强度。因此，耦合量控制单元170使开关182、183为截止状态，以使发送天线130和接收天线140的耦合量增强。在耦合量控制单元170使开关182、183为截止状态，即、使无馈电元件181及GND190电开路的情况下，无馈电元件181与发送天线130及接收天线140分别进行电磁场耦合。因此，无馈电元件181起到导波器的作用，起了增强发送天线130和接收天线140的相互耦合的作用。由此，能够提高从发送系统至接收系统的折回信号的强度。
图4是表示通常发送接收模式、失真校正模式的各模式中的开关的动作条件的图。
另外，如上所述，发送天线130和接收天线140将E面对向配置。这是因为，通过使E面对向配置，使无馈电元件181作为导波器动作的情况下，增强发送接收天线和无馈电元件181之间的耦合。但是，不需要像E面那样的强度的耦合度的情况下，也可以为H面(磁场面)对向配置。
如上所述，根据本实施方式，失真检测单元111使用发送基带信号及接收基带信号，检测失真分量，耦合量调整电路180调整发送天线130和接收天线140之间的耦合量，耦合量控制单元170由通常接收发送模式和失真校正模式，切换耦合量。由此，无线通信装置100通过通常发送接收模式，能够对包含损耗的电路特性不造成影响而良好地进行通信。另外，无线通信装置100通过失真校正模式将发送信号折回到接收系统，提取由电路的窄带性或非线性引起的失真分量，从而能够进行失真校正。另外，在本实施方式中，对于通常发送接收模式中需要的发送系统及接收系统，不需要设置信号折回用的附加电路，所以能够避免因附加电路产生的通过损耗。
另外，耦合量控制单元170基于由增益控制单元160所设定的PA122及LNA151的增益模式中的、至少一方的增益模式的信息，控制耦合量调整电路180的耦合量，以使从发送系统至接收系统的折回信号的强度为使接收电路150不产生失真的电平。这样，能够调整从发送天线130折回到接收天线140的信号的强度，所以即使在PA122或LNA151的特性发生了变化的状态下，也能够调整折回信号的强度，以对接收电路150输入所期望的接收功率。其结果，通过提取并校正各电路的实际动作状态中的失真分量，能够提供接收质量特性良好的无线通信装置。
另外，在以上的说明中，举例说明了帖片天线作为天线元件，但并不限于此，只要是通过单体而作为天线进行工作的形状即可。
图5是表示与作为其他的天线元件的例子使用了偶极天线的发送接收天线间的相互耦合量的调整有关的示意构造图。图5与图3的不同之处在于，分别使用偶极天线构成发送天线131和接收天线141。对于其他的结构要素，与图3所示的、使用帖片天线1元件构成的发送天线130及接收天线140同样，所以省略其说明。
一般地，对于如八木天线那样的辐射器，在排列导波器、以及包含反射器的无馈电元件而使其具有方向性的结构中，优选使导波器、反射器对辐射器的距离约保持1/4波长左右。但是，在本实施方式中，主要目标并不是使其具有方向性，主要目标在于提高发送天线131和接收天线141的耦合度或者可改变耦合度。因此，作为辐射器的发送天线131、接收天线141与起导波器作用的耦合量调整元件180之间的间隔并没有特别地规定，根据需要的耦合量，设定间隔即可。
另外，不言而喻，除了偶极天线以外，例如即使采用单极天线或开槽天线(slot antenna)也具有同样的效果。
另外，在以上的说明中，说明了使用开关182、183作为耦合量调整电路180的结构要素的结构，但并不特别限定开关182、183的结构，开关182、183也可以使用分立部件来构成。例如，如图6所示，也可以将耦合量调整电路180中的、开关182、183与其他的电路构成在同样的MMIC上。由此，例如，通过将MMIC安装在天线基板上，能够构成耦合量调整电路180，无需在天线基板上另外安装开关182、183，能够减少零部件件数，并能够提供廉价的无线通信装置。
另外，在以上的说明中，说明了耦合量调整电路180使用开关182、183而可改变耦合量的结构，但也可以例如使用可变电容取代开关182、183而可改变耦合量。在使用可变电容的结构中，能够连续地使电容值变化，所以能够使耦合量连续地变化。
另外，在以上的说明中，说明了发送天线130及接收天线140分别为1元件的结构，但不言而喻，发送接收天线也可以分别阵列化。以图7为例，其表示与发送接收天线间的相互耦合量的调整有关的另外的示意结构图。图7的例子是分别使用4元件阵列而构成发送接收天线的例子。如图7所示，使用4元件阵列而构成发送接收天线时，通过在面对面(对向)的发送天线130及接收天线140的两元件之间分别设置耦合量调整电路180而调整发送接收天线间的耦合量，从而能够获得与上述同样的效果。进而，在相对向的发送天线130及接收天线140的两元件中的任一方之间设置耦合量调整电路180的结构中，也能够调整发送接收天线间的耦合量。
(实施方式2)
在实施方式1中，使用开关或可变电容作为耦合量调整电路，调整了发送接收天线间的相互耦合量。在本实施方式中，说明使用移相器作为耦合量调整电路，调整发送接收天线间的相互耦合量的结构。
图8是表示本实施方式的无线通信装置的主要结构的方框图。另外，在图8的无线通信装置200中，对与图2的无线通信装置100共同的结构部分，赋予与图2相同的标号，并省略其说明。相对于图2的无线通信装置100，图8的无线通信装置200具有发送天线210、耦合量控制单元230以及耦合量调整电路220以代替发送天线130、耦合量控制单元170以及耦合量调整电路180。
发送天线210是包括N(N为2以上的整数)个的天线元件211-1～211-N的结构。另外，以下，对N＝4，发送天线210包括4个天线元件211-1～211-4的结构进行说明。
耦合量调整电路220是包括N(N为2以上的整数)个的移相器221-1～221-N的结构。移相器221-k(k＝1、2、......、N)的各个移相器分别设置在多个天线元件211-k和PA122之间。
耦合量控制单元230通过通常发送接收模式和失真校正模式，切换耦合量调整电路220的移相器221-k(k＝1、2、......、N)的相位量。例如，耦合量控制单元230将指示通常发送接收模式或失真校正模式中的哪一种模式的动作模式信号(未图示)作为输入，根据输入的动作模式信号，调整耦合量调整电路220的移相器221-k(k＝1、2、...，N)的相位。这样，通过调整耦合量调整电路220的移相器221-k(k＝1、2、......、N)的相位，控制方向性，其结果，发送接收天线间的耦合量得到调整。
进而，在失真校正模式中，耦合量控制单元230基于PA122及LNA151的增益模式，控制耦合量调整电路220的移相器221-k(k＝1、2、......、N)的相位。具体而言，耦合量控制单元230基于PA122及LNA151的增益模式，决定耦合量调整电路220的移相器221-k(k＝1、2、......、N)的相位。另外，耦合量控制单元230生成用于表示所决定的相位(目标相位)的控制信号，并将所生成的控制信号输出到耦合量调整电路220。在后面叙述有关目标相位的决定方法。
这样，在本实施方式中，耦合量控制单元230通过调整移相器221-k(k＝1、2、......、N)的相位，控制方向性，从而调整发送接收天线间的耦合量。也就是说，根据方向性，从发送天线130至接收天线140方向的辐射电波的强度发生改变，所以耦合量控制单元230控制移相器221-k(k＝1、2、......、N)的相位，以使从发送天线130至接收天线140的折回信号的强度为使接收电路150不产生失真的电平。这样，无线通信装置200能够调整从发送天线130折回到接收天线140的信号的强度，所以即使在PA122或LNA151的特性发生了变化的状态下，也能够进行调整以对接收电路150输入所期望的接收功率。
例如，若对4个天线元件211-1～211-4以同相进行馈电，则对于4元件的排列方向能够获得对称的方向性。另一方面，若对四个移相器221-1～221-4附加相位差，则由4元件构成的发送天线130的最大辐射方向对于元件排列方向倾斜(tilt)，所以也能够改变从发送天线130观察时的向接收天线140方向的辐射电波的强度。另外，天线元件数N越多，越能够控制方向性，所以越能够调整从发送天线130至接收天线140方向的辐射电波的强度。另外，天线元件间隔越近，由于天线元件间的相互耦合量变大，所以对方向性造成的影响变大。
如上所述，根据本实施方式，使用N(N＝4)个的天线元件211-1～211-N构成发送天线130，使用N个的移相器221-1～221-N构成耦合量调整电路220，移相器221-k(k＝1、2、......、N)的各个移相器分别设置在N个的天线元件211-k和PA122之间，耦合量控制单元230通过调整N个移相器221-1～221-N的相位，控制方向性，从而调整发送天线130和接收天线140之间的耦合量。由此，对于具有通常发送接收模式及失真校正模式的无线通信装置200，通过通常发送接收模式能够对包含失真的电路特性不造成影响而良好地进行通信。另外，通过失真校正模式将发送信号折回到接收系统，提取由电路的窄带性或非线性引起的失真分量，从而能够进行失真校正。
另外，耦合量控制单元230通过调整移相器221-1～221-N的相位而控制发送天线130的方向性，从而能够将发送天线130和接收天线140之间的相互耦合量设定为所期望的值。由此，无线通信装置200即使在PA122或LNA151的特性发生了变化的状态下，也能够进行调整以对接收系统输入所期望的接收功率。因此，由于能够提取并校正各电路的实际动作状态中的失真分量，所以能够提供接收质量良好的无线通信装置。
另外，在以上的说明中，说明了发送天线130的结构为使用了4元件阵列的例子，只要元件数为2元件以上，可以为任何数量的元件。另外，对于接收天线140也同样地构成为N(N为2以上的整数)元件阵列时，在发送和接收双方能够控制方向性，所以能够进一步增加相互耦合量的调整宽度。
(实施方式3)
在实施方式1及实施方式2中，通过调整发送接收天线间的相互耦合量，使发送信号从发送系统折回到接收系统。在本实施方式中，通过调整发送系统和接收系统之间的阻抗，使发送信号从发送系统折回到接收系统。
图9是表示本实施方式的无线通信装置的主要结构的方框图。另外，在图9的无线通信装置300中，对与图2的无线通信装置100共同的结构部分，赋予与图2相同的标号，并省略其说明。对于图2的无线通信装置100，图9的无线通信装置300采用下述结构，即，去除耦合量控制单元170及耦合量调整电路180，追加了分支电路310-1、310-2、阻抗控制单元330以及阻抗调整电路320。
分支电路310-1具有输入端子、第1输出端子以及第2输出端子，并插入在PA122和发送天线130之间。另外，对输入端子输入由PA122放大的高频信号，第1输出端子连接到发送天线130，第2输出端子连接到阻抗调整电路320。
分支电路310-2具有第1输入端子、第2输入端子以及输出端子，并插入在接收天线140和LNA151之间。对第1输入端子输入由接收天线140接收到的高频信号，第2输入端子连接到阻抗调整电路320，输出端子连接到LNA151。
阻抗调整电路320插入在分支电路310-1和分支电路310-2之间，根据从后述的阻抗控制单元330输出的控制信号，调整阻抗。
阻抗控制单元330根据通常发送接收模式和失真校正模式，控制阻抗调整电路320的阻抗。例如，阻抗控制单元330将指示通常发送接收模式或失真校正模式中的哪一种模式的动作模式信号(未图示)作为输入，根据所输入的动作模式信号，切换阻抗调整电路320的阻抗。
具体而言，阻抗控制单元330在通常发送接收模式中，调整阻抗调整电路320的阻抗，以使从发送系统的分支电路310-1及接收系统的分支电路310-2来看，被连接到阻抗调整电路320的分支电路310-1的输出端子及分支电路310-2的第2输入端子可认为是“开路”(OPEN)。由此，能够避免发生分支电路310-1、310-2中的通过损耗，实现良好的通信。
另一方面，在失真校正模式中，阻抗控制单元330调整阻抗调整电路320的阻抗，以使从PA122输出的信号经由分支电路310-1、阻抗调整电路320、分支电路310-2而输入到LNA151。由此，能够将高频信号从发送系统折回到接收系统。下面详细地说明这方面。
图10A是表示一例阻抗调整电路320的内部结构的图。阻抗调整电路320具有放大器(PA)321、输入传输线路322以及输出传输线路323。在本实施方式中，例如，以PA321使用了晶体管的结构为例进行说明。图10B是构成PA321的晶体管324的结构例。在图10B中，晶体管324具有漏极端子325、栅极端子326。
阻抗控制单元330通过对晶体管324的漏极端子325及栅极端子326施加规定的偏置电压，使晶体管324工作在饱和区域，从而晶体管324进行放大动作(导通状态)。反之，如果阻抗控制单元330对漏极端子325、栅极端子326的其中一方或双方不施加偏置电压，则晶体管324就不进行作为放大器的动作(截止状态)。
晶体管324的导通状态和截止状态下输入输出的阻抗分别不同。因此，通过在分支电路310-1上连接输入传输线路322，调整上述输入传输线路322的长度，对于在不施加栅极偏置电压或漏极偏置电压的其中一方或双方而使晶体管324处于截止状态的情况下的输入阻抗，能够调整特性阻抗。由此，在从分支电路310-1和输入传输线路322的连接点观察阻抗调整电路320的情况下，能够将阻抗视为无限大。
同样，在分支电路310-2上连接输出传输线路323，调整上述输出传输线路323的长度，对于在使晶体管324处于截止状态的情况下的输出阻抗，能够调整特性阻抗。由此，从分支电路310-2和输出传输线路323的连接点来看阻抗调整电路320的情况下，几乎能够认为阻抗无限大。
因此，在本实施方式中，假设在通常发送接收模式中，阻抗控制单元330使晶体管324处于截止状态。由此，从分支电路310-1、310-2中的任一电路都对阻抗调整电路320不传输信号，发送系统中从PA122输出的高频信号都被输入到发送天线130，接收系统中由接收天线140接收到的高频信号都被输入到LNA151。其结果，在通常发送接收模式中，不产生通过损耗，能够良好地进行通信。
另一方面，假设在失真校正模式中，阻抗控制单元330使晶体管324处于导通状态。由此，由于使晶体管324的输入输出阻抗从截止状态开始变化，在从分支电路310-1、310-2的各个分支电路观察阻抗调整电路320的情况下，阻抗不是无穷大，则发送系统中从PA122输出的高频信号的一部分就传输到阻抗调整电路320。
进而，从PA122输出的高频信号的一部分就通过阻抗调整电路320及分支电路310-2被输入到LNA151，所以失真检测单元111能够校正失真。
另外，阻抗控制单元330也可以调整晶体管324的漏极端子325、栅极端子326中的一方或双方的偏置电压条件。通过调整偏置电压条件，可改变作为PA321的增益。这样，阻抗控制单元330通过使晶体管324导通/截止，并调整偏置电压条件，由此能够改变从发送系统至接收系统的折回信号的强度，在使用高增益模式或低增益模式而使PA122或LNA151动作的各种状态中校正失真。
如上所述，根据本实施方式，在发送系统的PA122的输出级及接收系统的LNA151的输入级分别设置分支电路310-1、310-2，在分支电路310-1、310-2之间设置阻抗调整电路320，阻抗控制单元330根据通常发送接收模式和失真校正模式，改变阻抗调整电路320的阻抗条件。具体而言，阻抗控制单元330在通常发送接收模式中，对阻抗进行调整以等同于未附加阻抗调整电路320的状态，避免发送接收中的损耗。另外，阻抗控制单元330在失真校对模式中，经由阻抗调整电路320，对阻抗进行调整以使发送信号从发送系统折回到接收系统。由此，在具有通常发送接收模式及失真校正模式的无线通信装置300中，通过通常发送接收模式能够不影响包含损耗的电路特性而良好地进行通信。另外，通过失真校正模式将发送信号从发送系统折回到接收系统，提取由电路的窄带性或非线性引起的失真分量，从而能够进行失真校正。
例如，在阻抗调整电路320使用了晶体管的结构中，阻抗调整电路320通过通常发送接收模式和失真校正模式，对晶体管进行导通/截止控制，从而切换阻抗。
另外，阻抗调整电路320具有PA321、输入传输线路322、输出传输线路323，输入传输线路323及/或输出传输线路323在分支电路310-1及/或分支电路310-2与PA321之间相对接地保持电位的状态下排列。另外，通过调整输入传输线路322的长度，从而对于不施加栅极偏置电压或漏极偏置电压中的一方或双方不施加而使晶体管324处于截止状态的情况下的输入阻抗，能够调整特性阻抗。
进而，阻抗控制单元330通过使晶体管导通/截止，调整晶体管324的漏极端子325、栅极端子326中的某一方或两方的偏置电压条件，从而可改变作为PA321的增益。通过调整偏置电压条件，能够改变从发送系统至接收系统的折回信号的强度，所以能够在使用高增益模式或低增益模式而使PA122或LNA151动作的各种状态中校正失真。
另外，在上述说明中，以阻抗调整电路320具有PA321作为结构要素的结构为例进行了说明，但并不限于此，阻抗调整电路320例如也可以使用开关来构成。阻抗控制单元330通过使开关接通/关断(ON/OFF)，能够使阻抗条件变化，所以能够对应通常发送接收模式及失真校正模式的双方。
另外，在以上的说明中，说明了将输入传输线路322及输出传输线路323串联地插入在分支电路310-1、310-2和PA321之间的结构，但例如也可以将输入传输线路322(输出传输线路323)相对接地保持电位的状态下配置在分支电路310-1(310-2)和PA321之间，而构成开路短截线(OPEN stub)或短路短截线(SHORT stub)。在该结构中也可以获得同样的结果。
另外，在以上的说明中，说明了在PA122的后级、LNA151的前级分别配置分支电路310-1、310-2的结构，但并不限于此。例如，PA122或LNA151具有系统上充分的宽带性或线性，另一方面，在需要无线发送处理单元121或无线接收处理单元152的失真校正的情况下，也可以分别将分支电路310-1配置在无线发送处理单元121和PA122之间，将分支电路310-2配置在LNA151和无线接收处理单元152之间。
进而，如图11所示也可以采用下述结构，即，除了分支电路310-1、310-2以外，也可以分别在无线发送处理单元121和PA122之间新配置分支电路420-1，在LNA151和无线接收处理单元152之间新配置分支电路420-2，并可以在分支电路420-1、420-2之间新追加阻抗调整电路430。由此，由于能够形成2系统的从发送系统至接收系统的折回路径，所以具有以下优点，即，例如，能够分开无线发送处理单元121和PA122的失真分量，或者分开LNA151和无线接收处理单元152的失真分量。
2010年3月2日提交的特愿第2010-045479号中包含的说明书、附图和说明书摘要的公开内容都引用于本申请。
工业实用性
本发明的无线通信装置及无线通信方法，作为接收功率对应于使用了毫米波段的近距离无线通信等的发送接收间距离的变化而发生变化的无线通信系统中的无线通信装置等是有用的。

Claims (8)

1.无线通信装置，具有通常发送接收模式和失真校正模式，
所述无线通信装置包括：
发送电路，其包括从发送基带信号通过无线发送处理而生成高频信号的发送处理电路和将所述高频信号放大的功率放大器；
发送天线，发送由所述功率放大器进行了放大的所述高频信号；
接收天线，接收由所述发送天线进行了发送的所述高频信号；
接收电路，其包括对由所述接收天线接收到的所述高频信号进行放大的低噪声放大器和对由所述低噪声放大器进行了放大的所述高频信号进行解调而生成接收基带信号的接收处理电路；
失真检测单元，使用所述发送基带信号及所述接收基带信号，检测失真分量；
调整单元，调整所述发送天线和所述接收天线之间的耦合量；以及
控制单元，以所述通常发送接收模式和所述失真校正模式，切换所述耦合量。
2.如权利要求1所述的无线通信装置，
还包括：增益控制单元，控制所述功率放大器及所述低噪声放大器中的至少一方的增益，
所述控制单元根据由所述增益控制单元所设定的增益，控制所述耦合量，以使从所述发送天线向所述接收天线的折回信号的强度为使所述接收电路不发生失真的电平。
3.如权利要求1所述的无线通信装置，
在所述发送天线和所述接收天线之间配置接地，
所述调整单元具有：
无馈电元件；以及
配置在所述接地和所述无馈电元件之间的开关。
4.如权利要求1所述的无线通信装置，
在所述发送天线和所述接收天线之间配置接地，
所述调整单元具有：无馈电元件；以及
配置在所述接地和所述无馈电元件之间的可变电容。
5.如权利要求1所述的无线通信装置，
将所述发送天线的电场面和所述接收天线的电场面对向地配置。
6.如权利要求3所述的无线通信装置，
所述发送电路、所述接收电路以及所述开关由单片微波集成电路构成。
7.如权利要求1所述的无线通信装置，
所述发送天线由多个天线元件构成，
所述调整单元由多个移相器构成，
所述多个移相器的各个移相器分别设置在所述多个天线元件和所述功率放大器之间，
所述控制单元通过调整所述多个移相器的相位而控制所述耦合量。
8.无线通信方法，适用于具有通常发送接收模式和失真校正模式的无线通信装置，
所述无线通信方法包括：
从发送基带信号通过无线发送处理而生成高频信号；
放大所述高频信号而生成发送信号；
发送所述发送信号；
接收所述发送信号而输出接收信号；
放大所述接收信号；
将进行了放大的所述接收信号进行解调而生成接收基带信号；
使用所述发送基带信号及所述接收基带信号，检测失真分量；
调整发送天线和接收天线之间的耦合量；以及
以所述通常发送接收模式和所述失真校正模式，切换所述耦合量。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103856236A (zh) * 2012-12-05 2014-06-11 Nxp股份有限公司 并发多频带收发器
US9329259B2 (en) 2012-12-05 2016-05-03 Nxp B.V. Concurrent multiband transceiver

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2769483A4 (en) * 2011-10-21 2015-07-01 Optis Cellular Technology Llc METHOD, PROCESSING DEVICE, COMPUTER PROGRAMS, COMPUTER PROGRAM PRODUCTS, ANTENNA DEVICE AND CALIBRATION OF AN ANTENNA DEVICE
JP2018007032A (ja) * 2016-07-01 2018-01-11 株式会社東芝 アンテナ装置
US10469109B2 (en) * 2017-09-19 2019-11-05 Qualcomm Incorporated Predistortion for transmitter with array
JP6986634B2 (ja) * 2017-12-14 2021-12-22 テレフオンアクチーボラゲット エルエム エリクソン（パブル） 非線形増幅器の線形化
JP7417638B2 (ja) * 2019-06-04 2024-01-18 ケーエムダブリュ・インコーポレーテッド 時分割デュプレックスアンテナ装置
US11456760B1 (en) * 2021-03-05 2022-09-27 Motorola Solutions, Inc. Linearizing narrowband carriers with low resolution predistorters

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1131848A (zh) * 1994-11-30 1996-09-25 索尼公司 发射接收装置
US5903611A (en) * 1996-03-22 1999-05-11 Matra Communication Method of correcting nonlinearities of an amplifier, and radio transmitter employing a method of this type
JP3710253B2 (ja) * 1997-05-26 2005-10-26 富士通株式会社 歪補償システム
CN101272373A (zh) * 2008-05-07 2008-09-24 北京北方烽火科技有限公司 一种自适应模拟正交调制失衡补偿方法和装置
JP2009055378A (ja) * 2007-08-27 2009-03-12 Fujitsu Ltd 無線装置および無線装置の歪み補償方法

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6697641B1 (en) * 1997-03-03 2004-02-24 Celletra Ltd. Method and system for improving communication
EP1193861B1 (en) * 2000-09-22 2006-11-15 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Feedforward amplifier
US6949979B2 (en) * 2002-12-05 2005-09-27 Memetics Technology Co. LTD Designing methods and circuits for multi-band electronic circuits
JP4371830B2 (ja) * 2004-01-27 2009-11-25 富士通株式会社 歪補償増幅装置および基地局
US7463864B2 (en) * 2004-04-09 2008-12-09 Broadcom Corporation Modified dual band direct conversion architecture that allows extensive digital calibration
JP4753884B2 (ja) * 2004-12-27 2011-08-24 パナソニック株式会社 アダプティブアンテナ装置
DE102005006162B3 (de) * 2005-02-10 2006-08-17 Infineon Technologies Ag Sende-/Empfangseinrichtung mit einem eine einstellbare Vorverzerrung aufweisenden Polar-Modulator
WO2007038310A1 (en) * 2005-09-23 2007-04-05 California Institute Of Technology A mm-WAVE FULLY INTEGRATED PHASED ARRAY RECEIVER AND TRANSMITTER WITH ON CHIP ANTENNAS
JP2007214957A (ja) * 2006-02-10 2007-08-23 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 無線通信装置および無線通信方法
JP2007235785A (ja) * 2006-03-03 2007-09-13 Hitachi Kokusai Electric Inc 無線基地局装置
JP2007295331A (ja) * 2006-04-26 2007-11-08 Hitachi Kokusai Electric Inc 無線基地局装置
JP4702178B2 (ja) * 2006-05-19 2011-06-15 ソニー株式会社 半導体結合装置、半導体素子及び高周波モジュール
US8095088B2 (en) * 2007-05-17 2012-01-10 Harris Stratex Networks Operating Corporation Compact wide dynamic range transmitter for point to point radio
US7679514B2 (en) * 2007-03-30 2010-03-16 Broadcom Corporation Multi-mode RFID tag architecture
US20080280574A1 (en) * 2007-05-11 2008-11-13 Broadcom Corporation, A California Corporation RF transmitter with adjustable antenna assembly
ITTO20070563A1 (it) * 2007-07-30 2009-01-31 St Microelectronics Srl Dispositivo di identificazione a radiofrequenza con antenna accoppiata in near field
US8014467B2 (en) * 2008-02-14 2011-09-06 Broadcom Corporation Transmitter pre-distortion across wide transmit power dynamic range
KR101139222B1 (ko) * 2008-12-22 2012-04-23 한국전자통신연구원 디지털 전치왜곡 신호를 생성하는 방법 및 장치
JP5383274B2 (ja) * 2009-03-26 2014-01-08 三菱電機株式会社 歪み補償システム
JP5446671B2 (ja) * 2009-09-29 2014-03-19 ソニー株式会社 無線伝送システム及び無線通信方法
US8149050B2 (en) * 2009-11-13 2012-04-03 Qualcomm, Incorporated Cascaded amplifiers with transformer-based bypass mode
US8351492B2 (en) * 2011-01-05 2013-01-08 Qualcomm Incorporated Estimation of intentional phase shift in a calibration apparatus

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1131848A (zh) * 1994-11-30 1996-09-25 索尼公司 发射接收装置
US5903611A (en) * 1996-03-22 1999-05-11 Matra Communication Method of correcting nonlinearities of an amplifier, and radio transmitter employing a method of this type
JP3710253B2 (ja) * 1997-05-26 2005-10-26 富士通株式会社 歪補償システム
JP2009055378A (ja) * 2007-08-27 2009-03-12 Fujitsu Ltd 無線装置および無線装置の歪み補償方法
CN101272373A (zh) * 2008-05-07 2008-09-24 北京北方烽火科技有限公司 一种自适应模拟正交调制失衡补偿方法和装置

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103856236A (zh) * 2012-12-05 2014-06-11 Nxp股份有限公司 并发多频带收发器
US9106314B2 (en) 2012-12-05 2015-08-11 Nxp B.V. Concurrent multiband transceiver
US9329259B2 (en) 2012-12-05 2016-05-03 Nxp B.V. Concurrent multiband transceiver

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