CN102387109B - 一种削除信号峰值功率的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及通信技术领域，公开了一种削除信号峰值功率的方法及装置，方法包括：获取完成多载波信号叠加后得到的复数信号的幅度和相位；根据获取的幅度与设定门限进行峰值检测，根据峰值检测结果及所述获取的相位求取噪声信号；对求取的噪声信号进行多级噪声成型滤波处理完成噪声信号频谱成型；将频谱成型后的噪声信号与复数信号进行对削，完成信号峰值功率削除。本发明采用多级噪声成型技术，不仅适合宽频或者超宽频连续频段的信号，并且TD-LTE和TD-SCDMA共模的混合模式的信号，或者单纯的LTE信号均可以有效的削除峰值功率点。

Description

一种削除信号峰值功率的方法及装置

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种信号削除信号峰值功率的方法及装置。

背景技术

目前TD-SCDMA(Time Division-Synchronous Code Division MultipleAccess，时分同步码分多址)系统已经在3G网络中得到了广泛的应用。为了满足日益增加的数据传输需求，仅采用TD-SCDMA系统带宽已不能满足用户需求，宽频技术的应用已成为必然的趋势。

基站包括近端机即BBU(Building Base band Unite，室内基带处理单元)和远端机即RRU(Radio Remote Unit，射频拉远单元)两部分，宽频RRU技术的应用主要是采用单频段工作带宽扩展技术方案，例如从目前可支持的30MHz工作带宽扩展到40～60MHz。具体为：

后续TD-LTE(TD-SCDMA Long Term Evolution，长期演进的TD-SCDMA)要求设备必须同时支持TD-SCDMA制式，即所谓的TD-LTE和TD-SCDMA共模的混合模式。对于50M的带宽应用来说，例如TD-LTE系统采用2个20M的带宽和TD-SCDMA采用1个10M的带宽。

后续TD-LTE也可以不和TD-SCDMA制式共模，对于50M的带宽应用全是LTE信号，例如TD-LTE系统采用2个20M的带宽和1个10M的带宽。

对于基站来说，在BBU对发射信号进行基带处理后发送到RRU进行中频处理时，RRU需要对中频信号进行削峰运算，因为信号的峰值功率如果过高会降低发射效率。

现在针对TD-SCDMA系统设计的中频削峰算法一般都采用PC-CFR(Peak Cancellation Crest Factor Reduction，脉冲对削峰值因子削除)算法，PC-CFR算法是通过寻找峰值功率点，对峰值功率点进行脉冲对削。如图1所示为实现PC-CFR算法的装置结构图，具体包括：

峰值检测装置，对接收的高PAPR(Peak to Average Power Ratio，峰均功率比)信号进行峰值功率点检测，峰值检测装置接收的是复数信号，具体地检测接收信号的幅度Mag和相位Phase，在接收信号的幅度超过削峰门限时认为检测到峰值功率点，并将峰值检测结果分别发送给分配器和峰值定标装置；峰值定标装置，将接收的多个峰值功率点处信号排列后按一一对应方式分别输入到各乘法器；分配器，用于为检测到各峰值功率点分配相应的削峰系数并按一一对应方式输入到各个削峰脉冲产生器CPG(Cancellation Pulse Generators)；CPG根据输入的削峰系数产生削峰脉冲信号并输入到其连接的乘法器；从而各乘法器实现将输入的峰值功率点处信号与削峰脉冲信号的乘法运算，将结果输入到求和装置SUM；求和装置SUM将输入的多个信号进行叠加后与经延时器延时后的信号进行减法运算，完成对峰值功率点信号的削峰运算，得到削峰后PARP信号。

可见现有的PC-CFR削峰方法及装置需要找出各个超过削峰门限的峰值功率点，必须要找到每一次超过门限的峰值功率点，且每个峰值功率点信号需要一个削峰脉冲产生器CPG才能完成削峰运算，使得信号功率全都下降到削峰门限之下。

对于宽带应用来说，由于带宽比原来的带宽要大很多，则基带处理后叠加的信号的峰均比会有较大的提高，如果采用PC-CFR削峰则具有如下缺点：

1)从频域的角度来说，在一个频段内存在许多载波或者子载波，并且这些载波的频点分配具有一定的随机性。例如一个LTE-TD系统20MHZ带宽内存在1200个子载波，应用50MHZ带宽的系统至少2个20MHZ带宽信号，载波的分布更加随机；

2)从时域的角度来说，在连续的一段时间内存在许多峰值功率点，或者 在连续的一段时间内超过门限的信号数量众多，而现有的PC-CFR削峰对于一个峰值功率点信号需要一个削峰脉冲产生器CPG，在没有大量CPG情况下会存在比较多的漏削概率。

可见，利用现有的PC-CFR不能很好的削除峰值功率。而宽频RRU的应用采用必然会成为主流，对于E频段50M(2320MHz-2370MHz)以及后续D频段(2570MHz-2620MHz)的应用会引入更大带宽的需求，目前缺乏一种能够实现对宽频应用进行削峰的方法及装置。

发明内容

本发明实施例提供一种削除信号峰值功率的方法及装置，用以有效地削除宽带信号的中幅度超过设定门限的信号峰值功率点。

本发明提供一种削除信号峰值功率的方法，包括：

获取完成多载波信号叠加后得到的复数信号的幅度和相位；

根据获取的幅度与设定门限进行峰值检测，根据峰值检测结果及所述获取的相位求取噪声信号；

对求取的噪声信号进行多级噪声成型滤波处理完成噪声信号频谱成型；

将频谱成型后的噪声信号与复数信号进行对削，完成信号峰值功率削除。

本发明还提供一种信号发送方法，包括：

对要发送的多路信号进行基带处理，将所述多路信号调制到多个载波上得到多载波信号；

对所述多载波信号进行叠加得到复数信号；

对所述叠加得到的复数信号，利用上述削除信号峰值功率的方法进行信号峰值功率削除；

对完成信号峰值功率削除后的复数信号进行数字上变频后发送。

本发明还提供一种削除信号峰值功率的装置，包括：

幅度和相位求取部件，用于对输入的完成多载波信号叠加后得到的复数信 号进行幅度和相位的求取；

噪声信号求取部件，根据获取的幅度与设定门限进行峰值检测，根据峰值检测结果及所述获取的相位求取噪声信号；

多级噪声成型滤波器，用于对求取的噪声信号进行多级滤波完成噪声信号频谱成型，并输出频谱成型后的噪声信号；

延时器，用于将输入的完成多载波信号叠加后得到的复数信号延时，以与输出的频谱成型后的噪声信号保持同步；

第一减法器，用于将所述延时器输出的复数信号与频谱成型后的噪声信号进行对削，实现信号峰值功率削除。

本发明还提供一种射频远拉模块RRU，包括：

叠加器，用于对基带处理后得到的多载波信号进行叠加，并输出叠加后得到的复数信号；

上述削除信号峰值功率的装置，用于对所述叠加器输出的复数信号进行信号峰值功率削除；

数字上变频器DCU，用于对完成信号峰值功率削除后的复数信号进行数字上变频后发送。

本发明还提供一种基站，包括：

基带处理单元BBU，用于对要发送的多路信号进行基带处理，将所述多路信号调制到多个载波上得到多载波信号；

射频远拉模块RRU，包括：叠加器，用于对基带处理后得到的多载波信号进行叠加，并输出叠加后得到的复数信号；上述削除信号峰值功率的装置，用于对所述叠加器输出的复数信号进行信号峰值功率削除；数字上变频器DCU，用于对完成信号峰值功率削除后的复数信号进行数字上变频后发送。

利用本发明提供的上述削除信号峰值功率的方法及装置、信号发送方法和射频远拉模块RRU及基站，具有以下有益效果：可以有效削除宽频信号中幅值超过设定门限的信号峰值功率点，由于采用多级噪声成型技术，硬件消耗的 乘法器资源也有相应的减少，不仅适合宽频或者超宽频连续频段的信号，并且TD-LTE和TD-SCDMA共模的混合模式的信号，或者单纯的LTE信号均可以有效的削除峰值功率点。

附图说明

图1为现有采用PC-CFR进行信号峰值功率削除对应的装置结构图；

图2为本发明提供的削除信号峰值功率的方法流程图；

图3为支持50MHZ带宽应用时对应的削峰处理之前的信号流程图；

图4为图3中半带滤波器HB滤波后输出的信号示意图；

图5为依照本发明实施例中获取复数信号的幅度和相位流程图；

图6为依照本发明实施例中的幅度和相位获取方法计算的相位余弦值与浮点运算计算的相位余弦值对比图；

图7为依照本发明实施例中提供的多级噪声成型滤波器的总体性能图；

图8为50MHZ系统应用本发明提供的削除信号峰值功率方法时削峰前后的频谱对照图；

图9为依照本发明实施例中削除信号峰值功率的装置结构图；

图10为依照本发明实施例中幅度和相位求取部件、噪声信号求取部件的内部结构图；

图11为依照本发明实施例中多级坐标旋转部件内部结构图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明提出的削除信号峰值功率的方法及装置、信号发送方法和射频远拉模块RRU及基站进行更详细地说明。

为了解决单频段工作带宽的扩展方式下，扩展到宽频如扩展到40～60MHz时的信号峰值功率点削除问题，本发明提供一种削除信号峰值功率的方法，如图2所示，包括：

步骤S201，获取完成多载波信号叠加后得到的复数信号的幅度和相位；

在宽频应用系统中，基站在发射信号时经基带处理将要发送的多路信号调制到多个载波上得到多载波信号；对所述多载波信号进行叠加得到中频的复数信号。

本发明的信号峰值功率削除是以叠加后得到的复数信号作为输入信号的，为了实现信号峰值功率点检测，需要获取复数信号的幅度和相位。

步骤S202，根据获取的幅度与设定门限进行峰值检测，根据峰值检测结果及所述获取的相位求取噪声信号；

如果检测到幅度超过设定门限的复数信号，则复数信号的幅度减去设定门限，得到噪声信号的幅度，同时噪声信号的相位与复数信号的相位同相，由于输入的信号都要检测，所以只要是超过设定门限的复数信号都会检测出来，都会生成对应的噪声，所以所有预削除的信号峰值功率点都会有对应的成型噪声信号。本发明基于上述原理根据峰值检测结果及获取的相位求取噪声信号。

步骤S203，对求取的噪声信号进行多级噪声成型滤波处理完成噪声信号频谱成型；

由于所有预削除的信号峰值功率点都会有对应的成型噪声信号，在步骤S203中完成噪声信号的计算后，接下来就需要对噪声进行频谱成型处理，以能够和输入信号进行对削。噪声信号频谱成型后与输入信号想减，输出信号的频谱不会恶化，因此可以保证削峰前后频谱不恶化。

步骤S204，将频谱成型后的噪声信号与复数信号进行对削，完成信号峰值功率削除。

本发明实施例中通过噪声信号对超过设定门限的复数信号进行峰值对削，可以有效的削除所有超过门限的信号峰值功率点，将复数信号的幅度降低在设定门限以内，从而降低复数信号的峰均比而提高信号发射效率。

本发明可以有效削除宽频信号中幅度超过设定门限的信号峰值功率点，由于采用多级噪声成型技术，而不再需要为检测出的每个信号峰值功率点设置峰 脉冲产生器CPG及乘法器，硬件消耗的乘法器资源也有相应的减少，不仅适合宽频或者超宽频连续频段的信号，并且TD-LTE和TD-SCDMA共模的混合模式的信号，或者单纯的LTE信号均可以有效的削除峰值功率点。

下面结合具体应用场景给出本发明提出的削除信号峰值功率的方法及装置、信号发送方法和射频远拉模块RRU及基站的优选实施例。

对于现有LTE系统，LTE-TDD系统现在只支持20MHZ信号，如果需要支持连续50MHZ的频段，如E频段50M(2320MHz-2370MHz)或D频段50M(2570MHz-2620MHz)信号，通信系统的组合方式将会有多种模式，一种常见的方式是TD-LTE系统采用2个20M的带宽和TD-SCDMA采用1个10M的带宽，如图3所示，将调制到载波1～载波N上的TD物理层信号经TD系统的滤波器td_h滤波后与系数NCO1～NCON相乘，并输入到NCO(NumericallyControlled Oscillator，数控振荡器)得到TD信号。将经IFFT变换后的信号进行硬切，经滤波器LTE系统lte_h滤波后，输入到NCO得到LTE频段1信号和LTE频段2信号。

50MHZ信号的中频采样速率是184.32MHZ，对于这种多模式宽频数字中频设计，TD信号、LTE频段1信号和LTE频段2信号如果进行多载波叠加，得到的中频信号速率达到92.16MHZ，需要再进行多载波信号最后一级的内插滤波。这最后一级的内插滤波一般采用2倍的半带HB(HalfBandwidth)滤波器，或者3倍内插滤波器完成中频DUC(Digital Up Converter，数字上变频)的处理。在完成DUC后经叠加装置SUM对多载波信号进行叠加，得到50MHZ信号的中频采样速率是184.32MHZ。如图4所示为最后一级HB滤波处理示意图，其中为hb coeff为HB的滤波系数，zero data为内插零值之后的数据，hboutput data为HB输出的数据。

对输入复数信号x(n)进行削峰处理，削峰后得到输出复数信号y(n)的原理如下： 

$y\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{\mathrm{threshold}}{\sqrt{{\left|x\left(n\right)\right|}^2}}x\left(n\right),& \mathrm{if}\left|x\left(n\right)\right|>\mathrm{threshold}\\ x\left(n\right),& \mathrm{if}\left|x\left(n\right)\right|\≤\mathrm{threshold}\end{array}\right.$

其中threshold为设定门限，如设定为threshold＝18425。

可见，削峰操作是将复数信号x(n)的幅度控制在threshold以下。其中需要对复数信号x(n)的幅度和相位进行计算，为此上式修正如下：

$y\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{\mathrm{threshold}}{\sqrt{{\left|x\left(n\right)\right|}^2}}x\left(n\right)=\mathrm{threshold}*(\cos \mathrm{\θ}\left(n\right)+j\sin \mathrm{\θ}\left(n\right)),& \mathrm{\θ}\left(n\right)=\mathrm{angle}\left(x\left(n\right)\right),\mathrm{if}\left|x\left(n\right)\right|>\mathrm{threshold}\\ x\left(n\right),& \mathrm{if}\left|x\left(n\right)\right|\≤A\end{array}\right.$

LTE信号和TD信号完成频谱搬移和载波叠加之后，信号的峰均比再一次抬高，此时信号的频谱带宽猛增，使用现阶段普遍用于TD-SCDMA的削峰技术PC-CFR不再适合这种宽频系统。这是由于宽频信号频带的使用更加灵活，同时也更加离散，单一的脉冲对削很难削除各种频带信号。此时中频再采用单一的噪声成型削峰算法耗费的资源比较多。

为了解决宽带应用中，上述经SUM多载波信号叠加得到的复数信号的峰均比过高的问题，依照本发明的实施例中，提供一种削除信号峰值功率的方法，该方法执行的削峰操作可以在SUM之后，也可以在HB之前对信号叠加然后采用本发明方法削峰，不同的是噪声成型滤波器的系数需要相应改动，该方法包括：

第一步，获取完成多载波信号叠加后得到的复数信号的幅度和相位；

对完成多载波信号叠加后得到离散的复数信号x(t)，首先要求得其幅度|x(t)|和相位：cos(θ(t))，sin(θ(t))，本实施例中复数信号x(t)的幅度和相位的求取的FPGA实现的一种简化方法用一组预先规定的基本角度的线性组合逼近，新矢量坐标值的计算只需要简单的移位和进行加法操作就能完成，无需乘法器。如图5所示，具体包括：

步骤S501，根据复数信号x(t)的实部和虚部的取值，进行实部I/虚部Q映射，将复数信号x(t)映射到设定象限范围内；

根据复数信号x(t)的实部和虚部的取值，可以确定复数信号x(t)位于第几象限，本实施例中为了简化计算，通过复数信号的I/Q映射，将复数信号映射到设定象限范围，优选地，映射到[0，π/4]的象限范围，当然，也可以映射到其它设定象限，如映射到[0，π/4]内。具体的映射过程为I/Q位置调换以及符号位取反操作，由于映射过程为现有技术，这里不再详述。

步骤S502，利用多级坐标旋转运算方法获取映射后的复数信号x′(t)的幅度和相位，具体包括：

利用映射后的复数信号x′(t)的实部和虚部进行K级坐标旋转运算，K为整数，且K≥2，其中第k级坐标旋转运算如下：

如果qd≥0，则  qs＝0；

即将输入的id更新为 将输入的qd更新为 确定qs＝0，并输出更新后的id、qd及确定的qs；

如果qd＜0，则  qs＝1；

即将输入的id更新为 将输入的qd更新为 确定qs＝1，并输出更新后的id、qd及确定的qs；

其中0≤k＜K，第0级坐标旋转运算输入的id和qd分别为映射后的复数信号的实部和虚部，除最后一级外的每级坐标旋转运算输出的id、qd分别作为下级坐标旋转运算输入的id和qd，确定最后一级坐标旋转运算输出的id为映射后的复数信号x′(t)的幅度；

利用K级坐标旋转运算输出的K比特的qs获取映射后的复数信号的相位。优选地，具体包括：

将K比特的qs转换为十进制数m，查找预先存储的该m对应的cos_lut(m)和sin_lut(m)，所述预先存储的cos_lut(m)和sin_lut(m)通过下式确定：

cos_lut(m)＝cos(-θ(m))，sin_lut(m)＝sin(-θ(m))

$\mathrm{\θ}\left(m\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}((\mathrm{sd}\left(m\right)={=}^{\′}{1}^{\′})\·\mathrm{\α}\left(k\right)-(\mathrm{sd}\left(m\right)={=}^{\′}{0}^{\′})\·\mathrm{\α}\left(k\right))$

$\mathrm{sd}\left(m\right)=\mathrm{dec}2\mathrm{bin}(m,K),\mathrm{\α}\left(k\right)={\mathrm{tg}}^{-1}\left(\frac{1}{2^k}\right)$

其中，0≤k＜K，m＝0，...M-1，2^K＝M，sd(m)＝dec2bin(m，K)表示将十进制数m转换为K比特的二进制数，上述sd(m)＝＝′1′表示对sd(m)中等于1的比特位取1，不等于1的比特位取0，sd(m)＝＝′0′表示对sd(m)中等于0的比特位取1，不等于0的比特位取0，如sd(m)＝1101时，sd(m)＝＝′1′为1101，sd(m)＝＝′0′为0010；

根据查找到的该m对应的cos_lut(m)和sin_lut(m)，分别获得映射后的复数信号的相位的正弦值和余弦值。

预先计算出m＝0，..M-1对应的cos_lut(m)和sin_lut(m)并进行存储，这样在

步骤S503，对获取的映射后的复数信号的幅度和相位进行逆映射，获得所述复数信号的幅度和相位。

由于上面的I/Q映射改变了原始复数信号x(t)的相位，根据上述映射方式对相位进行逆映射，获得复数信号的x(t)的相位。

这种简化的幅度和角度的计算的性能和完全浮点运算的精度非常接近，仿真结果如图6所示。

2)根据获取的幅度与设定门限进行峰值检测，根据峰值检测结果及所述获取的相位求取噪声信号；

由于噪声noise(t)的计算如下：

noise(t)＝(|x(t)|-threshold)·exp(j·angel(x(t)))

＝(|x(t)|-threshold)·cos(θ(t))+(|x(t)|-threshold)·sin(θ(t))·j

优选地，在获取的幅度超过设定门限threshold时，将所述获取的幅度与设定门限的差值确定为噪声信号的幅度，将所述获取的相位确定为噪声信号的相位；在获取的幅度未超过设定门限时，确定噪声信号取值为零。

如果检测到超过门限threshold的复数信号x(t)，则复数信号x(t)的幅度减去threshold，得到噪声信号的幅度，同时噪声信号的相位与输入信号x(t)的相位同 相，将所述获取的相位确定为噪声信号的相位。在复数信号x(t)的幅度未超过threshold时，确定噪声信号取值为零。

由于输入的x(t)都要检测，所以只要是超过threshold的信号都会检测出来，都会生成对应的噪声信号，所以所有预削除的峰值点都会有对应的成型噪声信号。噪声信号noise(t)生成方式如下：

$\mathrm{noise}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\left(\right|x\left(t\right)|-\mathrm{threshold})\&CenterDot;\exp (j\&CenterDot;\mathrm{angel}\left(x\left(t\right)\right)),& \left|x\left(t\right)\right|>\mathrm{threshold}\\ 0,& \left|x\left(t\right)\right|<\mathrm{threshold}\end{array}\right.$

(|x(t)|-threshold)·exp(j·angel(x(t)))＝

(|x(t)|-threshold)·cos(θ(t)+j·(|x(t)|-threshold)·sin(θ(t)

这样得到噪声信号noise(t)的实部noise_i(t)和虚部noise_q(t)如下：

noise_i(t)＝(|x(t)|-threshold)·cos(θ(t)

noise_q(t)＝(|x(t)|-threshold)·sin(θ(t)°

3)对求取的噪声信号noise(t)进行多级噪声成型滤波处理完成噪声信号频谱成型；

计算出上述噪声信号noise(t)后，需要对其进行频谱成型处理，以使频谱成型后的噪声信号的频谱与复数信号x(t)的频谱相同。优选地，本实施例采用多级频谱成型处理，以达到更好的效果。

频谱成型处理中每一级噪声成型滤波器的滤波处理如下

noise_h(t)＝conv(noise(t)，h)

noise_h(t)为噪声成型滤波器滤波后输出的噪声信号，conv表示进行卷积运算，h为噪声成型滤波器的系数。

由于在求取噪声信号的过程中，对超过设定门限的输入信号进行幅度削减，因此输出的噪声信号的频谱会恶化而与输入信号的频谱明显不符，为了使输出的噪声信号的频谱与输入信号的频谱相同，需要对噪声信号进行频谱成型。关于多级噪声成型滤波器的设计，本实施例中有两级滤波器系数的设计，第一级噪声成型滤波器的系数设计采用一种等间隔出现相等个数零值的滤波器系数，其中这些零值是等间隔出现，且每次出现时零值的个数是相等的，滤 波器中这些零值的设计既可以是直接设计具有等间隔出现相等个数零值的滤波器，此时一般采用函数ifir(Interpolated FIR filter)来直接设计等间隔出现相等个数零值的滤波器系数，也可以对设计好的滤波器系数进行内插零值，此时一般采用函数firpm(1inear-phase FIR filter using the Parks-McClellan algorithm)来设计，由于采用等间隔出现相等个数零值的滤波器系数，所以可以采用多相滤波，输入数据分成多相(N＝2相)，每一相的数据和非零值的滤波器系数卷积，由于输入的信号减少了一半，使得使用的乘法器个数减少一半(2相)，如果是3相，乘法器个数将减少到1/3，如果是N相，则乘法器资源减少到1/N，从而达到节省资源的目的。由于滤波器系数等间隔出现零值，所以一定会出现镜像。第二级采用镜像滤除滤波器，滤除所述多相噪声成型滤波器输出的信号中镜像信号，削除镜像的滤波器系数过渡带可以做得非常缓慢，所以滤波器系数的阶数可以做得很短，大大短于多相滤波器系数的长度，并进一步降低FPGA处理滤波的硬件乘法资源。

具体的上述特点的滤波器系数计算可以根据现有的滤波器系数计算方式进行计算，本实施例中具体第一级滤波器系数如下：

-15，0，-1，0，37，0，36，0，-20，0，-34，0，36，0，55，0，-43，0，-75，0，54，0，103，0，-65，0，-138，0，77，0，180，0，-90，0，-232，0，104，0，294，0，-118，0，-369，0，132，0，458，0，-147，0，-566，0，161，0，696，0，-175，0，-855，0，189，0，1052，0，-201，0，-1303，0，213，0，1636，0，-223，0，-2101，0，231，0，2810，0，-238，0，-4052，0，243，0，6887，0，-246，0，-20864，0，-32565，0，-20864，0，-246，0，6887，0，243，0，-4052，0，-238，0，2810，0，231，0，-2101，0，-223，0，1636，0，213，0，-1303，0，-201，0，1052，0，189，0，-855，0，-175，0，696，0，161，0，-566，0，-147，0，458，0，132，0，-369，0，-118，0，294，0，104，0，-232，0，-90，0，180，0，77，0，-138，0，-65，0，103，0，54，0，-75，0，-43，0，55，0，36，0，-34，0，-20，0，36，0，37，0，-1，0，-15。

第二级镜像滤除滤波器系数如下：

-127，-203，568，1238，-1363，-4604，2197，19954，30217，19954，2197，-4604，-1363，1238，568，-203，-127。

如图7所示为184.32MHZ采样速率下50MHZ信号采用上述滤波器设计时 对应的滤波器的总体性能图。

4)将频谱成型后的噪声信号与复数信号x(t)进行对削，完成信号峰值功率削除。

将频谱成型后的噪声信号与复数信号同频谱，优选地，将频谱成型后的噪声信号的实部real(noise_h(t))与所述复数信号x(t)的实部I(t)进行对削，及将频谱成型后的噪声信号的虚部imag(noise_h(t))与所述复数信号x(t)的虚部Q(t)进行对削，具体计算如下：

I′(t)＝I(t)-real(noise_h(t))

Q′(t)＝Q(t)-imag(noise_h(t))

本发明上述实施例通过利用频谱成型后与输入信号同频谱的噪声信号对超过设定门限的输入信号进行峰值对削操作，可以有效的削除所有超过设定门限的峰值功率信号，由于滤波器系数的设置使噪声信号与输入信号同频谱，削峰后的频谱没有恶化，并且PAR有效降低，采用这种多级噪声成型滤波以后的效果如图8所示。

依照本发明实施例中，还提供一种削除信号峰值功率的装置，如图9所示，包括：幅度和相位求取部件10，用于对输入的完成多载波信号叠加后得到的复数信号进行幅度和相位的求取；噪声信号求取部件20，根据获取的幅度与设定门限进行峰值检测，根据峰值检测结果及所述获取的相位求取噪声信号；多级噪声成型滤波器30，用于对求取的噪声信号进行多级滤波完成噪声信号频谱成型，并输出频谱成型后的噪声信号；延时器40，用于将输入的完成多载波信号叠加后得到的复数信号延时，以与输出的频谱成型后的噪声信号保持同步；第一减法器50，用于将所述延时器输出的复数信号与频谱成型后的噪声信号进行对削，实现信号峰值功率削除。

优选地，幅度和相位求取部件10，如图10所示，具体包括：I/Q映射器101，用于根据复数信号的实部和虚部的取值，进行实部I/虚部Q映射，将复数信号映射到设定象限范围内，如映射到[0，π/4]，映射后的复数信号的实部为 I’，虚部为Q’；多级坐标旋转部件102，用于利用多级坐标旋转运算方法获取映射后的复数信号的幅度和相位，图中mag为获取的幅度，sin’为获取的相位的正弦值，cos’为获取的相位的余弦值；I/Q解映射器103，用于对获取的映射后的复数信号的幅度和相位进行逆映射，获得所述复数信号的幅度和相位，由于实部I/虚部Q映射中进行的是符号位取反和I、Q位置的调换，所以不会影响到幅度，I/Q解映射器根据输入的采样的实部Sign_i和采样的虚部Sign_q，对sin’、cos’进行逆映射得到sin和cos，swap_iq包含了I/Q是否对调，是一个标志位，如在I/Q对调时等于1，否则等于0。

如图11所示，本实施例中多级坐标旋转部件102，具体包括：K个级联的坐标旋转运算模块和相位求取模块，K为整数，且K≥2，第k级坐标旋转运算模块用于进行如下坐标旋转运算：

如果qd≥0，则  qs＝0；

如果qd＜0，则  qs＝1；

其中0≤k＜K，第0级坐标旋转运算模块输入的id和qd分别为映射后的复数信号的实部和虚部，除最后一级外的每级坐标旋转运算模块输出的id、qd分别作为下级坐标旋转运算模块输入的id和qd，最后一级坐标旋转运算模块输出的id为映射后的复数信号的幅度；

相位求取模块，用于利用K级坐标旋转运算模块输出的K比特的qs，获取映射后的复数信号的相位。

所述相位求取模块，优选地，包括：入口地址模块，用于接收K级坐标旋转运算模块输出的K比特的qs，并将K比特的qs转换为十进制数m后输出；正弦值查询模块，接收入口地址模块输出的m，查找预先存储的该m对应的cos_lut(m)，获得复数信号的相位的正弦值并输出；余弦值查询模块，接收入口地址模块输出的m，查找预先存储的该m对应的sin_lult(m)，获得复数信号的相位的余弦值并输出；

所述预先存储的cos_lut(m)和sin_lut(m)通过下式确定：

cos_lut(m)＝cos(-θ(m))，sin_lut(m)＝sin(-θ(m))

$\mathrm{\&theta;}\left(m\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}((\mathrm{sd}\left(m\right)==1_{\&prime;}^{\&prime;})\&CenterDot;\mathrm{\&alpha;}\left(k\right)-(\mathrm{sd}\left(m\right)==0_{\&prime;}^{\&prime;})\&CenterDot;\mathrm{\&alpha;}\left(k\right))$

sd(m)＝dec2bin(m,K)， $\mathrm{\&alpha;}\left(k\right)={\mathrm{tg}}^{-1}\left(\frac{1}{2^k}\right)$

其中，0≤k<K，m＝0,...M-1，2^K＝M，sd(m)＝dec2bin(m,K)表示将十进制数m转换为K比特的二进制数。

如图10所示，噪声信号求取部件20，具体包括：第二减法器201，用于将所述获取的幅度Mag减去设定门限threshold并将得到的差值输出；乘法部件202，用于将所述第二减法器201输出的差值与获取的相位(sin和cos)进行乘法运算，并输出相乘后得到的信号(Apha_i和Apha_q)；比较器203，用于比较所述第二减法器输出的差值SP是否大于零；输出模块204，根据比较器203的比较结果，在差值SP>0时，将所述乘法部件202输出的信号(Apha_i和Apha_q)作为噪声信号(noise_i＝Apha_i，noise_q＝Apha_q)输出，在差值SP≤0时，输出取值为零的噪声信号(noise_i＝0，noise_q＝0)。

优选地，噪声信号求取部件20还包括：

第一内插器205，连接在幅度和相位求取部件10和第二减法器201之间，对获取的噪声信号进行内插实现2倍频采样；第二内插器206，与第二减法器201连接，将与获取的噪声信号同频率的设定门限threshold进行内插实现2倍频采样，并输出到所述第二减法器201；第三内插器207，连接在幅度和相位求取部件10和乘法部件202之间，对获取的相位(cos和sin)进行内插实现2倍频采样，并输出到所述乘法部件202；第一采样器208，连接在乘法部件202与输出模块204之间，对乘法部件202输出的信号进行1/2倍频采样后输出(具体输出Apha_i)；负延时器209，连接在乘法部件202与第二采样器210之间，对乘法部件202输出的信号提前一个采样点输出；第二采样器210，连接在所述负延时器209和输出模块204之间，对负延时器209输出的信号进行1/2倍频 采样后输出(具体输出Apha_q)。

本发明实施例通过加入上述内插器可以实现利用一个乘法器完成噪声信号的实部和虚部的采样，当然，也可以不用上述乘法进行2倍内插和1/2倍频采样，而利用两个乘法器分别实现噪声信号实部和虚部的采样。

本实施例中多级噪声成型滤波器30具体为两级噪声成型滤波器，如图9所示，第一级噪声成型滤波器，采用具有等间隔出现相等个数零值的滤波器系数的多相噪声成型滤波器(即图中第一级多相噪声成型滤波)，对求取的噪声信号进行多相频谱成型滤波；第二级噪声成型滤波器，采用镜像滤除滤波器(即图中第二级镜像滤除滤波)，滤除所述第一级噪声成型滤波器输出的信号中的镜像信号。第一级原型滤波系数H1和第二级原型滤波系数H2的设计及取值同前面实施例的削除信号峰值功率的方法中滤波器系数设计。

依照本发明实施例中，还提供一种信号发送方法，包括：对要发送的多路信号进行基带处理，将所述多路信号调制到多个载波上得到多载波信号；对所述多载波信号进行叠加得到复数信号；对所述叠加得到的复数信号，利用本发明上述实施例中所述的削除信号峰值功率的方法进行信号峰值功率削除；对完成信号峰值功率削除后的复数信号进行数字上变频后发送。

依照本发明的实施例中，还提供一种射频远拉模块RRU，包括：叠加器，用于对基带处理后得到的多载波信号进行叠加，并输出叠加后得到的复数信号；本发明上述实施例提供的削除信号峰值功率的装置，用于对所述叠加器输出的复数信号进行信号峰值功率削除；数字上变频器DCU，用于对完成信号峰值功率削除后的复数信号进行数字上变频后发送。

依照本发明实施例中还提供一种基站，包括：基带处理单元BBU，用于对要发送的多路信号进行基带处理，将所述多路信号调制到多个载波上得到多载波信号；射频远拉单元RRU，包括：叠加器，用于对基带处理后得到的多载波信号进行叠加，并输出叠加后得到的复数信号；本实施例所述的削除信号峰值功率的装置，用于对所述叠加器输出的复数信号进行信号峰值功率削除；数字 上变频器DCU，用于对完成信号峰值功率削除后的复数信号进行数字上变频后发送。

利用本发明的上述方法及装置，对于宽频信号，对于宽频带宽信号(大于30MHZ)，采用噪声成型滤波技术，对超过设定门限的信号对应的噪声信号进行频谱成型，频谱成型后的噪声信号与输入信号进行对削。输入信号的幅度和相位采用多级坐标旋转求取，计算只需要简单的移位和加法操作就能完成，节省了硬件乘法器的资源；对于宽频信号：E频段50M(2320MHz-2370MHz)D频段50M(2570MHz-2620MHz)信号采用多级噪声成型滤波，计算出来的噪声采用两级滤波结构，第一级频谱成型，阶数比较长，通过采用多相方式降低硬件乘法器的使用，第二级滤波仅仅滤除第一级的镜像，滤波器过渡带可以很宽，这样也就降低了第二级滤波器阶数。总体来说，可以节省乘法器资源30％以上。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (16)

1.一种削除信号峰值功率的方法，其特征在于，包括：

获取完成多载波信号叠加后得到的复数信号的幅度和相位；

根据获取的幅度与设定门限进行峰值检测，根据峰值检测结果及所述获取的相位求取噪声信号；

对求取的噪声信号进行多级噪声成型滤波处理完成噪声信号频谱成型；

将频谱成型后的噪声信号与复数信号进行对削，完成信号峰值功率削除；

其中，对求取的噪声信号进行多级噪声成型滤波处理完成噪声信号频谱成型，具体包括：

利用具有等间隔出现相等个数零值的滤波器系数的多相噪声成型滤波器，对求取的噪声信号进行多相频谱成型滤波；

利用镜像滤除滤波器，滤除所述多相噪声成型滤波器输出的信号中镜像信号并输出。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据获取的幅度与设定门限进行峰值检测，根据峰值检测结果及所述获取的相位求取噪声信号，包括：

在获取的幅度超过设定门限时，将所述获取的幅度与设定门限的差值确定为噪声信号的幅度，将所述获取的相位确定为噪声信号的相位；

在获取的幅度未超过设定门限时，确定噪声信号取值为零。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获取完成多载波信号叠加后得到的复数信号的幅度和相位，具体包括：

根据复数信号的实部和虚部的取值，进行实部I/虚部Q映射，将复数信号映射到设定象限范围内；

利用多级坐标旋转运算方法获取映射后的复数信号的幅度和相位；

对获取的映射后的复数信号的幅度和相位进行逆映射，获得所述复数信号的幅度和相位。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述利用多级坐标旋转运算 方法获取映射后的复数信号的幅度和相位，具体包括：

利用映射后的复数信号的实部和虚部进行K级坐标旋转运算，K为整数，且K≥2，其中第k级坐标旋转运算如下：

如果qd≥0，将输入的id更新为将输入的qd更新为确定qs＝0，并输出更新后的id、qd及确定的qs；

如果qd<0，将输入的id更新为将输入的qd更新为确定qs＝1，并输出更新后的id、qd及确定的qs；

其中0≤k<K，第0级坐标旋转运算输入的id和qd分别为映射后的复数信号的实部和虚部，除最后一级外的每级坐标旋转运算输出的id、qd分别作为下级坐标旋转运算输入的id和qd，确定最后一级坐标旋转运算输出的id为映射后的复数信号的幅度；

利用K级坐标旋转运算输出的K比特的qs获取映射后的复数信号的相位。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述利用K级坐标旋转运算输出的K比特的qs获取映射后的复数信号的相位，包括：

将K比特的qs转换为十进制数m，查找预先存储的该m对应的cos_lut(m)和sin_lut(m)，所述预先存储的cos_lut(m)和sin_lut(m)通过下式确定：

cos_lut(m)＝cos(-θ(m))，sin_lut(m)＝sin(-θ(m))

sd(m)＝dec2bin(m,K)，

其中，0≤k<K，m＝0,...M-1，2^K＝M，sd(m)＝dec2bin(m,K)表示将十进制数m转换为K比特的二进制数；

根据查找到的该m对应的cos_lut(m)和sin_lut(m)，分别获得映射后的复数信号的相位的正弦值和余弦值。

6.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述设定象限范围具体为第 一象限中相位在的四分之一象限范围。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将频谱成型后的噪声信号与所述复数信号进行对削，具体包括：

将频谱成型后的噪声信号的实部与所述复数信号的实部进行对削，及将频谱成型后的噪声信号的虚部与所述复数信号的虚部进行对削。

8.一种信号发送方法，其特征在于，包括：

对要发送的多路信号进行基带处理，将所述多路信号调制到多个载波上得到多载波信号；

对所述多载波信号进行叠加得到复数信号；

对所述叠加得到的复数信号，利用权利要求1～7任一所述的削除信号峰值功率的方法进行信号峰值功率削除；

对完成信号峰值功率削除后的复数信号进行数字上变频后发送。

9.一种削除信号峰值功率的装置，其特征在于，包括：

幅度和相位求取部件，用于对输入的完成多载波信号叠加后得到的复数信号进行幅度和相位的求取；

噪声信号求取部件，根据获取的幅度与设定门限进行峰值检测，根据峰值检测结果及所述获取的相位求取噪声信号；

多级噪声成型滤波器，用于对求取的噪声信号进行多级滤波完成噪声信号频谱成型，并输出频谱成型后的噪声信号；

延时器，用于将输入的完成多载波信号叠加后得到的复数信号延时，以与输出的频谱成型后的噪声信号保持同步；

第一减法器，用于将所述延时器输出的复数信号与频谱成型后的噪声信号进行对削，实现信号峰值功率削除；

所述多级噪声成型滤波器具体为两级噪声成型滤波器，其中：

第一级噪声成型滤波器，采用具有等间隔出现相等个数零值的滤波器系数的多相噪声成型滤波器，对求取的噪声信号进行多相频谱成型滤波；

第二级噪声成型滤波器，采用镜像滤除滤波器，滤除所述第一级噪声成型滤波器输出的信号中的镜像信号。

10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述噪声信号求取部件，具体包括：

第二减法器，用于将所述获取的幅度减去设定门限并将得到的差值输出；

乘法部件，用于将所述第二减法器输出的差值与获取的相位进行乘法运算，并输出相乘后得到的信号；

比较器，用于比较所述第二减法器输出的差值是否大于零；

输出模块，根据比较器的比较结果，在差值大于零时，将所述乘法部件输出的信号作为噪声信号输出，在差值不大于零，输出取值为零的噪声信号。

11.如权利要求10所述的装置，其特征在于，所述噪声信号求取部件还包括：

第一内插器，连接在幅度和相位求取部件和第二减法器之间，对获取的噪声信号进行内插实现2倍频采样；

第二内插器，与第二减法器连接，将与获取的噪声信号同频率的设定门限进行内插实现2倍频采样，并输出到所述第二减法器；

第三内插器，连接在幅度和相位求取部件和乘法部件之间，对获取的相位进行内插实现2倍频采样，并输出到所述乘法部件；

第一采样器，连接在乘法部件与输出模块之间，对乘法部件输出的信号进行1/2倍频采样后输出；

负延时器，连接在乘法部件与第二采样器之间，对乘法部件输出的信号提前一个采样点输出；

第二采样器，连接在所述负延时器和输出模块之间，对负延时器输出的信号进行1/2倍频采样后输出。

12.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述幅度和相位求取部件，具体包括：

I/Q映射器，用于根据复数信号的实部和虚部的取值，进行实部I/虚部Q映射，将复数信号映射到设定象限范围内；

多级坐标旋转部件，用于利用多级坐标旋转运算方法获取映射后的复数信号的幅度和相位；

I/Q解映射器，用于对获取的映射后的复数信号的幅度和相位进行逆映射，获得所述复数信号的幅度和相位。

13.如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述多级坐标旋转部件，具体包括：

K个级联的坐标旋转运算模块，K为整数，且K≥2，第k级坐标旋转运算模块用于进行如下坐标旋转运算：

如果qd≥0，将输入的id更新为将输入的qd更新为确定qs＝0，并输出更新后的id、qd及确定的qs；

如果qd<0，将输入的id更新为将输入的qd更新为确定qs＝1，并输出更新后的id、qd及确定的qs；

其中0≤k<K，第0级坐标旋转运算模块输入的id和qd分别为映射后的复数信号的实部和虚部，除最后一级外的每级坐标旋转运算模块输出的id、qd分别作为下级坐标旋转运算模块输入的id和qd，最后一级坐标旋转运算模块输出的id为映射后的复数信号的幅度；

相位求取模块，用于利用K级坐标旋转运算模块输出的K比特的qs，获取映射后的复数信号的相位。

14.如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述相位求取模块，包括：

入口地址模块，用于接收K级坐标旋转运算模块输出的K比特的qs，并将K比特的qs转换为十进制数m后输出；

正弦值查询模块，接收入口地址模块输出的m，查找预先存储的该m对应的cos_lut(m)，获得复数信号的相位的正弦值并输出；

余弦值查询模块，接收入口地址模块输出的m，查找预先存储的该m对应的sin_lut(m)，获得复数信号的相位的余弦值并输出；

所述预先存储的cos_lut(m)和sin_lut(m)通过下式确定：

cos_lut(m)＝cos(-θ(m))，sin_lut(m)＝sin(-θ(m))

sd(m)＝dec2bin(m,K)，

其中，0≤k<K，m＝0,...M-1，2^K＝M，sd(m)＝dec2bin(m,K)表示将十进制数m转换为K比特的二进制数。

15.一种射频远拉模块RRU，其特征在于，包括：

叠加器，用于对基带处理后得到的多载波信号进行叠加，并输出叠加后得到的复数信号；

权利要求9～14任一所述的削除信号峰值功率的装置，用于对所述叠加器输出的复数信号进行信号峰值功率削除；

数字上变频器DCU，用于对完成信号峰值功率削除后的复数信号进行数字上变频后发送。

16.一种基站，其特征在于，包括：

基带处理单元BBU，用于对要发送的多路信号进行基带处理，将所述多路信号调制到多个载波上得到多载波信号；

射频远拉模块RRU，包括：叠加器，用于对基带处理后得到的多载波信号进行叠加，并输出叠加后得到的复数信号；权利要求9～14任一所述的削除信号峰值功率的装置，用于对所述叠加器输出的复数信号进行信号峰值功率削除；数字上变频器DCU，用于对完成信号峰值功率削除后的复数信号进行数字上变频后发送。