CN102835048A - Ofdm调制器、ofdm发送设备和ofdm调制方法 - Google Patents

Abstract

发送设备100具有：快速傅里叶逆变换转换器104(第一电路)，获取多个多值符号数据，每个多值符号数据被分配给专用子载波，并根据所获取的多个多值符号数据来产生波形数据；以及数字频率转换器107(第二电路)，偏移快速傅里叶逆变换转换器104产生的波形数据的频率。

Description

OFDM调制器、OFDM发送设备和OFDM调制方法

技术领域

本发明涉及例如OFDM调制器、包括这种OFDM调制器的OFDM发送设备和OFDM调制方法。

背景技术

近年来，各种无线通信均采用正交频分复用(OFDM)系统。OFDM系统是使用彼此正交的多个窄带子载波的多载波系统。这种系统发送信号，该信号包括分别调制的子载波，并且具有类正形频谱，类方形频谱的形状在整体上基本为方形，并因此这种系统获得高频率使用率。此外，OFDM系统可以具有比单载波系统更长的符号长度，因此具有对延迟波的抵抗性。通过添加保护间隔，该系统获得对多径环境的增强抵抗性。

正交频分复用多址(OFDMA)系统是多址接入系统，其中，基于OFDM系统，每个子载波被分配给要发送的信息的专用目的地，从而向多个目的地同时发送信息。在OFDMA系统中，可以根据发送的信息的目的地，来设置例如分配的子载波的数目和子载波的无线调制系统和发送功率。在某种情况下，有不存在特定子载波的情况。

作为日本数字电视的标准广播系统的集成服务数字广播陆地系统(ISDB-T系统)采用频带分段传输的OFDM系统(BST-OFDM系统)。在BST-OFDM系统中，OFDM系统中的子载波被分为被称为段的组，并且根据使用来分配段，从而可以实现适于每次使用的设置(例如，无线调制系统、发送功率)。

此外，在第三代合作伙伴计划(3GPP)开发的长期演进(LTE)系统中，OFDMA系统用于从基站至移动台的下行链路。此外，基于离散傅里叶变换扩展(DST-扩频)OFDM的单载波频分多址接入(SC-FDMA)系统用于从移动台至基站的上行链路。

在SC-FDMA系统中，要使用的子载波的数目根据多值符号数据的频率(符号速率)而变化。因此，一个发送机可以使用针对分配作为发送频带的每个频带所设置的所有子载波。然而，这个发送机并不总是同时使用所有子载波。其他发送机可以使用未使用的子载波，因此，多个发送机可以同时共享相同的发送频带，有效地使用频率资源。

此外，诸如OFDM系统的多载波系统与单载波系统相比，在无线信号中具有较高的峰均功率比(PAPR)，需要具有更低失真特性的无线信号电路。SC-FDMA系统向与原始时间波形相对应的多值符号数据序列应用离散傅里叶变换，以产生子载波的调制信息(频谱信息)。此外，SC-FDMA系统使子载波的相对频率布置在子载波映射之前和之后保持不变，从而使得无线信号的时间波形与单载波系统的波形接近。这使得可以将其PAPR降低至接近单载波系统的水平，放松无线信号电路所需的低失真性能。

此外，SC-FDMA系统具有一种特性，其中可以通过切换子载波的映射，容易地改变要使用的子载波的频率。利用这种特性，LTE系统能够实现跳频功能。

专利文献1描述了与采用SC-FDMA系统的发送设备有关的技术。SC-FDMA系统的发送设备的特征在于，根据发送设备和接收设备之间的传播路径中的频率选择特性来调整SC-FDMA符号的频率响应。

相关现有文献

专利文献

专利文献1：日本专利申请公开No.2009-239539

发明内容

如LTE系统的移动台所示，越来越需要对采用OFDM系统的发送设备进行尺寸缩减。鉴于上述情况做出本发明，并且本发明的目的是缩减OFDM调制器或包括OFDM调制器的OFDM发送设备中的电路的尺寸。此外，本发明的另一目的是提供能够降低操作成本的OFDM调制技术。

根据本发明，提供了一种OFDM调制器，包括：第一电路，获取多个复数数据，每个复数数据被分配给专用子载波，并根据所获取的多个复数数据来产生波形数据；以及第二电路，获取第一电路产生的波形数据，偏移波形数据的频率。

此外，根据本发明，提供了一种包括OFDM调制器的OFDM发送设备，包括：第一电路，获取多个复数数据，每个复数数据被分配给专用子载波，并根据所获取的多个复数数据来产生波形数据；以及第二电路，获取第一电路产生的波形数据，并偏移波形数据的频率。

此外，根据本发明，提供了一种OFDM调制方法，包括获取多个复数数据，每个复数数据被分配给专用子载波；根据所获取的多个复数数据来产生波形数据；获取在第一步骤中产生的波形数据；以及偏移波形数据的频率。

此外，根据本发明，提供了一种计算机可读存储介质，其存储用于使计算机执行以下处理的程序：第一处理，获取多个复数数据，每个复数数据被分配给专用子载波，并根据所获取的多个复数数据来产生波形数据；以及第二处理，获取在第一处理中产生的波形数据，并偏移波形数据的频率。还提供了上述程序。

根据本发明，可以缩减OFDM调制器和包括OFDM调制器的OFDM发送电路中的电路的尺寸。此外，根据本发明，可以提供能够降低操作成本的OFDM调制技术。

附图说明

通过下面所述的优选示例性实施例和所附的以下附图，本发明的上述目的和其他目的以及本发明的特征和优点会变得更加显而易见。

图1是示出了根据第一示例性实施例的、采用OFDM调制器的发送设备的配置视图。

图2是示出了根据该示例性实施例的数字频率转换器的配置视图。

图3是示出了根据第二示例性实施例的、采用SC-FDMA系统的发送设备的配置视图。

图4是示出了采用通用OFDM调制器的发送设备的配置视图。

图5是示出了采用基于通用DFT-扩频OFDM的SC-FDMA系统的发送设备的配置视图。

图6是示出了资源网格的图，资源网格示出了多值符号在子载波频率和时间的平面上的布置。

具体实施方式

下面，参考附图来描述本发明的示例性实施例。注意，在所有附图中，由相同的参考数字表示相同的组成组件，并且不再重复对其的详细解释。

[第一示例性实施例]

图4是示出了采用通用OFDM调制器的发送设备400的配置的图。

符号映射电路101将作为输入的发送数据的比特序列转换为诸如16QAM和64QAM的多值符号数据序列，并且将多值符号数据序列分配给OFDM的子载波。在本说明书中，表述“转换为多值符号数据”表示将输入的比特序列转换为多个复数数据，并将专用子载波分配给每个复数数据。此外，复数数据是包括构成比特序列的比特信息的复数。多值符号数据包含每个复数数据、分配给复数数据并由复数数据调制的子载波的频率信息、以及要输出复数数据的时间(定时)信息。此外，多值符号数据对应于要输出的OFDM信号的频谱。

串行/并行(S/P)转换电路102将多值符号数据转换为并行多值符号数据，并行多值符号数据是并行的数据。转换后的并行多值符号数据输入快速傅里叶逆变换转换器(IFFT)404。快速傅里叶逆变换转换器(IFFT)404对输入的数据应用快速傅里叶逆计算，将其转换为并行时间波形数据，并行时间波形数据是并行的数据。该快速傅里叶逆计算用作OFDM调制。该本说明书中，快速傅里叶逆变换表示快速傅里叶变换的逆变换。快速傅里叶变换是在计算器中快速地计算离散傅里叶变换的算法，并且例如还用于例如信号处理中的离散数字信号的频率分析。通过快速傅里叶逆变换，将离散采样频点上的频谱信息转换为离散时间波形信息。

并行-串行(P/S)转换和保护间隔(GI)添加电路405向从IFFT404输出的并行时间波形数据添加保护间隔持续期间的波形，以将并行时间波形数据转换为串行的时间序列数据。

按照复数计算来执行上述处理。将P/S转换和GI添加电路405的输出输入分离电路(分离器)108，以提取实部分量系数数据和虚部分量系数数据。在本说明书中，实部分量系数数据称为同相数字基带信号(I-DBB信号)，而虚部分量系数数据称为正交数字基带信号(Q-DBB信号)。

I-DBB信号和Q-DBB信号分别由数字-模拟(D/A)转换器109和110转换为同相模拟基带信号(I-ABB信号)和正交模拟基带信号(Q-ABB信号)，I-ABB信号和Q-ABB信号每个均为模拟波形信号。然后，频率转换器(混频器)111和112分别将转换后的信号各与作为载波的LO信号混频，并分别转换为同相载波频带信号(I-RF信号)和正交载波频带信号(Q-RF信号)。

本地振荡器(LO OSC)113的输出作为LO信号输入频率转换器112和113，以使得90°相移器114将输入频率转换器112的LO信号的相位相对于输入频率转换器111的LO信号延迟90°。

组合器115将I-RF信号和Q-RF信号组合，并输出组合信号，作为载波频带信号(RF信号)。

正交频分复用接入(OFDMA)系统是多址接入系统，其中，基于OFDM系统，针对要发送的信息的每个不同目的地分配子载波，从而向多个接收机同时发送信息。在OFDMA系统中，可以根据发送的信息的目的地，来设置分配的子载波的数目和每个子载波的无线调制系统和发送功率。在某种情况下，有不存在特定子载波的情况。例如，图4示意地示出了对于子载波频率f₀至f₄和f_n-3至f_n-1，不存在子载波的情况，换言之，每个子载波上的频谱为零的情况，其中f₀＜f₁＜f₂＜f₃＜f₄＜f₅＜...＜f_n-4＜f_n-3＜f_n-2＜f_n-1。

接下来，参考图1，详细描述采用根据本发明第一示例性实施例的OFDM调制器的发送设备100。将描述与图4所示的发送设备400的不同之处。

在图1中，符号映射电路101获取作为发送数据的比特序列，并输出多值符号数据，多值符号数据是复数序列。

串行-并行(S/P)转换电路102获取多值符号数据，并输出并行多值符号数据，并行多值符号数据是并行的复数数据。

子载波映射电路103获取并行多值符号数据，将其输出至快速傅里叶逆变换转换器(IFFT)104。子载波映射电路103还输出频率和相位控制信号、内插控制信号和频点数目改变信号。

快速傅里叶逆变换转换器(IFFT)104从子载波映射电路103获取并行多值符号数据和频点数目改变信号。快速傅里叶逆变换转换器(104)向由并行多值符号数据中包含的所有多值符号数据的频点数目改变信号所识别的多值符号数据的复数数据应用快速傅里叶逆变换，并输出并行时间波形数据，并行时间波形数据是复数。

并行-串行(P/S)转换和保护间隔(GI)添加电路105获取并行时间波形数据和频点数目改变信号，并输出复数序列的时间波形数据，复数序列的时间波形数据具有所添加的保护间隔持续期间的波形。

内插电路106获取复数序列的时间波形数据和内插控制信号，并输出内插的时间波形数据，内插的时间波形数据是复数序列。

数字频率转换器(DFC)107获取内插的时间波形数据以及来自子载波映射电路103的频率和相位控制信号，并输出复数数字基带信号(复数DBB信号)，复数数字基带信号是复数。

在本示例性实施例中，OFDM调制器包括符号映射电路101、串行-并行(S/P)转换电路102、子载波映射电路103、快速傅里叶逆变换转换器(IFFT)104、并行-串行(P/S)转换和保护间隔(GI)添加电路105、内插电路106以及数字频率转换器(DFC)107。换言之，从发送数据序列的输入至复数DBB信号的产生的一系列处理称为与OFDM调制有关的处理。

分离电路(分离器)108获取复数DBB信号，并输出同相数字基带信号(I-DBB信号)和正交数字基带信号(Q-DBB信号)。

数字-模拟转换器(D/A)109和数字-模拟转换器(D/A)110分别获取I-DBB信号和Q-DBB信号，并分别输出同相模拟基带信号(I-ABB信号)和正交模拟基带信号(Q-ABB信号)。

本地振荡器(LO OSC)113产生并输出本地振荡信号(LO信号)。

90°相移器114获取LO信号，并输出正交LO信号。

频率转换器(混频器)111获取I-ABB信号和LO信号，并输出同相载波频带信号(I-RF信号)。

频率转换器(混频器)112获取Q-ABB信号和正交LO信号，并输出正交载波频带信号(Q-RF信号)。

组合器115获取I-RF信号和Q-RF信号，并输出载波频带信号(RF信号)。

接下来，详细描述数字频率转换器(DFC)107的配置。图2示意了图1所示的数字频率转换器(DFC)107的细节。

将输入DFC 107的内插的波形数据输入复数乘法器(Mult)201。

数字频率合成器(数字OSC)202获取频率和相位控制信号，并输出数字LO信号，数字LO信号是具有频率和相位的正弦曲线的数字波形值。

复数乘法器(Mult)201获取内插的时间波形数据和数字LO信号，并输出复数DBB信号。

[操作的解释]

接下来，描述图1所示的发送设备100的操作。

作为发送数据的比特序列输入符号映射电路101，并转换为多值符号数据，多值符号数据是复数序列。每个多值符号数据是诸如16QAM或64QAM的符号，并且是包括多个比特的信息的复数。此外，例如按照顺序形式，将要基于符号进行调制的子载波的频率信息以及用于输出基于符号调制的子载波的时间(定时)信息与符号相关联。

作为序列的多值符号数据输入串行-并行(S/P)转换电路102，经过并行转换，并作为并行多值符号数据输出。

并行多值符号数据输入子载波映射电路103，根据并行多值符号数据中包含的多值符号数据和同与各多值符号数据相关联的要调制的子载波的频率有关的信息，改变子载波频率分配，并输出至IFFT 104。

此外，子载波映射电路103产生频点数目改变信号，并将所产生的信号输出至IFFT 104和P/S转换和GI添加电路105。子载波映射电路103产生内插控制信号，并将所产生的信号输出至内插电路106。子载波映射电路103产生频率和相位控制信号，并将所产生的信号输出至数字频率转换器107。

通常，利用在OFDM调制器中应用的快速傅里叶逆变换，子载波被设置为使得频率的正向侧和负向侧关于频率＝0的中心对称的形式。

快速傅里叶逆变换的计算量与N·logN成比例，其中N是频点的数目。在N＝2048的情况下，可以获得N·logN＝15615.219...然而，在N＝1024的情况下，N·logN＝7097.827...因此，减少频点将极大地降低计算量。

除了计算量的降低之外，对于2048个点的数据输入串行-并行转换所需的等待时间也减少为对于1024个点的等待时间。这种等待时间的减少使其后的计算开始得更早，并使得迟滞降低。随着迟滞的降低，可以缩短占用计算资源的时间段，这还减少了计算所需的资源量。注意，如果频点的数目N较小，则可以代替快速傅里叶逆变换，通过执行数值计算而不是快速傅里叶逆变换，或者读取波形表，来产生子载波的正弦波形，从而降低计算量。

另一方面，对于OFDMA系统和SC-FDMA系统，要产生的子载波可能仅在频率轴上的局部存在(本地化)。可以根据并行多值符号数据中具有0值的多值符号数据和具有不同于0值的多值符号数据的分布，来检测本地化。

应该注意，在本说明书中，表达“具有0值”表示多值符号数据中包含的数据数据的实部和虚部均为0，而表达“具有不同于0值”标识多值符号数据中包含的复数数据的实部和虚部中的至少一个不为零。

子载波映射电路103检测是否出现子载波本地化。根据检测结果，电路103偏移子载波的频率，并使用频点数目改变信号向IFFT 104通知用于快速傅里叶逆变换的频点数目的改变。

更具体地，子载波映射电路103根据多值符号数据中包含的复数数据的值，指定由相邻频点形成的特定频率范围(特定频带)，并向IFFT 104输出在指定的频带中包括的频点的数目，作为频点数目改变信号。此外，子载波映射电路103从多值符号数据中包含的所有复数数据中选择指定的频带中包含的子载波所分配给的复数数据，并偏移与所选择的复数数据相对应的频率。然而，IFFT 104向频率偏移后的所选择的复数数据应用快速傅里叶逆变换。

例如，在通过设置最大频点数目Nmax＝2048来应用快速傅里叶逆变换的系统中，如果在相邻的1024个频点内分配实际需要产生的子载波(对应于具有不同于0值的多值符号数据)，则偏移它们的频率，以使得具有不同于0值的多值符号数据的分布的中心频率为零。然后，向IFFT 104发送频点数目改变信号和频率偏移后的并行多值符号数据，以便设置频点数目N＝1024，以应用快速傅里叶逆变换。

然而，在这种情况下出现两个问题。第一个问题是从IFFT 104输出的子载波的频率和相位从原始值偏移。第二个问题是，在IFFT 104中，输入的频点数目的减少导致输出波形的采样点数目的减少，换言之，输出波形的采样点稀疏了。

为了解决上述问题，针对与频率或相位的偏移有关的问题，提供数字频率转换器107，并且数字频率转换器107根据来自子载波映射电路103的频率和相位控制信号来补偿频率和相位。注意，频率和相位控制信号包含与子载波映射电路103所偏移的频率以及作为频率偏移的结果而改变的相位有关的信息。

对于波形的采样点数目的问题，根据来自子载波映射电路103的内插控制信号，内插电路106对波形采样数据进行内插。注意，内插控制信号包含与作为子载波映射电路103所进行的子载波的频率偏移以及频点数目的减少的结果而稀疏的输出波形的采样点数目有关的信息。在本说明书中，表达“与稀疏的输出波形的采样点数目有关的信息”表示例如子载波映射电路103输出的并行多值符号数据的频点数目(子载波数目)。

经过了频率偏移的并行多值符号数据输入IFFT 104，根据频点数目改变信号，经过快速傅里叶逆变换，并转换为并行时间波形数据，并行时间波形数据是复数。根据频点数目改变信号，IFFT 104可以切换计算电路的激活和暂停，以与频点数目匹配。此外，IFFT 104还可以选择适合于频点数目的计算电路，并切换电路至该适合的计算电路。此外，IFFT 104改变与针对计算过程的程序的操作设置有关的参数，使之以适合于频点数目的方式操作。

P/S转换和GI添加电路105向并行时间波形数据添加保护间隔，并将该数据转换为预内插时间波形数据，预内插时间波形数据是复数串行数据序列。并行时间波形数据的数据数目根据输入IFFT 104的数据的数目而改变，换言之，根据子载波的数目而改变。P/S转换和GI添加电路105需要预先获取要输入的并行时间波形数据的数据数目，以便根据所获取的信息来操作。为此，P/S转换和GI添加电路105根据从子载波映射电路103获得的频点数目信号来执行上述处理。

内插电路106接收预内插时间波形数据，根据从子载波映射电路103获得的内插控制信号，按照波形数据，内插接收到的预内插时间波形数据，并输出内插后的数据作为时间波形数据。

数字频率转换器107接收该时间波形数据，向与子载波映射电路103所执行的频率偏移相反的方向，将接收到的时间波形数据的频率偏移子载波映射电路103所偏移的频率量，并输出所获得的数据，作为复数DBB信号。此时，还对数据的相位进行补偿。预先从子载波映射电路103发送与偏移频率和要补偿的相位有关的信息，作为频率和相位控制信号。

分离电路108接收复数DBB信号。之后的操作与图4所示的通用OFDM发送设备相同，不再重复对其的详细描述。

参考图2，描述数字频率转换器107的操作。

将输入数字频率转换器107的时间波形数据输入复数乘法器(Mult)201。此外，将输入数字频率转换器107的频率和相位控制信号输入数字频率合成器(数字OSC)202，并根据输入的信号，数字频率合成器(数字OSC)202产生数字LO信号，该数字LO信号是复数的数字波形。复数乘法器201将数字LO信号与时间波形数据相乘，以产生复数DBB信号，作为乘法的结果。

数字频率合成器(数字OSC)202的特定示例包括离散数字合成器(DDS)的数字正弦波形产生电路。通常，DDS将数字正弦波形转换为模拟形式，并输出模拟信号。

发送设备100的每个单元在逻辑上可以由计算机程序实现，或者可以形成为唯一硬件，或者可以由软件和硬件的组合来实现。

在发送设备100的每个单元由计算机程序实现的情况下，该计算机程序存储在计算机可读存储介质中，并且计算机从该存储介质读取计算机程序，并且主要执行以下处理。

a)将输入的比特序列转换为多个复数数据，并向多个复数数据中的每个分配专用载波。

b)根据复数数据的值来检测频带，并选择所检测到的频带中存在的子载波所分配给的复数数据。

c)向在(b)处理中选择的复数数据应用快速傅里叶逆变换(离散傅里叶逆变换)，并产生波形数据。

d)根据在(b)处理中检测到的频带，内插波形数据，并偏移频率。

接下来，描述本示例性实施例所获得的效果。根据本示例性实施例，输入快速傅里叶逆变换转换器104的复数数据的数目(频点的数目)减少，因此，可以降低快速傅里叶逆变换的计算量。因此，可以减少快速傅里叶逆变换转换器104所消耗的功率。此外，可以减少快速傅里叶逆变换的计算的迟滞。

在设计电路时，通过将输入快速傅里叶逆变换转换器104的频点的数目设置为少于符号映射电路101可以分配的子载波的数目，可以减小子载波映射电路103和快速傅里叶逆变换转换器104的电路尺寸，这将使得整个发送设备100的电路尺寸减小。这可以降低发送设备100的制造成本。

此外，可以减少等待串行-并行转换电路102中数据的输入的时间，从而可以减少整个迟滞。除了快速傅里叶逆变换的计算之外，迟滞的减少可以减少占用计算机的时间段。这可以减少计算所需的资源，并且可以使用这些资源进行其他计算。

[第二示例性实施例]

图5示意了采用基于在LTE系统中使用的DFT-扩频OFDM的SC-FDMA系统的发送设备500的配置。

基于DFT-扩频OFDM的SC-FDMA系统(下面称为“SC-FDMA系统”)向要发送的符号序列应用离散傅里叶变换(DFT)，并且将所获得的信号输入OFDM系统。接下来，描述与图4所示内容的区别。

符号映射电路301将作为输入的发送数据的比特序列转换为诸如16QAM和64QAM的多值符号数据序列。串行-并行(S/P)转换电路302将符号映射电路301所转换的多值符号数据转换为并行多值符号数据，并将所获得的数据输入离散傅里叶变换转换器(DFT)303。离散傅里叶变换转换器(DFT)303通过快速傅里叶变换，将输入的数据转换为频谱数据。根据符号速率来确定离散傅里叶变换的采样点数目，符号速率是每单位时间输入的多值符号数据的数目，并且在多值符号数据的符号速率较高时，将离散傅里叶变换的采样点数目设置为较大，而在多值符号数据的符号速率较低时，将离散傅里叶变换的采样点数目设置为较小。利用这种设置，输出的频谱数据的数目与输入的多值符号数据的符号速率相对应。频谱数据的数目随着多值符号数据的符号速率的增加而变高，并且随着多值符号数据的符号速率的降低的变低。

每个频谱数据对应于OFDM调制器中的复数数据。在第一示例性实施例中的OFDM调制器中，多值符号数据、复数数据和子载波彼此一一对应。在SC-FDMA系统中，DFT 303应用快速傅里叶变换(离散傅里叶变换)，以从多个多值符号数据中提取频谱数据，频谱数据是复数数据。每个频谱数据与子载波一一对应，但是并不与多值符号数据一一对应。在这点上，SC-FDMA系统与OFDM调制器不同。更具体地，利用第一示例性实施例中的符号映射电路101，将单个子载波分配给单个多值符号数据。另一方面，利用本示例性实施例中的符号映射电路301，将多个子载波分配给多个多值符号数据，并且多值符号数据与子载波彼此具有M-N的对应关系，这使得SC-FDMA系统与OFDM调制器不同。

由子载波映射电路503将频谱数据分配给预定子载波，并作为子载波的频谱而输出。由系统的更高层给出与子载波的分配有关的信息。如上所述，在SC-FDMA系统中，使多值符号数据和从多值符号数据导出的频谱数据对应于与对应子载波的数目有关的信息(频率带宽)，但是并不使它们直接对应于子载波的频率。注意，术语“系统的更高层”是包括发送设备500的通信系统的一部分，图5未示出该部分。系统的更高层可以存在于发送设备500中，或者可以存在于发送设备500外部。

如上所述，对于SC-FDMA系统，要使用的子载波的数据根据多值符号数据的符号速率而改变。因此，尽管一个发送设备可以使用在分配作为发送频带的频带中指定的所有子载波，但是这个发送设备并不总是同时使用所有子载波。此外，其他发送设备可以使用未使用的子载波，从而多个发送设备同时共享相同的发送频带，有效地使用了频率资源。这就是SC-FDMA系统的第一特性。

通常，诸如OFDM系统的多载波系统的无线信号的峰均功率比(PAPR)比单载波系统高，并需要无线信号电路呈现较低的失真特性。另一方面，SC-FDMA系统向与原始时间波形相对应的多值符号数据序列应用离散傅里叶变换，以产生子载波的调制信息(频谱信息)。此外，SC-FDMA系统使子载波的相对频率布置在子载波映射之前和之后保持不变，以使得无线信号的时间波形与单载波系统的波形接近。这使得可以将PAPR降低至接近单载波系统的水平，放松无线信号电路所需的低失真性能。这是第二特性。

由于这两个特性，该系统被称为单载波频分多址(SC-FDMA)。

此外，SC-FDMA系统具有一种特性，其中，通过切换子载波的映射，可以容易地改变要使用的子载波的频率。利用该特性，LTE系统能够实现跳频功能。

图5作为示例示意地示出了以下情况：子载波映射电路503将DFT303的输出分配给子载波(从频率f5至频率fn-4)而不改变相对频率布置，并针对未使用的子载波(从频率f₀至频率f₄以及从频率f_n-4至f_n-1)，换言之，不存在子载波(从频率f₀至频率f₄以及从频率f_n-4至f_n-1)的情况，输出零，其中f₀＜f₁＜f₂＜f₃＜f₄＜f₅＜...＜f_n-4＜f_n-3＜f_n-2＜f_n-1。

将子载波映射电路503的输出输入快速傅里叶逆变换转换器(IFFT)404，并通过应用快速傅里叶逆变换，将其转换为时间波形。

其后的配置和操作与图4相同，因此，不再重复对其的解释。

接下来，以3GPP LTE系统作为示例，描述产生SC-FDMA信号的方法。

表达式(1)是与3GPP TS36.211标准中规定的SC-FDMA系统有关的定义中任一项。该表达式(1)示出了根据子载波的频谱数据产生的模拟基带信号，图6是示出了频谱数据在子载波频率和时间的频率上的布置的资源网格。

[表达式1]

与图5比较，左侧的复数形式的S₁(t)表示从D/A转换器109输出的I-ABB信号与从D/A转换器110输出的Q-ABB信号的组合(模拟基带信号)，而右侧的a_k(-)，1对应于从子载波映射电路503输出的频谱数据。

该计算的大部分是用于IFFT 404中的快速傅里叶逆变换。已知快速傅里叶逆变换的计算量通常与N·logN成比例，其中与快速傅里叶变换一样，N是输入的数据的数目(在快速傅里叶变换的情况下，是波形采样点的数目，并且在快速傅里叶逆变换的情况下，是频点的数目)。在LTE系统中的SC-FDMA信号中，N设置为2048，因此，可以获得N·logN＝15615.219...

接下来，参考图3，描述采用根据本发明第二示例性实施例的SC-FDMA系统的发送设备300。发送设备300采用根据本发明的调制器。

在图3中，串行-并行(S/P)转换电路302获取从符号映射电路301输出并且作为复数序列的多值符号数据，并输出并行多值符号数据。

离散傅里叶变换转换器(DFT)303获取并行多值符号数据，并以离散形式输出频谱数据。

子载波映射电路304获取频率数据，输出至IFFT 104，并输出频点数目改变信号、频率和相位控制数据以及内插控制数据。

其他配置与图1所示的发送设备100相同。

接下来，描述图3所示的发送设备300的操作。

将在符号映射电路301中产生的多值符号数据序列输入S/P转换电路302。S/P转换电路302向输入的多值符号数据应用并行转换，并输出转换后的数据，作为并行多值符号数据。

将并行多值符号数据输入DFT 303。DFT 303向输入的数据应用离散傅里叶变换，并输出转换的数据，作为离散频谱数据，该离散频谱数据是复数。

SC-FDMA系统使用各个频谱数据中包含的幅度信息和相位信息，以通过快速傅里叶逆变换来产生对应子载波。在子载波映射电路304中，各个频谱数据同与子载波有关的频率信息相关。

子载波映射电路304接收频谱数据，根据频谱数据的值以及系统的更高层指定的用于分配每个频谱数据的子载波有关的频率信息，改变子载波频率的布置，并向IFFT 104输出子载波频率布置改变后的频谱数据。注意，术语“系统的更高层”是包括发送设备300的通信系统的一部分，图3未示出该部分。系统的更高层可以存在于发送设备300中，或者可以存在于发送设备300外部。

子载波映射电路304产生频点数目改变信号，并将所产生的信号输出至IFFT 104和P/S转换和GI添加电路105。子载波映射电路304产生内插控制信号，并将所产生的信号输出至内插电路106。此外，子载波映射电路304产生频率和相位控制信号，并将所产生的信号输出至数字频率转换器307。

对于多数采用OFDM调制的系统，SC-FDMA系统特别地具有一种特性，其中，子载波局部地布置在频率轴上。由系统的更高层给出与子载波频率分配有关的信息，该信息包括与子载波本地化有关的信息。基于该信息，子载波映射电路304分配子载波频率，并产生频点数目改变信号、内插控制信号以及频率和相位控制信号。

接下来，参考表达式，使用已经描述的3GPP TS36.211标准中规定的SC-FDMA系统作为示例，来描述操作。如上所述，3GPP TS36.211标准规定了表达式(1)，其中SC-FDMA符号S₁(t)是SC-FDMA系统中的上行链路(上游)模拟基带信号。下面再次给出表达式(1)。

[表达式2]

在表达式(1)中，表达式(2)表示在上行链路频带中可能存在的子载波的最大数目。

[表达式3]

$N_{\mathrm{RB}}^{\mathrm{UL}}{N}_{\mathrm{SC}}^{\mathrm{RB}}...\left(2\right)$

此外，表达式(1)中的k^(-)可以由表达式(3)定义。

[表达式4]

此外，l表示用于识别时间轴方向上的SC-FDMA符号的序号。

k表示识别可以在上行链路频带中存在的子载波的频率的序号。注意，应该关注于以下事实：还可以包括未分配给SC-FDMA系统中的OFDM调制器、但是由其他发送设备使用的子载波(例如，相同上行链路频带中的子载波)。

a_k，1表示资源单元(k，1)的内容(即，频谱数据)。还可以包括与未分配给SC-FDMA系统中的OFDM调制器的子载波有关的资源单元，并且这些资源单元的内容的值为0。

Δf表示子载波的频率间隔，并固定为15kHz。

(k+1/2)Δf表示相对于与第k个子载波相关的频带的中心的偏移频率。

N_CP，1表示以基本时间单位表达的循环前缀的长度。

T_s表示基本时间单位的时间长度，并且为1/(30.72MHz)。

N_CP，1T_s表示附着在第1个SC-FDMA符号之上的循环前缀的时间长度。

此外，图6示出了频谱数据在子载波频率和时间的平面上的布置的资源网格。

为了便于解释，分配给SC-FDMA系统的OFDM调制器的子载波的数目由N给出。将这些子载波应用于连续相邻的子载波，即应用于SC-FDMA系统中的模拟基带信号中的第(k_s，…，k_s+N-1)个子载波。因此，使用z(k-k_s)，按照表达式(4)来定义a_k(-)，1。

[表达式5]

由于关注于特定SC-FDMA符号，所以可以从表达式中省略字母l。此外，为了简化，省略循环前缀，并通过代入表达式(4)，可以通过表达式(5)来表示表达式(1)，其中m＝k-k_s。

[表达式6]

$S\left(t\right)=\underset{k=k_S}{\overset{k_S+N-1}{\mathrm{\Σ}}}z(k-k_S)\·e^{j\·\mathrm{\π}(k+1/2)\mathrm{\Δf}\·t}$

$=\underset{0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}z\left(m\right)\·e^{j\·2\mathrm{\π}(m+k_S+1/2)\mathrm{\Δf}\·t}...\left(5\right)$

接下来，介绍离散傅里叶逆变换，作为傅里叶逆变换。表达式(5)表示与给定SC-FDMA符号有关的模拟基带信号。用离散傅里叶逆变换代替傅里叶逆变换对应于用数字基带信号代替显示。

通过使用Δt＝1/(N·Δf)和t＝Δt·n(n是整数)，向每个SC-FDMA符号应用离散傅里叶逆变换，从而可以获得由表达式(6)表示的以下关系。

[表达式7]

0≤t＜1/Δf

0≤Δt·n＜1/Δf

0≤n＜1/(Δt·Δf)＝N

0≤n≤N-1…(6)

通过将表达式(6)代入表达式(5)，可以获得表达式(7)，其中n＝0，1，…，N-1。

[表达式8]

$S(\mathrm{\Δt}\·n)=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}z\left(m\right)\·e^{j\·2\mathrm{\π}(m+k_S+1/2)\·n/N}$

$=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}z\left(m\right)\·e^{j\·2\mathrm{\π}\·\frac{n}{N}\·m}\·e^{j\·2\mathrm{\π}\frac{k_S+1/2}{N}\·n}$

$=e^{j\·2\mathrm{\π}\frac{k_S+1/2}{N}\·n}\·\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}z\left(m\right)\·e^{j\·2\mathrm{\π}\·\frac{n}{N}\·m}...\left(7\right)$

表达式(7)指示，在SC-FDMA系统中产生数字基带信号中使用N个部署于第(k_s，…，k_s+N-1)的子载波的情况下，即使通过向这N个子载波应用傅里叶逆变换以产生波形信号，然后将所获得的信号与作为复数的数字波形的数字LO信号相乘，也可以获得相同的结果。换言之，通过傅里叶逆变换产生的波形信号可以由下面的表达式(8)表示，并且数字LO信号可以由下面的表达式(9)表示。

[表达式9]

$\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}z\left(m\right)\·e^{j\·2\mathrm{\π}\frac{n}{N}\·m}...\left(8\right)$

[表达式10]

$e^{j\·2\mathrm{\π}\frac{k_S+1/2}{N}\·n}...\left(9\right)$

在数字频率转换器107中，数字频率合成器(数字OSC)202根据上述表达式，产生数字LO信号，并且复数乘法器(Mult)201执行乘法。

这些是参考附图对本发明的示例性实施例的描述。然而，这仅仅是本发明的示例的描述，并且可以采用不同于上述配置的各种配置。

例如，在第二示例性实施例的描述中，根据本发明的OFDM调制器应用于SC-FDMA系统的发送设备。然而，OFDM调制器可以应用于其他类型的发送设备。

本申请要求基于2010年4月13日提交的日本专利申请No.2010-92318的优先权，通过引用将其全部内容并入于此。

Claims (10)

1.一种OFDM调制器，包括：

第一电路，该第一电路获取多个复数数据，每个复数数据被分配分配给专用子载波，并且该第一电路根据所述被获取的多个复数数据来产生波形数据；以及

第二电路，该第二电路获取所述第一电路产生的所述波形数据，并偏移所述波形数据的频率。

2.根据权利要求1所述的OFDM调制器，其中

所述第一电路向所述多个复数数据中的每个复数数据应用离散傅里叶逆变换，以产生所述波形数据。

3.根据权利要求1或2所述的OFDM调制器，其中

所述第二电路产生与要被偏移的所述频率相对应的数字信号，并将所述波形数据与所述数字信号相乘，以偏移所述波形数据的所述频率。

4.根据权利要求1-3中任一项所述的OFDM调制器，还包括：

第三电路，该第三电路将所获取的比特序列转换为多个多值符号数据，并将所述专用子载波分配给所述多个多值符号数据中的每个多值符号数据，以及

第四电路，该第四电路选择从所述第三电路获取的所述多个多值符号数据的一部分，偏移分配给所述被选择的多值符号数据的所述子载波的频率，并输出所述频率偏移后的多值符号数据，其中

所述第一电路获取从所述第四电路输出的所述多值符号数据的每个多值符号数据，作为复数数据，并根据所述多值符号数据来产生所述波形数据，以及

所述第二电路朝向与所述第四电路中的偏移相反的方向，将所述波形数据的频率偏移所述第四电路所偏移的频率量。

5.根据权利要求4所述的OFDM调制器，其中

所述第四电路：检测本地化的子载波的频带，所述本地化的子载波被分配给所述被获取的多个多值符号数据中实部和虚部中的至少一个不为零的多值符号数据；并且执行频率偏移，使得所述检测到的频带中包含的子载波的中心频率为零。

6.根据权利要求1-3中任一项所述的OFDM调制器，还包括：

第五电路，该第五电路将获取的比特序列转换为多个多值符号数据；

第六电路，该第六电路通过离散傅里叶变换，从由所述第五电路转换的所述多个多值符号数据中提取多个频谱数据；以及

第七电路，该第七电路将预先确定的子载波分配给从所述第六电路获取的所述频谱数据，以输出分配了子载波的频谱数据，其中

所述第一电路获取从所述第七电路输出的所述分配了子载波的频谱数据中的每个频谱数据，作为所述复数数据，并根据所获取的分配了子载波的频谱数据，产生所述波形数据。

7.根据权利要求4-6中任一项所述的OFDM调制器，还包括：

第八电路，该第八电路根据与稀疏后的输出波形的采样点数目有关的信息，对所述波形数据进行内插。

8.一种包括调制器的OFDM发送设备，所述调制器包括：

第一电路，该第一电路获取多个复数数据，每个复数数据被分配给专用子载波，并且该第一电路根据所述被获取的多个复数数据来产生波形数据；以及

第二电路，该第二电路获取所述第一电路产生的所述波形数据，并偏移所述波形数据的频率。

9.一种OFDM调制方法，包括：

获取多个复数数据，每个复数数据被分配给专用子载波；

根据所述被获取的多个复数数据来产生波形数据；

获取所述被产生的波形数据；以及

偏移所述波形数据的频率。

10.一种计算机可读存储介质，该存储介质存储使计算机执行以下处理的程序：

第一处理，在该第一处理中，获取多个复数数据，每个复数数据被分配给专用子载波，并根据所述被获取的多个复数数据来产生波形数据；以及

第二处理，在该第二处理中，获取在所述第一处理中产生的所述波形数据，并偏移所述波形数据的频率。

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