CN102377533B - 无线通信系统中的用户设备和方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用户设备，包括：接收单元，从无线通信系统中的发射站点接收系统信息和导频信号；估计单元，根据接收的导频信号，估计当前信道的状态；以及量化单元，基于系统信息和估计得到的信道状态信息，以第一数目的比特对信道方向进行量化，以第二数目的比特对量化的信道方向与实际的信道方向之间的相位差进行量化。本发明还提供了一种由用户设备执行的量化方法。

Description

无线通信系统中的用户设备和方法

技术领域

本发明涉及无线通信系统，具体涉及一种无线通信系统中的信道方向信息和相位信息的联合量化方法和用户设备。

背景技术

多输入多输出(MIMO)技术通过在接收端和发射端安装多天线的方法，提高了分集增益，增加了系统吞吐量，并已经成为下一代(4G)移动通信的核心技术。在MIMO下行系统中，为了获得复用增益并同时抑制用户间干扰，发射端需要知道用户的信道状态信息(Channelstate information，CSI)。考虑到系统上行带宽有限，用户无法完全将CSI反馈给发射端，因此往往采用有限反馈技术，即通过反馈码本中的码字序号的方式，使基站获得部分信道状态信息，从而较大程度上减少系统的反馈开销。

在单发射站点服务的MIMO系统中，传统的有限反馈技术通过反馈量化后的信道方向信息(Channel direction information，CDI)和信道质量信息(Channel quality information，CQI)，可以获得良好的系统性能。而当多个发射站点(中继，基站等)同时为用户服务时，由于量化的CDI并不包含相位信息(Phase information，PI)，因此用户在接收多个站点的信号时，可能发生信号相消的效果，从而造成系统性能的下降。

在Erlin Zeng的文章“Impact of limited feedback on multiplerelay zero-forcing precoding systems”中(参见“IEEE Int.Conf.on Commun.，May 2008，pp.4992-4997)，作者提出应当在量化CDI后，量化相应的相位信息，并反馈给中继端。其仿真结果表明，仅仅增加1比特的相位反馈开销，就能显著地提高系统性能。

发明内容

在此基础上，本发明对现有技术中的上述反馈方式做出改进，通过合理分配CDI反馈比特(B1)和相位信息反馈比特(B2)，进一步提高了无线通信系统的性能。

本发明的一个方面提供了一种用户设备，包括：接收单元，从无线通信系统中的发射站点接收系统信息和导频信号；估计单元，根据接收的导频信号，估计当前信道的状态；以及量化单元，基于系统信息和估计得到的信道状态信息，以第一数目的比特对信道方向进行量化，以第二数目的比特对量化的信道方向与实际的信道方向之间的相位差进行量化。

优选地，系统信息包括统计信息和模式信息。

优选地，当模式信息指示第一模式时，量化单元将第一数目和所第二数目设置为默认值。

优选地，当模式信息指示第二模式时，量化单元根据统计信息和估计得到的信道状态信息，分配第一数目和第二数目。

优选地，量化单元根据使用户设备的信号与干扰加噪声比最大化来分配第一数目和第二数目。

优选地，用户设备还包括：发射单元，将量化的信道方向和量化的相位差反馈至发射站点。

优选地，用户设备还包括：发射单元，将量化的信道方向、量化的相位差以及第二数目反馈至发射站点。

优选地，无线通信系统包括多输入多输出无线通信系统。

本发明的另一方面提供了一种由用户设备执行的量化方法，包括：从无线通信系统中的发射站点接收系统信息和导频信号；根据接收的导频信号，估计当前信道的状态；以及基于系统信息和估计得到的信道状态信息，以第一数目的比特对信道方向进行量化，以第二数目的比特对量化的信道方向与实际的信道方向之间的相位差进行量化。

优选地，系统信息包括统计信息和模式信息。

优选地，当模式信息指示第一模式时，将第一数目和第二数目设置为默认值。

优选地，当模式信息指示第二模式时，根据统计信息和估计得到的信道状态信息，分配第一数目和第二数目。

优选地，根据使用户设备的信号与干扰加噪声比最大化来分配第一数目和第二数目。

优选地，该量化方法还包括：将量化的信道方向和量化的相位差反馈至发射站点。

优选地，该量化方法还包括：将量化的信道方向、量化的相位差以及第二数目反馈至发射站点。

优选地，无线通信系统包括多输入多输出无线通信系统。

本发明根据系统统计信息并结合用户设备的实时信道信息，合理分配CDI与相位信息反馈开销，从而减小了用户接收多路信号时因相位模糊而造成的相消影响，同时提高了反馈比特的效率。本发明无需改变现有的系统结构，只需在用户设备处进行相位量化并反馈量化索引，因而能够较好的与第四代(4G)蜂窝移动通信等系统相兼容。

附图说明

通过下文结合附图的详细描述，本发明的上述和其他特征将会变得更加明显，其中：

图1是示出了根据本发明实施例的无线通信系统的系统示意图。

图2是示出了根据本发明实施例的无线通信系统的框图；

图3是示出了根据本发明实施例的用户设备的框图；

图4是示出了根据本发明实施例的多种反馈方案下的系统吞吐量的示意图；

图5是示出了根据本发明实施例的多种反馈方案下的系统吞吐量的另一示意图；以及

图6是示出了根据本发明实施例的量化方法的流程图。

具体实施方式

下面，通过结合附图对本发明的具体实施例的描述，本发明的原理和实现将会变得明显。应当注意的是，本发明不应局限于下文所述的具体实施例。另外需要说明，为了简便起见，附图中没有示出与本发明相关的公知组件。

虽然下面的具体实施例以MIMO无线通信网络为例描述本发明，然而可以理解的是，本发明并不限于MIMO网络，而是可普遍应用于具有多个发射站点的无线通信网络。

图1是示出了根据本发明实施例的无线通信系统10的示意图。无线通信系统10包括若干个基站100、中继110以及用户设备120。每个基站100与其服务小区中的中继110传递信号，进而为该服务小区中的用户设备120提供服务。应当理解，图1中示出的基站、中继以及用户设备的数目仅仅是无线通信系统的组成的一个示例。

图2是示出了根据本发明实施例的无线通信系统的框图。在图2所示的例子中，假定基站的个数为1，中继的个数为R，基站和中继的发射天线的个数为M，用户设备的接收天线的个数为N，用户设备的个数为K，信道建模为相互独立且同分布的高斯信道，噪声方差为1。基站和中继的发射功率均为10dB，用户的反馈比特数B＝{6，8}。

接下来，结合附图3详细描述根据本发明实施例的用于在无线通信系统中实现CDI和PI联合反馈的用户设备。

图3是示出了根据本发明实施例的用户设备30的框图。在该实施例中，用户设备30包括发射单元302、接收单元304、估计单元306以及量化单元308。以下对各个单元的具体操作分别进行描述。

假设发射站点的发射天线数为M，发射站点的个数为R，发射功率为P1。用户设备的接收天线的个数为1，用户设备的个数为K。首先，需要在用户设备中设置初始参数，包括系统码本、用户反馈比特数B以及B1和B2的分配策略，其中系统码本包括CDI码本和相位码本。在此实施例中，CDI码本表示为 相位码本表示为其中B1和B2的分配策略包括模式0和模式1。模式0为默认模式，在该模式下，B1和B2根据系统的统计特性设成默认值；模式1为自适应量化模式，在该模式下，B1和B2的分配原则为：

max SINR_k

s.t.B₁+B₂＝B    (1)

其中k表式用户设备的序号。

接收单元304接收来自发射站点的导频信号，该导频信号用于用户信道的估计。

在接收到导频信号和系统信息之后，估计单元306对当前的信道状态进行估计，以获得信道的状态信息h_k1，h_k2…h_kR，1≤k≤K，其中h_ki为M×1矩阵。假设用户端获得的信道信息是完整准确的。令 表示归一化的CDI信息。

接下来，量化单元308根据预设模式信息和对应的分配原则，计算B1与B2的取值，然后对以B1进行量化：

${\hat{h}}_{\mathrm{kr}}=\arg \underset{c_{j,1}\∈C_{\mathrm{CDI}}}{\max }\left|{\left({\tilde{h}}_{\mathrm{kr}}\right)}^{*}{c}_{j,1}\right|---\left(2\right)$

其中为量化后的CDI信息。

然后，量化单元308计算量化后的CDI与实际CDI之间的相位夹角(相位差)：

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{kr}}=\∠\left({\left({\tilde{h}}_{\mathrm{kr}}({\hat{h}}_{\mathrm{kr}}\right)}^{*}\right)---\left(3\right)$

然后，量化单元308对φ_kr以B2比特进行量化：

${\widehat{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{kr}}=\arg \underset{{\mathrm{\θ}}_i\∈C_{\mathrm{PI}}}{\min }|{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{kr}}-{\mathrm{\θ}}_i|---\left(4\right)$

由于码字θ₁与等价(θ₁＝-π，)，当量化为π时，用户设备可使用θ₁码字来代替，因此相位量化比特数仍为B2。

在量化完成后，当处于模式0时，量化单元308将量化后所得到的CDI和相位码字索引传递至发射单元302；当处于模式1时，量化单元308将量化后所得到的CDI索引、相位码字索引以及B2的值传递至发射单元302。然后，由发射单元302反馈至发射站点。需要注意的是，用户设备30还需要向发射站点反馈CQI，由于CQI的反馈是本领域中的公知技术且与本发明无关，因此在这里不做详细描述。

在得到用户设备反馈的信息后，发射站点r在自身的码本中重建有效的CDI

令发射站点设计发射预编码矩阵：

W_r＝F_rD_r    (6)

其中F_r＝(H_r)⁺，H⁺表示H的Moore-Penros广义逆矩阵。D_r为K维对角矩阵，其对角线上第i个元素为α_ri＝1/||F_r(i，：)||，i＝1，...，M，F_r，1(i，：)表示F_r，1矩阵的第i行元素。当用户数K大于发射天线M时，发射站点需要进行用户选择。

下面以一个具体示例进一步阐述根据本发明实施例的B1和B2的分配策略。首先考虑情况较为复杂的MIMO-Relay系统。

MIMO-Relay系统中的B1和B2分配策略

假设基站和中继的发射天线数为M，用户设备的接收天线数为1，用户设备的个数为K，中继的个数为R，基站的发射功率为P1，中继的发射功率为P2。并且，假设基站和中继对用户数据流的功率平均分配，基站能够获得中继完整的CSI，且中继类型为放大转发型。则用户设备k的接收信号为：

$y_k=\sqrt{\frac{P_2}{M}}\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{kr},2}{W}_{r,2}{D}_{r,1}{F}_{r,1}(\sqrt{P_1}\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{rk},1}{s}_k+n_{r,1})+n_{k,2}$

$=\sqrt{\frac{P_1{P}_2}{M}}\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{kr},2}{W}_{r,2}{D}_{r,1}s+\sqrt{\frac{P_2}{M}}\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{kr},2}{W}_{r,2}{D}_{r,1}{F}_{r,1}{n}_{r,1}+n_{k,2}---\left(7\right)$

等式(7)中的 分别表示基站经中继r转发给用户设备k的第一跳和第二跳信道增益，s＝[s₁，s₂...s_K]^T，为基站到中继链路的噪声向量，n_k，2表示第二跳的噪声。W_r，1＝D_r，1F_r，1为中继的接收矩阵，其中F_r，1＝[h_r1，1，h_r2，1，…h_rK，1]⁺，H⁺表示H的Moore-Penros广义逆矩阵；D_r，1为M维对角矩阵，其对角线第i个元素为F_r，1(i，：)表示F_r，1矩阵的第i行元素。W_r，2＝F_r，2D_r，2为中继r的发射预编码矩阵，其中D_r，2为K维对角矩阵，对角线第i个元素为α_ri，2＝1/||F_r，2(i，：)||，i＝1，...K。

令 为CDI反馈的相位与实际CDI的相位误差，为量化后的相位。则用户设备k的SINR可以表示为：

$E\left\{{\mathrm{\γ}}_k\right\}=E\left\{\frac{T_1}{T_2\left(k\right)+T_3\left(k\right)+1}\right\}$

$\≥\frac{E\left\{T_1\right\}}{\frac{P_1{P}_2}{M}a\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|h_{\mathrm{kr},2}\left|\right|}^{2}E\left\{\underset{i=1,i\≠k}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|u_{\mathrm{kr}}^i\right|}^2\right\}+E\left\{T_3\right\}+1}---\left(8\right)$

其中，a＝E{|α_ri，1|²}， $T_1=\frac{P_1{P}_2}{M}{\left|\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}\right|\left|h_{\mathrm{kr},2}\right|\left|u_{\mathrm{kr}}^k{\mathrm{\α}}_{\mathrm{rr},1}\right|}^2,$ $T_2=\frac{P_1{P}_2}{M}{\left|\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}\right|\left|h_{\mathrm{kr},2}\right|\left|\underset{i=1,i\≠k}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{\mathrm{kr}}^i{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ri},1}\right|}^2,$ $T_3=\frac{P_2}{M}\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|\left|h_{\mathrm{kr},2}\right|\left|u_{\mathrm{kr}}^i{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ri},1}\right|}^2{\left|\right|F_{r,1}(i,:)\left|\right|}^2.$

根据Taesang Yoo的文章“Multi-Antenna Downlink Channels withLimited Feedback and User Selection”(参见“Selected Areas inCommunications，IEEE Journal on Volume 25，Issue 7，September2007 Page(s)：1478-1491.”)可知：

$E\left\{\underset{i=1,i\≠k}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|u_{\mathrm{kr}}^i\right|}^2\right\}=E\left\{{\sin }^2{\mathrm{\θ}}_k\right\}=2^{-\frac{B_1}{M-1}}---\left(9\right)$

$E\left\{{\left|u_{\mathrm{kr}}^k\right|}^2\right\}=E\left\{{\cos }^2{\mathrm{\θ}}_k\right\}=1-2^{-\frac{B_1}{M-1}}---\left(10\right)$

令t_kr＝||h_kr，2||，且c＝E{||F_r，1(i，：)||²}。根据等式(9)和(10)，可得

$\frac{P_1{P}_2}{M}a\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|h_{\mathrm{kr},2}\left|\right|}^{2}E\left\{\underset{i=1,i\≠k}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|u_{\mathrm{kr}}^i\right|}^2\right\}\≤a{2}^{-\frac{B_1}{M-1}}\frac{P_1{P}_2}{M}\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|h_{\mathrm{kr},2}\left|\right|}^2---\left(12\right)$

$E\left\{T_3\right\}=\mathrm{ca}\frac{P_2}{M}\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|h_{\mathrm{kr},2}\left|\right|}^2---\left(13\right)$

将式(11～13)代入式(8)中，SINR可以简化为：

考虑到量化CDI产生的相位在服从均匀分布，因此当以B2比特对均匀量化时，将其代入到等式(15)中，得到：

$E\left\{{\mathrm{\γ}}_k\right\}\≥\frac{(1-2^{-\frac{B_1}{M-1}})(\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{\left(t_{\mathrm{kr}}\right)}^2+\underset{i=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=i+1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{t}_{\mathrm{ki}}{t}_{\mathrm{kj}}\frac{2^{{2B}_2}}{{\mathrm{\π}}^2}(1-\cos \left(\frac{2\mathrm{\π}}{2^{B_2}}\right))}{2^{-\frac{B_1}{M-1}}\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{\left(t_{\mathrm{kr}}\right)}^2+\frac{c}{P_1}\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{\left(t_{\mathrm{kr}}\right)}^2+\frac{M}{P_1{P}_{2}a}}---\left(17\right)$

因此，B1与B2的分配策略可以表述为：

$\max \frac{(1-2^{-\frac{B_1}{M-1}})(\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{\left(t_{\mathrm{kr}}\right)}^2+\underset{i=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=i+1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{t}_{\mathrm{ki}}{t}_{\mathrm{kj}}\frac{2^{{2B}_2}}{{\mathrm{\π}}^2}(1-\cos \left(\frac{2\mathrm{\π}}{2^{B_2}}\right))}{2^{-\frac{B_1}{M-1}}\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{\left(t_{\mathrm{kr}}\right)}^2+\frac{c}{P_1}\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{\left(t_{\mathrm{kr}}\right)}^2+\frac{M}{P_1{P}_{2}a}}$

s.t.B₁+B₂＝B    (18)

由于B1和B2均为正整数，因此通过穷举法很容易求出B₁+B₂＝B约束下的二者的值。

非MIMO-Relay中的B1和B2分配策略

对于非MIMO-Relay的多发射站点系统(如CoMP)，可令中继发射矩阵W_r，1等于单位阵，且令即将中继的接收信号看作用户的需要数据信号，这样便可根据等式(18)所表示的策略来分配B1和B2。

下面结合图4和图5来比较MIMO-Relay系统在不同反馈方案下的系统吞吐量。

图4是示出了根据本发明实施例的多种反馈方案下的系统吞吐量的示意图。图4中所示的多种反馈方案包括：不反馈相位信息的传统方案(Conventional)、本发明提出的CDI与相位信息联合反馈方案(Proposed PF)、Erlin Zeng文章中提出的B2＝1相位反馈方案(CPFB2＝1)。从图4中可以看出，受相位模糊的影响，不采用相位反馈的传统方案系统性能很差，通过增加中继数目也无法获得分集增益。而在不改变反馈比特数的情况下，使用1比特用于相位反馈能够显著的增加系统吞吐量。而本发明所提出的根据系统统计信息并结合用户设备的实时信道信息自适应地分配B1和B2的方案能进一步提高系统性能。

图5是示出了根据本发明实施例的多种反馈方案下的系统吞吐量的另一示意图。图5在不改变用户反馈比特B的条件下，比较了在根据本发明的分配策略下将B2分别减1(Proposed PF-)和加1(ProposedPF+)的两种反馈方案。从图5中可以看出，本发明提出的分配策略(Proposed PF)达到最优的系统性能，而无论增加还是减少相位反馈比特数((Proposed PF-)或(Proposed PF+))，都将会降低系统吞吐量，影响系统性能。

接下来，结合附图6来详细描述本发明的CDI和PI联合量化方法。

图6示出了根据本发明实施例的量化方法60的流程图。方法60在步骤S602处开始。

在步骤S604，初始化参数，设定B1和B2的分配策略。由于基站和中继的位置相对固定，因此假设基站能够准确地获得基站到中继的信道状态信息H_r，1＝[h_r1，1，h_r2，1 L h_rK，1]，r为中继的序号，k为用户设备的序号。令F_r，1＝[h_r1，1，h_r2，1，…h_rK，1]⁺，H⁺表示H的Moore-Penros广义逆矩阵。把中继到用户设备的信道表示为H_r，2＝[h_1r，2，h_2r，2，…h_Kr，2]，B1和B2的分配策略包括模式0和模式1。模式0为默认模式，在该模式下，B1和B2根据系统的统计特性设成默认值；模式1为自适应量化模式，在该模式下，B1和B2的分配原则为：

$\max \frac{(1-2^{-\frac{B_1}{M-1}})(\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{\left(t_{\mathrm{kr}}\right)}^2+\underset{i=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=i+1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{t}_{\mathrm{ki}}{t}_{\mathrm{kj}}\frac{2^{{2B}_2}}{{\mathrm{\π}}^2}(1-\cos \left(\frac{2\mathrm{\π}}{2^{B_2}}\right))}{2^{-\frac{B_1}{M-1}}\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{\left(t_{\mathrm{kr}}\right)}^2+\frac{c}{P_1}\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{\left(t_{\mathrm{kr}}\right)}^2+\frac{M}{P_1{P}_{2}a}}$

s.t.B₁+B₂＝B    (19)

在等式(19)中，a＝E{|α_ri，1|²}，c＝E{||F_r，1(i，：)||²}，t_kr＝||h_kr，2||。系统的CDI码本表示为 相位码本为其中在模式0中，B1和B2的默认值可以令t_kr＝E{||h_kr，2||}，并根据式(19)求解得到。

在步骤S606，基站和中继发射导频信号并将系统信息广播给用户设备(系统信息包括模式信息和统计信息a，c)，同时基站将用户的数据信号发送给中继，中继r的接收信号为：

$r_r=\sqrt{P_1}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{rk},1}{s}_k+n_{r,1},r=1,...,R---\left(20\right)$

等式(20)中为基站到中继链路的噪声向量，r表示中继的序号。中继处理接收信号，设计中继r端的接收矩阵

W_r，1＝D_r，1F_r，1    (21)

其中D_r，1为K维对角矩阵，对角线第i个元素为F_r，1(i，：)表示F_r，1矩阵的第i行元素。

在步骤S608，用户设备进行信道估计，得到中继和用户设备之间的信道信息h_k1，2，h_k2，2…h_kR，2，1≤k≤K，其中h_ki，2为M×1矩阵，假设用户设备获得的信道信息是完整准确的。令 表示归一化的CDI信息。

当用户设备处于模式0时，B1和B2取默认值；当用户设备处于模式1时，B1和B2根据式(19)进行取值。用户设备参照下面的等式、对以B1比特进行量化：

${\hat{h}}_{\mathrm{kr},2}=\arg \underset{c_{j,1}\∈C_{\mathrm{CDI}}}{\max }\left|{\left({\tilde{h}}_{\mathrm{kr},2}\right)}^{*}{c}_{j,1}\right|---\left(22\right)$

其中，为量化后CDI信息；

接下来，用户设备参照下面的等式计算量化后的CDI与实际CDI之间的相位夹角：

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{kr}}=\∠\left({({\tilde{h}}_{\mathrm{kr},2}\left({\hat{h}}_{\mathrm{kr},2}\right)}^{*}\right)---\left(23\right)$

然后参照下面的等式对φ_kr以B2比特进行量化：

${\widehat{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{kr}}=\arg \underset{{\mathrm{\θ}}_i\∈C_{\mathrm{PI}}}{\min }|{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{kr}}-{\mathrm{\θ}}_i|---\left(24\right)$

由于码字θ₁与等价(θ₁＝-π，)，当量化为π时，用户使用θ₁码字代替，以保证相位量化比特数仍为B2。

在步骤S609，判断当前模式是模式0还是模式1。如果是模式0，则在步骤S610，用户设备将量化后所得到的CDI和相位的索引反馈给中继；如果是模式1，则在步骤S611，用户设备将量化后所得到的CDI和相位的索引以及B2的值反馈给中继。

在步骤S612，中继得到用户设备反馈的信息后，在自身的码本中重建出有效的CDI：

令中继设计发射预编码矩阵：

W_r，2＝F_r，2D_r，2    (26)

其中F_r，2＝(H_r，2)⁺，D_r，2为K维对角矩阵，对角线第i个元素为α_ri，1＝1/||F_r，2(i，：)||，i＝1，...K。

发射站点根据信道方向信息和相位信息进行调度和预编码设计，然后向用户设备发射数据信号。

最后，方法60在步骤S614处结束。

应当理解的是，图6中所示方法的各个步骤的先后顺序仅仅是示意性的。例如，步骤S604也可以在步骤S606之后执行，只要该步骤在用户设备进行量化之前执行即可。

本发明根据CDI和相位信息在多站点联合传输系统的影响，合理地分配二者的反馈开销，减少了因信道信息相位模糊而造成的系统性能损失，显著的提高了系统吞吐量。本发明提供的技术方案并不改变现有系统的整体结构，因此能够较好的兼容现有的正交波束成形技术。

尽管以上已经结合本发明的优选实施例示出了本发明，但是本领域的技术人员将会理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明进行各种修改、替换和改变。因此，本发明不应由上述实施例来限定，而应由所附权利要求及其等价物来限定。

Claims (10)

1.一种用户设备，包括：

接收单元，从无线通信系统中的发射站点接收系统信息和导频信号；

估计单元，根据接收的导频信号，估计当前信道的状态；以及

量化单元，基于系统信息和估计得到的信道状态信息，以第一数目的比特对信道方向进行量化，以第二数目的比特对量化的信道方向与实际的信道方向之间的相位差进行量化；

其中，所述系统信息包括统计信息和模式信息；当模式信息指示第一模式时，所述量化单元将所述第一数目和所述第二数目设置为默认值；当模式信息指示第二模式时，所述量化单元根据统计信息和估计得到的信道状态信息，分配所述第一数目和所述第二数目。

2.如权利要求1所述的用户设备，其中，所述量化单元根据使用户设备的信号与干扰加噪声比最大化来分配所述第一数目和所述第二数目。

3.如权利要求1所述的用户设备，还包括：

发射单元，将量化的信道方向和量化的相位差反馈至发射站点。

4.如权利要求1所述的用户设备，还包括：

发射单元，将量化的信道方向、量化的相位差以及所述第二数目反馈至发射站点。

5.如权利要求1至4中任意一项所述的用户设备，其中，所述无线通信系统包括多输入多输出无线通信系统。

6.一种由用户设备执行的量化方法，包括：

从无线通信系统中的发射站点接收系统信息和导频信号；

根据接收的导频信号，估计当前信道的状态；以及

基于系统信息和估计得到的信道状态信息，以第一数目的比特对信道方向进行量化，以第二数目的比特对量化的信道方向与实际的信道方向之间的相位差进行量化；

其中，所述系统信息包括统计信息和模式信息；当模式信息指示第一模式时，将所述第一数目和所述第二数目设置为默认值；当模式信息指示第二模式时，根据统计信息和估计得到的信道状态信息，分配所述第一数目和所述第二数目。

7.如权利要求6所述的量化方法，其中，根据使用户设备的信号与干扰加噪声比最大化来分配所述第一数目和所述第二数目。

8.如权利要求6所述的量化方法，还包括：

将量化的信道方向和量化的相位差反馈至发射站点。

9.如权利要求6所述的量化方法，还包括：

将量化的信道方向、量化的相位差以及所述第二数目反馈至发射站点。

10.如权利要求6-9中任意一项所述的量化方法，其中，所述无线通信系统包括多输入多输出无线通信系统。