CN102346219B - 电压源逆变器接入点电压三相软件锁相环相位检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电压源逆变器接入点电压三相软件锁相环相位检测方法。它解决上述三相软件锁相环对开关电压敏感的问题，起方法简单，可准确测量电流控制电压源型逆变器输出相位。该方法为：它将三相工频电压信号在一个周期内的波形分为时长相等的若干段，对每一段进行多次采样，取每一段多次采样的加权平均值来模拟缓慢变化的输入信号，并对每一段进行一次三相软件锁相环运算。

Description

电压源逆变器接入点电压三相软件锁相环相位检测方法

技术领域

本发明涉及一种基于状态平均的电流控制型电压源逆变器接入点电压三相软件锁相环相位检测方法。 

背景技术

三相电流控制型电压源逆变器一般工作在给定电流幅值相位输出状态，此时其输出电流跟踪电网交流电压的相位并保持同步，理想功率因数为1。三相电流控制型电压源逆变单元一般通过检测三相电压过零点的方式来实现电流与电压的相位同步，具有实时性好、跟踪迅速等优点。但实际线路电感并不为零，对于高频电力电子开关电路，其感抗远大于电阻，可近似为纯感抗。三相电流控制型电压源逆变单元除含输出电感外，与电网之间还存在连接线路电感，因电流处于开关状态，将在线路电感上形成开关电压，致使交流采样电压不再具有光滑的正弦波形。尤其当电流控制型电压源逆变器的输出电流较大时，开关电压峰-峰值甚至超过网侧电压峰-峰值，且在一个周期内可能存在多个电压过零点。此时采用检测电压过零点位置的方法来确定电压相位已不再有效，即使增加前置低通滤波器也不能完全消除开关电压的影响，且造成电压相位变化，检测误差较大。 

三相软件锁相环具有跟踪速度极快的特性，在三相对称电压下可在半个周期内准确跟踪电网电压信号，相位检测速度远快于其他相位检测算法。但这种方法对瞬时开关电压较为敏感，瞬时开关电压可以引起较大的相位瞬时波动，不利于三相电流控制型电压源逆变单元的瞬时电流输出。 

就目前文献所见，针对线路电感与开关过程的交互耦合影响，尚未有非常有效的三相电网电压相位检测方法以实现电流控制电压源型逆变器输出电流与电压的准确同步。 

发明内容

本发明的目的就是为解决上述三相软件锁相环对开关电压敏感的问题，提供一种方法简单，可准确测量电流控制电压源型逆变器输出相位的电压源逆变器接入点电压三相软件锁相环相位检测方法。 

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案： 

一种电压源逆变器接入点电压三相软件锁相环相位检测方法，它将三相工频电压信号在一个周期内的波形分为时长相等的若干段，对每一段进行多次采样，取每一段多次采样的加权平均值来模拟缓慢变化的输入信号，并对每一段进行一次三相软件锁相环运算。 

所述周期为工频周期，在每个工频周期内分为8k个采样周期而实施过采样处理，其中k为软件锁相环的实际计算点数，每8个周期计算一次电压平均值，以时间中点作为采样时刻。 

令采样点电压值为x_n，并令： 

$u_k=\frac{1}{8}\underset{n=8k-4}{\overset{8k+3}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n$

则电网电压 

$U_{\mathrm{ac}}=U_{1m}\cos \mathrm{\ω}{t}_i=\frac{1}{\mathrm{\Δ}{t}_i}{\∫}_{t_i}^{t_{i+1}}u\left(t\right)\mathrm{dt}\≈\frac{1}{8}\underset{n=8k-4}{\overset{8k+3}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n$

由上式可得到k点的近似工频电压采样数据，再进行k点的三相软件锁相环输出相位计算，则每一点的计算结果近似等于该点处的电压相位。 

本发明的有益效果是：三相电流控制型电压源逆变器接入到含有线路电感的电网中，需要通过测量接入点电压相位使得三相输出电流与电网电压相位同步。但因开关纹波电压的影响，造成采样得到的接入点电压在电网电压过零点附近存在多个过零点，难以确定电压相位。本发明将对三相软件锁相环进行了改进。针对含有较大线路电感的电流控制型电压源逆变器的并网技术，本发明彻底克服了线路电压和三相电流控制型电压源逆变器开关过程的交互影响，解决了因多过零点现象而难以准确检测电压相位的难题，易于实现三相电流控制型电压源逆变器输出电流与电网电压的准确同步。 

附图说明

图1为三相软件锁相环实现框图； 

图2为三相软件锁相环的相位跟踪仿真示意图； 

图3为三相电流控制型电压源逆变器的三相电压检测波形图。 

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本发明做进一步说明。 

基于瞬时无功功率理论的三相软件锁相环方法，其实现框图如图1所示。 

设微电网的三相电压为： 

$\left\{\begin{array}{c}{u}_a=U_m\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α})\\ u_b=U_m\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ u_c=U_m\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中Ua，Ub，Uc为微电网三相电压；Um为电器设备最高运行电压，ω为正弦量的角频率(正弦量相位随时间变化的角速度)；a为初相位(正弦量在t＝0 时刻的相位)。 

对三相电压进行α-β变换，倘不考虑矩阵系数，得到： 

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}=u_a\\ u_{\mathrm{\β}}=\frac{u_c-u_b}{\sqrt{3}}\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中Uα为α方向上的电压，Uβ为β方向上的电压；Ua，Ub，Uc为原微电网三相电压。 

令θ＝ω′t+β，对式(1)进行d-q变换，得到： 

$\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]---\left(3\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d=U_m\cos [(\mathrm{\ω}-{\mathrm{\ω}}^{\′})t+\mathrm{\α}-\mathrm{\β}]\\ u_q=U_m\sin [(\mathrm{\ω}-{\mathrm{\ω}}^{\′})t+\mathrm{\α}-\mathrm{\β}]\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中Uα为α方向上的电压，Uβ为β方向上的电压；Ud和Uq分别为d-q变换后，d轴与q轴上的电压；ω’为α-β坐标系下的正弦量的角频率。α，β分别为与A相的相位差。 

由式(4)可知，当图1中的输出相位θ与三相输入电压相同时，则u_q为零。在图1中以电压d-q变换的输出误差构造负反馈，则可实现输出相位θ与三相输入电压同相。这种三相相位跟踪方法在每一个采样周期都进行相位跟踪计算，响应速度很快，可在半个工频周期内实现相位的准确跟踪。 

数字信号处理中的过采样技术，是以远高于奈奎斯特频率的采样速率对输入信号进行采样，其设计成本较大。本文提出的过采样方法，则是基于对工频信号多次采样的加权平均来近似缓慢变化的输入信号。 

在电流控制型电压源逆变器正常工作时，其开关电压在一定时间内的平均值与该时间内电网电压的平均值是相等的。证明过程如下： 

在稳态情况下一个开关周期内电流的上升值和下降值是近似相等的，假定一个开关周期内电流值顶点和底点之间的差值为ΔI_g，单个开关周期时间为Δt_i。 

将一个开关周期分解为电流下降期Δt_a和电流上升期t_b，并可认为此时段内电网电压为一恒值U_ac＝U_1mcosωt_i，设此时段内的等效电压为u_eq，则满足： 

${\∫}_{t_i}^{t_{i+1}}u\left(t\right)\mathrm{dt}=u_{\mathrm{eq}}\·\mathrm{\Δ}{t}_i=u_{12}\·\mathrm{\Δ}{t}_a+u_{11}\·\mathrm{\Δ}{t}_b---\left(5\right)$

其中u(t)为此时间段的微分电压；u₁₂为电流下降期的电压，u₁₁为电流上升期电压。 

经推导，可得： 

$\mathrm{\Δ}{t}_a=\frac{L_1+L_2}{\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}+U_{\mathrm{ac}}}\·I_g---\left(6\right)$

$\mathrm{\Δ}{t}_b=\frac{L_1+L_2}{\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}-U_{\mathrm{ac}}}\·I_g---\left(7\right)$

其中U_dc为电压直流分量，U_ac为电压交流分量，I_g为电流值顶点和底点之间的差值，L₁为电流上升期的等效电感，L₂为电流下降期的等效电感。 

最后解得： 

${\∫}_{t_i}^{t_{i+1}}u\left(t\right)\mathrm{dt}=U_{\mathrm{ac}}\mathrm{\Δ}{t}_i=U_{1m}\mathrm{\Δ}{t}_i{\cos \mathrm{\ωt}}_i---\left(8\right)$

在各个开关周期内，式(8)的积分结果为定值，这说明对于每一段采用多次采样，以多次采样的状态平均值近似代替这一时刻的电网电压，对于三相软件锁相环计算结果没有明显影响，从而较好地解决了开关电压影响三相软件锁相环计算精度的问题。 

电流控制型电压源逆变器电网电压相位跟踪实验 

基于这一点，在采样频率较高的情况下，本发明将每个工频周期分为8k个采样周期而实施过采样处理，具体实现见图4(图中对每一段进行8次采样)。 

其中k为软件锁相环的实际计算点数，每8个周期计算一次电压平均值，以时间中点作为采样时刻。假定采样点电压值为x_n，并令： 

$u_k=\frac{1}{8}\underset{n=8k-4}{\overset{8k+3}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n---\left(9\right)$

根据式(8)，可得： 

$U_{\mathrm{ac}}=U_{1m}\cos \mathrm{\ω}{t}_i=\frac{1}{\mathrm{\Δ}{t}_i}{\∫}_{t_i}^{t_{i+1}}u\left(t\right)\mathrm{dt}\≈\frac{1}{8}\underset{n=8k-4}{\overset{8k+3}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n---\left(10\right)$

由上式可得到k点的近似工频电压采样数据，再进行k点的三相软件锁相环输出相位计算，则每一点的计算结果近似等于该点处的电压相位。藉此可较准确地检测出微电网三相系统工频电压的频率和相位，有效克服了较大的开关电压纹波对三相软件锁相环法相位跟踪准确度的影响。本发明在实际系统设计中采用TI公司的16位DSP芯片进行计算，相位误差小于5％。 

Claims (3)

1.一种电压源逆变器接入点电压三相软件锁相环相位检测方法，其特征是，它将三相工频电压信号在一个周期内的波形分为时长相等的若干段，对每一段进行多次采样，取每一段多次采样的加权平均值来模拟缓慢变化的输入信号，并对每一段进行一次三相软件锁相环运算。

2.如权利要求1所述的电压源逆变器接入点电压三相软件锁相环相位检测方法，其特征是，所述周期为工频周期，在每个工频周期内分为8k个采样周期而实施过采样处理，其中k为软件锁相环的实际计算点数，每8个周期计算一次电压平均值，以时间中点作为采样时刻。

3.如权利要求2所述的电压源逆变器接入点电压三相软件锁相环相位检测方法，其特征是，采样点电压值为x_n，并令：

$u_k=\frac{1}{8}\underset{n=8k-4}{\overset{8k+3}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n$

则电网电压

$U_{\mathrm{ac}}=U_{1m}\cos \mathrm{\ω}{t}_i=\frac{1}{\mathrm{\Δ}{t}_i}{\∫}_{t_i}^{t_{i+1}}u\left(t\right)\mathrm{dt}\≈\frac{1}{8}\underset{n=8k-4}{\overset{8k+3}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n$

由上式可得到k点的近似工频电压采样数据，再进行k点的三相软件锁相环输出相位计算，则每一点的计算结果近似等于该点处的电压相位。

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