CN102299622B - 直流-直流电压变换器及其闭环控制方法和设备 - Google Patents

直流-直流电压变换器及其闭环控制方法和设备 Download PDF

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Abstract

零电压开关模式的DC-DC电压变换器的闭环控制方法，变换器包括：多个交错的单元，每个包括配置为交替闭合和断开的两个受控开关及单元的输出电流流入其中的电感器；变换器包括具有给定开关周期的时钟，配置用于触发开关在上控制阈值和下控制阈值之间的开关动作，最接近于开关阈值的值的控制阈值表示为相关控制阈值。测量过限时间段，即单元输出电流强度等于相关控制阈值的时刻与单元输出电流强度等于开关阈值的时刻之间的时间；确定与交错循环期间测量的最小过限时间段对应的校正时间，交错循环与测量过限时间段的时间对应；通过从确定开关周期中减去预期时间计算时钟的优化开关周期；向时钟施加优化开关周期以提供变换器的单元输出电流的交错闭环控制。

Description

直流-直流电压变换器及其闭环控制方法和设备
技术领域
本发明涉及能量变换的领域，更具体地涉及本领域技术人员公知且传统上被称为直流(DC)-直流(DC)变换器的DC-DC电压变换器。本发明更具体地针对限制包括多个交错的单元的DC-DC变换器(通称为交错的多单元变换器)中的损耗。
背景技术
电压变换器传统上包括功率单元，每个功率单元包括以将输入电压斩波以便形成期望值的输出电压的方式控制的开关。
为了限制开关损耗，已知解决方案是使用包括功率单元的变换器，该功率单元包括具有受控的截止和软起动的开关。参考图1，功率单元A包括串联连接的两个开关K1、K2，它们交替地由未示出的控制设备控制。每个开关K1、K2具有并联连接的电容器C1、C2，以便延迟电压的上升并避免开关K1、K2的开关损耗。每个功率单元A此外还包括电感器L，其一端连接在两个开关K1、K2之间，如图1所示。图1中的电感器的另一端(用S指代)形成单元A的输出端并且连接到负载1，负载1由从功率单元A输出的电流Is供电，电流Is的值取决于开关K1、K2的开关操作。
为了限制开关损耗，每个单元在电压零处切换，被称为“零电压开关”ZVS，具有电容器最小放电电流阈值，被称为CMDC开关阈值，必须超过该CMDC开关阈值以便实现ZVS开关。这样的具有它的CMDC开关阈值的ZVS受控的功率单元为本领域技术人员所知。
为了获得用于ZVS电压零开关模式的期望值的输出电压，已知解决方案是使得功率单元A的线圈L中的电流在上阈值M和下阈值N之间振荡，当电流的强度在时间Tn、Tm处达到阈值N、M之一时，单元切换，如图2到4所示。
如图2所示，在高负载的情况下，电感器L中的输出电流Is以大幅幅振荡。它的平均值Imf大约为40A-50A，对应于由负载1消耗的电流，振荡的斜率取决于电感器L的值。
单元A中的电损耗是电流Is的振荡的函数。对于高负载，电损耗相对较高，但是与提供给所述负载1的输出功率相比一般是可忽略的。
对于低负载，如图3所示，修改阈值的值以便获得大约1-10A的低负载平均电流Imb。电感器L中的输出电流Is的曲线向下转变，平均值Imb对应于负载1消耗的电流。对于低负载，消耗的输出电流不是非常高，但是与输出电Is的振荡有关的电损耗保持恒定。能量效率很低。
为了克服此缺陷，已知解决方案是增大单元的开关频率以便限制振荡的幅度，如图4所示。为了增大开关频率，开关控制设备是已知的，其基于使得上阈值M和下阈值N之间的差作为负载1的值(换言之负载1消耗的输出电流Is的值)的函数而变化的磁滞原理。换句话说，负载的值越高，上阈值M和下阈值N之间的差越大。
对于低负载，参考图4，根据磁滞原理，下阈值N和上阈值M很接近。输出电流Is以较低的幅度但是以较高频率振荡，该振荡的斜率的值是常数，由于它直接取决于电感器L的值的事实。由于振荡的幅度较低，因此电损耗较小。这样的操作对于单个单元电压变换器是令人满意的。
为了获得负载1中的基本上连续的输出电流，交错的多单元电压变换器是已知的，其包括多个功率单元，每个功率单元提供相对于单元的其它电流相位移位的正弦输出电流。因而，单元的电流的总和形成“平滑的”、事实上连续的、整体电流，这改进了接收这样的输出电流的负载的使用寿命。
为了限制用于多单元变换器的低负载的电损耗，直接的解决方案将是以和根据磁滞原理的单个单元变换器相同的方式修改开关频率。但是，此解决方案呈现了与单元A中的电感器L的值的偏差有关的缺陷。问题是，由于电流强度曲线的斜率取决于电感L，因此单元的开关频率是不同的。
这的结果是，最初相位错开相同的相位差周期以便形成平滑的整体电流的单元的输出电流Is随时间相对于彼此发生相位移位。在最极限的情况下，单元的输出电流可能同相振荡。因而，与期望的目标相反，依赖于磁滞原理的控制设备导致交错的多单元变换器的整体输出电流的大的振荡。
此外，对于低负载，单元的开关频率由于磁滞而增大，这增大了单元的输出电流的同相振荡的概率。然后获得的整体输出电流呈现具有大幅度的振荡，这导致显著的电损耗。但对于交错的多单元变换器，恰恰相反，根据磁滞原理的频率的增大不允许限制电损耗。
发明内容
为了克服这些缺陷中的至少一些，本发明的示范性实施例提供一种用于工作在具有开关阈值的零电压开关模式中的DC-DC电压变换器的闭环控制的方法，该变换器包括：
-多个交错的单元，每个单元包括被配置为交替闭合和断开的至少两个受控开关，和来自于单元的输出电流流入其中的电感器，和
-该变换器还包括时钟，具有给定的开关周期，被配置用于触发该开关在上下控制阈值之间切换，
-具有最接近于该开关阈值的值的控制阈值被表示为相关控制阈值，
其中该方法：
-对于每个单元，测量过限时间段，这是在来自于单元的输出电流强度等于该相关控制阈值的时刻与来自于单元的输出电流强度等于该开关阈值的时刻之间的时间，
-确定与在交错循环期间对于该多个单元测量的最小过限时间段对应的校正时间，交错循环与对于该多个单元测量过限时间段的时间对应；
-通过从确定的开关周期中减去作为该校正时间的函数的预期时间来计算该时钟的优化的开关周期；以及
-向该时钟施加该优化的开关周期以便以此方式提供来自于该变换器的单元的输出电流的交错的闭环控制。
本发明的上述示范性实施例从限制具有低负载的交错的多单元变换器的电损耗的期望构思而来。然而，根据本发明的这些示范性实施例的方法使得既在低负载条件下又在高负载条件下限制变换器中的单元的交错的相位移位。
由于根据本发明的这些示范性实施例的方法，根据测量的过限时间段对时钟的开关频率进行闭环控制。因而，变换器的单元之间的相位差随时间保持恒定。输出电流的闭环控制使得能够既在低负载条件下又在高负载条件下保证交错的多单元变换器的输出端处的平滑的电流。此外，变换器的单元的开关总是发生在保证低的开关损耗的开关范围内。
根据第一方面，该预期时间等于该校正时间。该时钟的开关周期的修改使得消除了单元的过限时间并且减小了其它单元的相位移位差，以便获得闭环控制的输出电流。
根据另一方面，校正阈值是预定的，并且如果该校正时间低于该校正阈值，则该预期时间等于校正时间。优选地，如果该校正时间大于该校正阈值，则该预期时间等于该校正阈值。通过限制该预期时间的值，以逐步方式闭环控制该输出电流，以渐进方式执行该单元的开关频率的修改。
优选地，优化的开关周期在预定数目的交错循环之后施加于该时钟。因而周期性地施加该闭环控制以便校正输出电流随时间的任何交错误差。
再次优选地，优化的开关周期在每个循环施加于该时钟。因而，输出电流处于连续的闭环控制下，这保证了在变换器的输出端处的事实上连续的输出电流。
本发明的其它示范性实施例提供一种闭环控制设备，实现在上文呈现的方法，用于包括多个交错的单元的DC-DC电压变换器，每个单元包括被配置为被交替地闭合和断开的至少两个受控的开关，和来自于该单元的输出电流流入其中的电感器，该变换器此外还包括具有给定开关周期的时钟，被配置用于触发该开关在上下控制阈值之间的开关动作，具有最接近于该开关阈值的值的控制阈值被表示为相关控制阈值，该设备包括：
-至少一个过限块，被配置为对于每个单元，测量过限时间段，这是在来自于单元的输出电流强度等于该相关控制阈值的时刻与来自于单元的输出电流强度等于该开关阈值的时刻之间的时间；
-存储器，用于记录由该过限块测量的过限时间段；
-校正块，被配置为在该存储器中确定与在交错循环期间对该多个单元测量的最小过限时间段对应的校正时间，交错循环与对于该多个单元测量过限时间段的时间对应；和
-优化块，被配置为通过从确定的开关周期中减去作为该校正时间的函数的预期时间来计算用于该时钟的优化的开关周期，以及以提供来自于该变换器的单元的输出电流的交错的闭环控制的方式来将优化的开关周期施加于该时钟。
优选地，该优化块包括调节模块，被配置用于调节该预期时间的值。
优选地，该优化块包括限制模块，被配置用于限制该校正时间的值。
优选地，该设备包括第一比较器，被配置用于比较来自于单元的输出电流强度与预定的控制阈值以便对于所述预定的控制阈值控制该开关的开关动作，该时钟控制该开关对于所述其它的控制阈值的开关动作。
优选地，该设备包括第二比较器，被配置用于比较来自于单元的输出电流强度与所述开关阈值，该过限块连接到所述第二比较器，用于测量所述单元的过限时间段。
优选地，该设备此外还包括控制模块，被配置用于控制该第二比较器的开关阈值。
优选地，该设备此外还包括控制模块，被配置用于控制该第一比较器的所述预定的控制阈值。
本发明的其它示范性实施例提供一种包括上文呈现的闭环控制设备的DC-DC电压变换器、用于执行如前呈现的方法的计算机程序和存储所述程序的记录介质。
附图说明
在附图的帮助下，本发明将得到更好的理解，其中：
-图1是DC-DC变换器的单元的组件的示意性表示(已经讨论)；
-图2是用于为具有高负载的设备供电的单元的输出电流的表示(已经讨论)；
-图3是用于为具有低负载的设备供电的单元的输出电流的表示(已经讨论)；
-图4是用于为具有低负载的设备供电的单元的磁滞原理的表示(已经讨论)；
-图5示出了具有两个交错的单元的多单元变换器；
-图6A示出了根据本发明的用于电压变换器的闭环控制设备的第一实施例，该闭环控制设备包括优化块；
-图6B示出了图6A中的设备的优化块的优选实施例；
-图7是在两个交错循环中在实施本发明的闭环控制方法期间两个交错的单元的输出电流的表示，具有单元的过限时间段的直方图和出现单元的下开关操作的时间的直方图；
-图8示出了根据本发明的用于电压变换器的具有控制模块的闭环控制设备的第二实施例；和
-图9是来自于单元的输出电流作为图8中的闭环控制设备的控制模块的输入参数的变化的函数的表示。
具体实施方式
本发明的示范性实施例提供一种交错的多单元DC-DC电压变换器，包括彼此交错的多个功率单元。
例如并且参考图5，根据本发明的多单元变换器包括两个单元A1、A2并且为负载1供电。
参考图1，每个功率单元包括彼此串联连接的两个开关K1、K2，它们交替地由图6所示的闭环控制设备5激活。每个开关K1、K2具有并联连接的电容器C1、C2，以便延迟电压的上升并避免开关K1、K2的开关损耗。每个单元此外还包括电感器L1、L2，其一端连接在两个开关之间，如图1所示。电感器的另一端(在图1中表示为S)形成单元的输出端并且使得能够测量由开关K1、K2的开关动作引起的单元的输出电流强度Is。
为了控制来自于单元的输出电流的振荡，电压变换器包括闭环控制设备5，被配置用于控制开关K1、K2以使得每个单元的输出电流强度Is在上控制阈值和下控制阈值之间振荡。
例如，参考图6A和7，闭环控制设备5触发正值+M的上控制阈值和负值-M的下控制阈值之间的开关动作。在本示例中，+M和-M的绝对值可以不同。为此，闭环控制设备5包括第一比较器21，此后表示为上比较器21，被配置用于将单元的输出电流强度Is的值与上控制阈值+M的值进行比较，并且被配置为在超过所述上控制阈值+M的情况下使得开关K1、K2切换。在单元的上控制阈值处的开关步骤被表示为单元的“上开关”。按类似方式，在下控制阈值处的开关步骤被表示为“下开关”。
闭环控制设备5包括控制时钟6，被配置为使得单元的开关K1、K2以给定开关周期Td进行开关动作。换句话说，在单元的上开关之后的给定的时间间隔Td之后，时钟6触发单元的下开关。
参考图6A，闭环控制设备5此外还包括受控开关4，被配置用于在上比较器21的命令下触发上开关操作并且在时钟6的命令下触发下开关操作。
开关K1、K2的切换一方面由上控制阈值+M确定，另一方面由时钟6的开关周期Td确定，以使得当单元的输出电流Is基本上等于下控制阈值-M时，该切换被实行。如前所述，由于单元内的电感器L1、L2的值的偏差，开关K1、K2的下开关是近似的。此近似由根据本发明的方法校正，如下所述。
根据本发明，每个单元A1、A2根据ZVS模式操作并且在零电压处切换以便限制开关损耗。定义开关阈值Z，必须超过该开关阈值Z以便允许在ZVS模式中切换。在此示例中，开关阈值Z是电容器最小放电电流阈值，被称为CMDC开关阈值。
调节上控制阈值+M和下控制阈值-M以使得CMDC开关阈值包括在两个控制阈值-M、+M之间以便允许ZVS模式中的操作。这样的ZVS模式的受控功率单元为本领域技术人员所知。
当开关阈值Z命令开关切换以便使得单元中的电流上升时，它被表示为下开关阈值，以及当它命令开关切换以便使得单元中的电流下降时，它被表示为上开关阈值。传统上，对于DC-DC步降电压变换器，定义负值的下开关阈值等于CMDC。另一方面，对于DC-DC步升电压变换器，定义正值的上开关阈值等于+CMDC。
控制阈值与每一类型的开关阈值Z有关，以便形成定义在开关阈值Z和它的相关控制阈值之间的开关范围P。具有最接近于开关阈值Z的值的控制阈值被表示为相关开关阈值。
例如，对于DC-DC步降电压变换器，开关阈值Z是具有值-CMDC的下开关阈值并且与下控制阈值-M有关。开关范围P定义在下开关阈值-CMDC和它的下控制阈值-M之间，如图7所示。当切换出现在开关范围P之内时，根据ZVS工作模式，开关操作产生低的电损耗。
参考图5，多单元变换器包括两个单元A1、A2，其输出端连接到向负载1提供整体输出电流强度Isg的公共输出端。变换器的整体输出电流Isg的强度与单元A1、A2的输出电流Is1、Is2的总和对应。
在已知的方式中，为了在变换器的输出端处获得基本上恒定的输出电流强度，单元的输出电流被相位移位；则它们被称为交错的单元。换句话说，对于包括n个单元的变换器，单元被相位移位交错的一个周期，其理论上与时钟6的预定的开关周期Td对应，以便获得具有低的波纹的整体输出电流Isg，也表示为“平滑的电流”。这样的电流是有益的，由于它使得诸如电池之类的负载能够在不缩短它的使用寿命的情况下被简单且快速地再充电。
根据本发明的闭环控制设备5被设计为保持单元A1、A2的每个输出端的输出电流Is1、Is2之间的固定的相位差。换句话说，对单元A1、A2的交错进行闭环控制。这也被称为单元A1、A2的输出电流Is1、Is2的闭环控制。
根据本发明的闭环控制设备5包括第二比较器22，被称为下比较器22，被配置用于比较每个单元的输出电流Is的值与下开关阈值-CMDC。
参考图6A，闭环控制设备5包括至少一个过限块11，连接到下比较器22，被配置为对于功率单元A1、A2测量在单元的输出电流强度Is1、Is2等于开关范围P的相关控制阈值-M的时刻与单元的输出电流强度Is1、Is2等于开关阈值CMDC的时刻之间的过限时间段T1、T2。在此示例中，由于电压变换器包括两个交错的单元A1、A2，因此该闭环控制设备5包括两个过限块11。为了清楚，图6A和8中仅仅显示了一个过限块11。
闭环控制设备5此外还包括存储器12，其中存储由过限块11测量的每个功率单元A1、A2的过限时间段T1、T2。
在下文中，交错循环被定义为对于全部功率单元A1、A2测量过限时间段T1、T2的时间。在此示例中，对于包括两个交错的单元的变换器，存储器12对于一个交错循环包括两个过限时间段T1、T2。为了说明，在图7中显示了两个交错循环CY1、CY2。
闭环控制设备5还包括校正块13，被配置用于确定与在交错循环CY1、CY2期间测量的最小过限时间段对应的校正时间Tc。校正块13连接到存储器12，以便向它咨询并从存储器12中的过限时间段T1、T2当中推出在交错循环CY1、CY2期间测量的最小过限时间段。
闭环控制设备5还包括优化块14，被配置用于计算作为由校正块13提供的校正时间Tc的值的函数的预期时间Ta。优化块14还被配置用于通过从确定的开关周期Td中减去预期时间Ta来优化的开关周期Td’，然后将该优化的开关周期Td’施加于时钟6以便修改下开关时间。
换句话说，优化块14连接到时钟6以便修改时钟6的开关周期Td以便由预期时间Ta预期单元的开关的开关操作。然后时钟6具有由下文的公式定义的优化的开关周期Td’：
(1)Td'＝Td-Ta
由于时钟6的开关周期Td的此修改，修改单元A1、A2的下开关动作同时保持ZVS工作模式。因而，能够以有效且无功方式对单元A1、A2的交错进行闭环控制。
现在将参考图6A和7呈现根据本发明的闭环控制设备5的一个实施例。
参考显示从图6A中的DC-DC步降电压变换器输出的电流Is1、Is2的强度的图7，开关范围P包括在下开关阈值-CMDC和下控制阈值-M之间。
参考图7，对于功率单元A1、A2，过限块11分别在第一交错循环CY1期间测量第一过限时间段T1和第二过限时间段T2，过限时间段T1、T2存储在闭环控制设备5的存储器12中。
参考图7，由于第二单元A2的过限时间段T2大于第一单元A1的过限时间段T1，校正块13由此推出校正时间Tc等于第一单元A1的过限时间段T1，与在交错循环CY1期间测量的最小过限时间段对应。
根据本发明的第一实施例，优化块计算等于校正时间Tc的预期时间Ta。使用前面呈现的公式(1)计算对于时钟6的优化的开关周期Td’。具有优化的开关周期Td’的时钟6相对于前一交错的周期预先触发每个功率单元A1、A2的开关动作。
对于变换器，定义与第一单元A1的下开关动作和第二单元A2的下开关动作之间的时间对应的交错持续时间Te。为了保持单元的交错，交错时间段Te必须基本上等于Td/n，其中Td与时钟6的开关周期对应，n与变换器中的单元数对应。
参考单元的过限时间段的直方图和图7中的单元的下开关时间的直方图，对于第一闭环控制循环CY1，交错时间段Te1相对于Td/2较小。单元不交错。在一个闭环控制循环之后，开关周期被修改为等于Td’，如前所述。参考图7，对于第二闭环控制循环CY2，交错时间段Te2等于比率Td’/2。单元被交错并且变换器的整体输出电流Isg基本上是连续的。
由于此新的开关周期Td’，单元A1、A2的输出电流Is1、Is2的交错被闭环控制。由于校正时间Tc对应于开关范围P中的最小过限时间段，因此开关动作总是发生在开关范围P之内，这保证了ZVS操作中的低的开关损耗。
参考显示在两个交错循环CY1、CY2中的开关动作的闭环控制的图7，预期时间Ta等于在前一循环中计算的校正时间Tc。因而，对于在第一循环CY1中过限时间T1最小的第一单元A1，它将在第二循环CY2中在开关阈值-CMDC处切换。另一方面，第二单元A2将在开关范围P内的开关阈值-CMDC下切换，它的过限时间段已经减去了预期时间Ta。
如前所述，由于单元A1、A2中的电感器L1、L2的值的差别，单元A1、A2的输出电流Is1、Is2的斜率可以彼此不同。因而，每一个单元的过限时间段T1、T2随时间再次变化。根据本发明的单元的交错的闭环控制的方法使得能够以循环方式保证单元的同步同时仍然保持在ZVS操作中，因而限制了损耗。因而，单元的开关周期Td对于每个循环都被动态地改编。
优选地，以周期性的方式执行闭环控制，一个周期与预定数目的循环对应。优选地，连续地实现，换言之在每个循环中实现闭环控制。
根据优化块14的优选实施例，参考图6B，优化块14包括限制模块141，被配置用于比较在前一循环中计算的校正时间Tc与预定值的校正阈值Sc。校正阈值Sc使得能够通过限制校正时间Tc的值从而限制作为校正时间Tc的函数的预期时间Ta，以逐步方式实现单元A1、A2的交错的闭环控制。
因而，如果校正时间Tc大于校正阈值Sc，则限制模块141施加等于校正阈值Sc的值的预期时间Ta。否则，限制模块141施加等于校正时间Tc的值的预期时间Ta。换句话说，校正阈值Sc使得能够限制预期时间Ta的值以便实现在交错循环CY1、CY2期间逐渐施加的闭环控制。
优化块14此外还包括调节模块142，被配置用于调节预期时间Ta的值。例如，调节模块142实现积分比例控制类型的方法。此外，优化模块包括计算单元143，被配置为从开关周期Td中减去预期时间Ta以便获得随后施加于时钟6的优化的开关周期Td’。
已经描述了具有彼此独立的几个模块的优化块14。因而，优化块14可以包括不具有调节模块142的限制模块141，因为优化块14可以包括模块的任何组合。
参考图8描述本发明的设备的第二实施例。为了简化描述，用于描述具有与图6A中的元件相等、等效或类似的结构或功能的元件的参考标号是相同的。此外，不重新陈述图6A中的实施例的整个描述，因为当不存在不兼容性时，此描述可应用到图8中的元件。仅仅描述显著的、结构的和功能的差别。
参考图8，闭环控制设备5此外还包括控制模块30，被配置为控制比较器21、22的设置点以便控制变换器作为电压步升变换器或电压步降变换器。为此，再次参考图8，控制模块30包括第一电流设置点输入端Icons和与开关阈值Z对应的第二开关输入端，它们二者连接到上控制块31和下控制块32。
参考图8，上控制块31被配置用于比较控制模块30的两个输入并且用于将具有较高值的输入输出到上比较器21中。
下控制块32被配置用于比较控制模块30的两个输入并且用于将电流设置点输入Icons和开关输入Z的相反数之间的较低值输出到下比较器22。
现在将参考图9描述本发明的第二实施例。在此示例中，电流设置点输入Icons有规则地从值M减小到值-M，开关输入Z保持恒定并且等于+CMDC，换句话说等于上开关阈值的值。
参考图9，在时间t0，上控制块31比较等于+M的电流设置点输入Icons与开关输入+CMDC。因为电流设置点Icons高于开关阈值+CMDC，所以上比较器21在它的输入端处接收电流设置点+M，其对应于如前所述的上控制阈值+M。类似地，下控制块32比较等于+M的电流设置点Icons与等于-CMDC的开关输入的相反数。因为电流设置点Icons较高，所以下比较器22在它的输入端处接收值-CMDC，其对应于如前所述的下开关阈值。
因而，在时间t0，闭环控制设备5分别在它的比较器21、22的输入端处接收上控制阈值+M和下开关阈值-CMDC。换句话说，如前所述的设备的第一实施例与在时间t0时的第二实施例对应，其中电流设置点等于上控制阈值+M。
因为电流设置点Icons在t0和t1之间减小，所以闭环控制设备5调节时钟6的开关周期Td以便将单元A1、A2的闭环控制保持在ZVS开关模式。
在时间t1，上控制块31比较等于0的电流设置点输入Icons与等于+CMDC的开关输入Z。由于电流设置点Icons低于开关输入Z，因此上比较器21在它的输入端处接收上开关阈值+CMDC。
类似地，下控制块32比较等于0的电流设置点与等于-CMDC的开关输入Z的相反数。由于电流设置点Icons较高，因此下比较器32在它的输入端处接收下开关阈值-CMDC。
因而，在时间t1，该设备分别在它的比较器21、22的输入端处接收上开关阈值+CMDC和下开关阈值-CMDC。变换器的所有开关操作都在ZVS工作模式下实行，这保证了它的开关损耗受到限制。
在时间t2，上控制块31比较等于-M的电流设置点Icons与等于+CMDC的开关输入Z。因为电流设置点Icons低于开关输入Z，因此上比较器21在它的输入端处接收上开关阈值+CMDC。
类似地，下控制块32比较等于-M的电流设置点Icons与等于-CMDC的开关输入Z的相反数。因为电流设置点Icons较低，因此下比较器22在它的输入端处接收电流设置点-M。
因而，在时间t2，该设备分别在它的比较器21、22的输入端处接收上开关阈值+CMDC和电流设置点-M。
因为电流设置点Icons在t1和t2之间减小，所以闭环控制设备5调节时钟6的开关周期Td以便保持单元的闭环控制同时仍然保持ZVS开关模式。
闭环控制设备5使得能够根据电流设置点Icons修改开关周期Td。因而变换器可以有利地作为步升或步降电压变换器工作。
这里，已经对于具有两个单元的多单元变换器描述了本发明，但是显然它同样适用于包括用于提供事实上恒定的整体输出电流的多于两个单元的变换器。本发明的一个具体有益的应用是在车辆电池再充电的领域，具体地用于称为电动车辆的车辆。

Claims (8)

1.一种用于工作在具有开关阈值(Z)的零电压开关模式(ZVS)中的DC-DC电压变换器的闭环控制的方法，该变换器包括：
-多个交错的单元，每个单元包括：被配置为交替地闭合和断开的至少两个受控开关(K1、K2)；以及来自于所述每个单元的输出电流强度(Is)流入其中的电感器(L)，和
-该变换器此外还包括具有给定开关周期(Td)的时钟(6)，被配置用于触发该开关(K1、K2)在上控制阈值(+M)和下控制阈值(-M)之间的开关动作，具有最接近于该开关阈值(Z)的值的控制阈值(+M、-M)被表示为相关控制阈值，
其中该方法：
-对于每个单元(A1、A2)，测量过限时间段(T1、T2)，这是在来自于所述每个单元的输出电流强度(Is)等于该相关控制阈值的时刻与来自于所述每个单元的输出电流强度(Is)等于该开关阈值(Z)的时刻之间的时间；
-确定与在交错循环(CY1、CY2)期间对于该多个单元测量的最小过限时间段对应的校正时间(Tc)，交错循环与对于该多个单元(A1、A2)测量过限时间段(T1、T2)的时间对应；
-通过从确定的开关周期(Td)中减去作为该校正时间(Tc)的函数的预期时间(Ta)来计算用于该时钟(6)的优化的开关周期(Td’)；以及
-向该时钟(6)施加该优化的开关周期(Td’)以便提供来自于该变换器的单元的输出电流的交错的闭环控制。
2.根据权利要求1所述的方法，其中该预期时间(Ta)等于该校正时间(Tc)。
3.根据权利要求1所述的方法，其中校正阈值(Sc)是预定的，以及如果该校正时间(Tc)小于该校正阈值(Sc)，则该预期时间(Ta)等于该校正时间(Tc)。
4.根据权利要求3所述的方法，其中如果该校正时间(Tc)大于该校正阈值(Sc)，则该预期时间(Ta)等于该校正阈值(Sc)。
5.根据权利要求1所述的方法，其中在预定数目的交错循环之后将优化的开关周期(Td’)施加于该时钟(6)。
6.根据权利要求5所述的方法，其中在每个交错循环中将优化的开关周期(Td’)施加于该时钟(6)。
7.一种实现根据权利要求1所述的方法的、用于包括多个交错的单元的DC-DC电压变换器的闭环控制的设备(5)，每个单元包括：被配置为交替地闭合和断开的至少两个受控开关(K1、K2)以及来自于所述每个单元的输出电流强度(Is)流入其中的电感器(L)，该变换器此外还包括具有给定开关周期(Td)的时钟(6)，被配置用于触发该开关(K1、K2)在上控制阈值(+M)和下控制阈值(-M)之间的开关动作，具有最接近于该开关阈值(Z)的值的控制阈值(+M、-M)被表示为相关控制阈值，该设备包括：
-至少一个过限块(11)，被配置为对于每个单元(A1、A2)，测量过限时间段(T1、T2)，这是在来自于所述每个单元的输出电流强度(Is)等于该相关控制阈值的时刻与来自于所述每个单元的输出电流强度(Is)等于该开关阈值(Z)的时刻之间的时间；
-存储器(12)，用于记录由该过限块(11)测量的过限时间段(11)；
-校正块(13)，被配置为在该存储器(12)中确定与在交错循环(CY1、CY2)期间对于该多个单元测量的最小过限时间段对应的校正时间(Tc)，交错循环与对于该多个单元(A1、A2)测量过限时间段(T1、T2)的时间对应；和
-优化块(14)，被配置为通过从确定的开关周期(Td)中减去作为校正时间(Tc)的函数的预期时间(Ta)来计算用于时钟(6)的优化的开关周期(Td’)，并且向时钟(6)施加优化的开关周期(Td’)以便提供来自于该变换器的单元的输出电流的交错的闭环控制。
8.一种包括根据权利要求7所述的闭环控制设备(5)的DC-DC电压变换器。
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