CN102282900B - 多重存取通讯系统 - Google Patents

Abstract

本文揭露了一种多重存取通讯系统。在一已予以描述的实施例中，本文揭露了一种分配该通讯系统的系统带宽的方法且该方法包含以下步骤，在步骤402，划分该多重存取通讯系统的系统带宽以形成其中包括一或多对对称于载波频率的资源区块；在步骤404，基于信道质量及对称于该载波频率的该资源区块与其对应资源区块之间的关联来将一值分配给每一资源区块；及在步骤406，所述对称的资源区块基于分配给各自的移动装置来供信号传输的所述值被映射，以形成各自的资源组。

Description

多重存取通讯系统

技术领域

此发明系有关于一多重存取通讯系统，特别但非专一地，涉及用以分配该多重存取通讯系统的系统带宽的方法和装置。

背景技术

习知的正交频分复用(OFDM)系统一般使用一超外差架构，其中升/降转换器在一数字域中操作。该转换的一简单表示是：基频->IF(中频)->RF(射频)。这被执行以使得同相位/正交相位(I/Q)调制/解调制可被完美执行。

为了减少在调制/解调制过程中的组件数目及进而降低成本需求。开发了一种超外差架构的替代架构。这就是零中频(Zero-IF)架构，要不然称为直接转换架构，其中在模拟域中RF信号被直接地转换成基频，反之亦然。换言之，基频->IF(中频)反之亦然。虽然此低成本替代架构具有减少硬件复杂度的优点，但是它的一主要缺点是引入了I/Q不平衡。一般来说，存在两类型的I/Q不平衡及差异在于其是否为频率的一函数，即与频率无关或依频率而定。这两类型的I/Q不平衡的来源及建模(modeling)是十分不同的。前者，与频率无关的I/Q不平衡，是本地振荡器中硬件不准确的一结果且用一相位不匹配或一振幅不匹配来建模。后者，依频率而定的I/Q不平衡，由前端组件(包括低噪声放大器、低通滤波器及模拟/数字转换器)引入并被建模为在I及Q分支上的一时间脉冲响应不匹配。这些不匹配不仅减弱期望的信号，而且在其它副载波上也引入载波间的相互干扰且放大噪声。

许多最近的工作都聚焦在高效估计和补充算法的设计上以在各种设定中，尤其是在单一天线OFDM系统的环境中发射并接收I/Q不平衡。这些本领域的先前贡献是基于此理解：发射和接收I/Q不平衡是降级信号质量与系统性能的信道减损，且由所述不平衡所产生的干扰应该受抑制。

发明内容

概括地，本发明提出一种资源区块分配方法和利用I/Q不平衡来实现分集增益的设备。换言之，本发明利用I/Q不平衡而非试图减轻或抑制不平衡。

依据本发明的一第一特定表式，本文提供了一种将一多重存取通讯系统的系统带宽分配给多个通讯装置的方法，该方法包含以下步骤，(i)划分该系统带宽的至少一部分以形成资源区块，在这些资源区块中存在对称于一载波频率的一或多对数据区块；(ii)将所述一或多个资源区块对选择性地分配给一或各别的所述多个通讯装置。

用如在详细说明中予以描述的提出方法，这使该描述的实施例能够利用在该信号中的任何I/Q不平衡来实现分集增益。

例如可能只有一对资源区块被分配给两或多个通讯装置。在此情况中，仍需要选择所述两或多个装置中哪一装置被分配该资源区块对。亦设想的是，所述两或多个通讯装置共享该资源区块对。例如，在某一次，所述通讯装置中的一通讯装置使用该资源区块对而在另一次另一通讯装置使用该资源区块对。以此方式，这确保了所述通讯装置被分配了一对资源区块以利用任何I/Q不平衡来实现分集增益。

优选地，所述资源区块包含多个频带。在所述一或多个资源区块对中的所述资源区块可包含一相邻频带或它们可包含一或多个不相邻的频带。

有利地，该方法是用于要被分配的多于一资源区块对。在此情况中，该方法可包含基于以下当中的至少一者：所述资源区块的信道质量和该资源区块对的所述对称资源区块的关联来分配给每一资源区块对的所述资源区块一值。该方法也可包括基于所述分配值来分配每一资源区块对。在替代方法中，设想的是，并非所有分配了值的所述资源区块对被按对分配给使用者。例如，如果该系统带宽包含形成两对资源区块的四资源区块，设想的是所述对中的一对分配给一使用者(基于所述分配值)而另一对可以以一习知方式来分配，例如每一资源区块分配给一使用者。因此，所述分配资源区块的至少一分配资源区块被分配而可能不是所有。

作为一替代，该方法可包含该步骤：将来自该多于一资源区块对、靠近该系统带宽的所述边缘的一资源区块对分配给产生具有较大同相/正交相位不平衡(I/Q不平衡)的信号的所述多个通讯装置的一通讯装置。

在一进一步的替代中，该方法可包含，在步骤(i)之前，将所述多个通讯装置分组，基于它们相对应的信号如何转换来供传输。该方法可进一步包含该步骤：如果所述相对应的信号自基频被直接转换为射频，将所述多个通讯装置的选定的通讯装置分组为一第一组；及如果所述多个相对应的信号是基于该超外差架构而转换，将所述多个通讯装置的选定的通讯装置分组为一第二对；并基于所述分组来分配所述多个资源区块对。

优选地，将要分配的在该带宽的边缘附近的资源区块对分配给该第一组。

可在步骤(i)划分整个带宽系统。另外，只有该系统带宽的一部分是基于上面的方法来被划分和分配，而其它部分以一习知方式来分配给通讯装置。这可当做一“混合”分配方法。

所述多个通讯装置可使用OFDM来供信号传输。

一基站可使用上面讨论的所述方法来与诸如在一蜂巢式网络或其它通讯网络中的多个通讯装置通讯。

在本发明的一第二特定表式中，本文提供一种处理一通讯装置的一接收机的信号的方法，该通讯装置是在具有一系统带宽的一多重存取通讯系统中的多个通讯装置中的一通讯装置，该系统带宽的至少一部分被划分以形成资源区块，在这些资源区块中存在与一载波频率对称的一或多对资源区块，它们被分配给一或各别的所述多个通讯装置，将来自一或多个资源区块对的一第一资源区块对分配给该通讯装置，该方法包含以下步骤：接收被携载于所述一或多个资源区块对中的信号，所述接收到的信号适用于所述多个通讯装置；解映射所述已接收到的信号以撷取仅来自该已分配的第一资源区块对的信号；并基于所述解映射信号来恢复针对该通讯装置的原始信号。

该第一资源区块对可包含一相邻频带。该恢复步骤可包括通过如下中的一者：一最大可能性(ML)检测器、一有序连续干扰消除(OSIC)检测器或一迭代检测器处理该信号。

一通讯装置可被设定以依据上面所述特征的该第二特定表式的该方法来与一基站通讯。

一通讯网络在上行链路或下行链路通讯期间可使用上面的所述方法或较一般地供信号传输。亦设想的是，该方法可作为一集成电路来实施，该集成电路形成本发明的该第三和第四特定表式，如下：

在本发明的一第三特定表式中，本文提供了一多重存取通讯系统的一集成电路(IC)，该多重存取通讯系统被设定用以分配该通讯系统的系统带宽，该IC包含：(i)一处理单元，其被设定以划分该系统带宽的至少一部分来形成资源区块，在这些资源区块中存在与一载波频率对称的一或多对资源区块，选择性地将所述一或多资源区块对分配给一或各别的所述多个通讯装置。此一IC可用在一基站中。

在本发明的一第四特定表式中，本文提供一多重存取通讯系统的一集成电路(IC)，该多重存取通讯系统被设定用以处理一通讯装置的一接收机的信号，该通讯装置是在具有一系统带宽的一多重存取通讯系统中的多个通讯装置中的一通讯装置，该系统带宽的至少一部分被划分以形成资源区块，在这些资源区块中存在与一载波频率对称的一或多对资源区块，它们被分配给一或各别的所述多个通讯装置，将来自所述一或多个资源区块对的一第一资源区块对分配给该通讯装置，该IC包含：一处理单元，其被设定以接收被携载于所述一或多个资源区块对中的所述信号，所述接收到的信号包括适用于所述多个通讯装置的信号；解映射所述已接收到的信号以撷取仅来自该已分配的第一资源区块对的信号；并基于所述解映射信号来恢复针对该通讯装置的原始信号。此一IC可用在一通讯装置中。

附图说明

为使本发明可被完全理解且易于付诸实施，现在将描述下面提供的一非限制性范例说明本发明，所描述的示范实施例参照说明性附图被提供，其中：

图1是一示意图式，显示用以发射具有发射I/Q不平衡的一复数信号的一OFDM发射机的一部分；

图2是显示一第一数据副载波和一单一副载波对应体的平均最小欧几里德距离的一图；

图3是显示在一频率选择信道中各种检测方案的16-QAM调制的平均BER的一图；

图4是显示在一典型城市信道中的图3检测方案的QPSK调制的平均BER；

图5是显示在一AWGN信道中的图3检测方案的16-QAM调制的平均BER；

图6是一显示3GPP LTE-A的上行链路的一SC-FDMA系统的各种组件的方块图，该3GPP LTE-A的上行链路具有映射或配对以利用一发射信号的I/Q不平衡的副载波；

图7a和7b说明习知资源分配方法；

图7c说明依据本发明的该优选实施例的一资源分配方法；

图8说明一现行LFDMA和群集的SC-FDMA资源区块分配映射；

图9是一流程图，说明依据此发明的该优选实施例来分配资源的步骤；

图10是显示具有一脉冲成型滤波器的各种资源区块分配方案的峰值与平均值功率比(PAPR)特性的一图；

图10是显示不具有一脉冲成型滤波器的各种资源区块分配方案的峰值与平均值功率比(PAPR)特性的一图；

图12是显示在3GPP LTE-A上行链路中一蜂巢边缘的一移动终端的平均BER性能的一图。

具体实施方式

为了了解优选实施例的优点和益处，以具有I/Q不平衡的一一般系统开始是适合的。这之后将是一性能分析部分，该性能分析部分在有和没有基于I/Q的副载波配对的情况下研究该发射I/Q不平衡在一最佳最大可能性检测器(MLD)的该最小欧几里德距离特性上的影响。接着，该基于I/Q的副载波配对应用于第三代合作伙伴计划高阶长期演进(3GPP-LTE-A)。

I)具有发射I/Q不平衡的系统模型

图1显示一系统模型及在此实施例中，这是具有N个副载波的一单一天线OFDM发射机(未显示)的一复数信号传输部分100。在该理想情形中，没有任何发射I/Q不平衡，该RF发射信号χ_RF(t)根据该基频发射信号x(t)按如下方式来表示。

x_RF(t)＝R{x(t)exp(jω_ct)}

＝R{(R{x(t)}+jI{x(t)})(cos(ω_ct)+jsin(ω_ct))}

＝R{x(t)}cos(ω_ct)-I{x(t)}sin(ω_ct)，              (1)

其中R{x(t)}与I{x(t)}分别是x(t)的实分量与虚分量，及ω_c是载波频率。

在存在依频率而定的发射I/Q不平衡的情况下，然而，该RF发射信号遭受一振幅不匹配ε_T及一相位不匹配φ_T，如图1所示。方程(1)可接着被修改成

x_RF(t)＝R{x(t)}(1+ε_T)cos(ω_ct+φ_T)-I{x(t)}(1-ε_T)sin(ω_ct-φ_T)，

且其基频等效方程可由下式给定

x_BB(t)＝LPF{x_RF(t)exp(-jω_ct)}

＝R{x(t)}(1+ε_T)cos(φ_T)+I{x(t)}(1-ε_T)sin(φ_T)

+jR{x(t)}(1+ε_T)sin(φ_T)+jI{x(t)}(1-ε_T)cos(φ_T)，(2)

其中LPF{·}是移除在±2ω_c的任何仿样的该低通滤波器操作。作为一备注，为了此实施例，该振幅和相位不匹配被限制使得0＜ε_T＜1且0≤φ_T≤π/4。

方程(2)通过使用下式可被进一步简化

R{x(t)}＝(x(t)+x^*(t))/2和I{x(t)}＝-j(x(t)-x^*(t))/2

其中(·)^*是复数共轭转置。这致使

x_BB(t)＝α_Tx(t)+β_Tx^*(t)，

其中和在第k个副载波上的相对应的频域基频等效发射信号由下式给定

X_BB[k]＝α_TX[k]+β_TX^*[-k]

＝α_TX[k]+β_TX^*[N-k-1]。       (3)

其中k＝N₀、N₀+1…N₀+K-2、N₀+K-1、N₀+K+1、N₀+K+2…N₀+2K。注意的是，我们已假定，与大多数如果不都是多载波系统一样，数据传输可得的总副载波是自第N₀个副载波开始的一偶数2K。该中心频率或直流(DC)副载波N₀+K未用于数据传输。

自方程(3)，可观测到的是，X[k]受影像副载波的信号X[N-k-1]干扰。

对于X[k]，X[N-k-1]∈M，其中M是一调制字母表的所有可能的元素的一集合，该极坐标表示被考虑到以使得该表示自等概率的M复数星座点中的一点取值，但却具有不同的振幅μ_k(m)和相位即，

其中，对于所有k，m＝1，2，…，M，k＝N₀、N₀+1…N₀+K-2、N₀+K-1、N₀+K+1、N₀+K+2、N₀+2K+1.，及ε{·}是期望运算符。

设Y_BB[k]表示该基频等效接收信号。它根据方程(3)可如下表示。

$Y_{\mathrm{BB}}\left[k\right]=H\left[k\right]X_{\mathrm{BB}}\left[k\right]+W\left[k\right]$

其中H[k]是第k个副载波的信道系数且其被建模为具有零均值及方差的一独立且相等分布的(i.i.d.)复数高斯随机变量。再者，W[k]是该副载波k的加成性白高斯噪声(AWGN)且它是具有零均值及方差的一i.i.d.复数高斯随机变量。此外，H[k]与W[k]彼此相互独立。自方程(5)，清楚的是，该接收到的信号由不仅该期望的副载波(由α_T缩放)而且该影像副载波(由β_T缩放)构成。

为了量化这些不匹配的效果，考虑由下式给定的镜像抑制比(IRR)：

$\mathrm{IRR}=\frac{{\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2}{{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2}$

$=\frac{{\cos }^2{\mathrm{\φ}}_T+{\mathrm{\ϵ}}_T^2{\sin }^2{\mathrm{\φ}}_T}{{\mathrm{\ϵ}}_T^2{\cos }^2{\mathrm{\φ}}_T+{\sin }^2{\mathrm{\φ}}_T}.---\left(5\right)$

在没有发射I/Q不平衡(即ε_T＝φ_T＝0)的一理想情形中，IRR是无穷值。事实上，该IRR值视感兴趣的应用而定，且典型的范围是自30dB至80dB。

另一种选择是考虑该接收信号干扰噪声比(SINR)。以该信道系数H[k]及该影像副载波μ_N-k-1(m′)的星座符号的振幅为条件，其中m′＝1、2…、M，该影像信号与方程(5)中的噪声的和是具有方差的一零均值复数高斯变量。μ_k(m)的一特定实现(即X[k]的该M星座符号中的一星座符号的振幅)的该接收SINR由下式给定

${\mathrm{SINR}}_k\left({\mathrm{\μ}}_k\left(m\right)\right|{\mathrm{\μ}}_{N-k-1}\left(m^{\′}\right),H\left[k\right])=\frac{{\left|{\mathrm{\α}}_{T}H\right[k\left]\right|}^2{\mathrm{\μ}}_k^2\left(m\right)}{{\left|{\mathrm{\β}}_{T}H\right[k\left]\right|}^2{\mathrm{\μ}}_{N-k-1}^2\left(m^{\′}\right)+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ω}}^2}$

$=\frac{({\cos }^2{\mathrm{\φ}}_T+{\mathrm{\ϵ}}_T^2{\sin }^2{\mathrm{\φ}}_T){\left|H\right[k\left]\right|}^2{\mathrm{\μ}}_k^2\left(m\right)}{({\mathrm{\ϵ}}_T^2{\cos }^2{\mathrm{\φ}}_T+{\sin }^2{\mathrm{\φ}}_T){\left|H\right[k\left]\right|}^2{\mathrm{\μ}}_{N-k-1}^2\left(m^{\′}\right)+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ω}}^2}.---\left(6\right)$

渐进地，当方程(6)变成

$\underset{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ω}}^2\→0}{\lim }{\mathrm{SINR}}_k\left({\mathrm{\μ}}_k\left(m\right)\right|{\mathrm{\μ}}_{N-k-1}\left(m^{\′}\right),H\left[k\right])=\frac{({\cos }^2{\mathrm{\φ}}_T+{\mathrm{\ϵ}}_T^2{\sin }^2{\mathrm{\φ}}_T){\mathrm{\μ}}_k^2\left(m\right)}{({\mathrm{\ϵ}}_T^2{\cos }^2{\mathrm{\φ}}_T+{\sin }^2{\mathrm{\φ}}_T){\mathrm{\μ}}_{N-k-1}^2\left(m^{\′}\right)}.$

参考上面的渐进表式，可观测到的是当ε_T≠0及φ_T≠0时，该有条件的SINR并不接近一无穷值。换言之，在存在发射I/Q不平衡的情况下在该SINR上存在一上限(ceiling)/帽(cap)。此外，如果对于所有m及m′，该渐近SINR等效于方程(4)中的该IRR。

虽然自方程(6)清楚的是，在存在发射I/Q不平衡的情况下，实现的SINR性能随着噪声方差的减小被一上限覆顶，然而，下一部分将分析地显示的是，用一些适当的接收机处理，系统性能可出乎意料的显著提高。

II)性能分析

在2007年春四月IEEE VTC学报中第2175至2179页[Jin等人]Y.Jin、J.Kwon、Y.Lee、J.Ahn、W.Choi与D.Lee的文章“Obtainingdiversity gain coming from IQ imbalance under carrier frequencyoffset in OFDM-based systems”中，通过模拟提出的是，当一期望副载波的一接收到的信号受适当接收机处理(诸如最大可能性检测器(MLD)以及在频率选择衰减信道中的影像副载波)来处理时，可获得分集增益。

然而，Jin等人的教示仅是模拟。

为了提供对该已描述的实施例的益处的一理解，下面的章节将讨论具有如本发明所提出的一基于I/Q的副载波配对(即该期望的副载波与它的影像副载波的配对)的一最佳最大可能性检测器的最小欧几里德距离特性并评估一最佳最大可能性检测器的发射分集顺序。所述多个结果接着与一习知基于单一副载波的MLD(即没有任何副载波配对)及具有相同副载波配对的一迫零(ZF)检测器的多个发射分集顺序比较。

具有基于I/Q的副载波配对的最大可能性检测器(I/Q-MLD)

参考方程(5)，第k个副载波Y_BB[k]的基频接收到的信号是它自身的副载波X[k]与一影像副载波X[N-k-1]的发射信号的一函数。如果Y_BB[k]以如下方式与该第(N-k-1)个副载波的基频接收信号的复数共轭转置配对，

则自方程(7)可观测到的是，由于该两发射符号X[k]，X^*[N-k-1]被发射同时遍及两不同的副载波，发射分集潜在地被提供在一频率选择衰减信道中。

基于1998年11月关于信息论的IEEE学报第2988至第2997页第7号第44卷E.Soljanin与C.N.Georghiades在“Multiheaddetection for multitrack recording channels”中提出的技术，具有方程(7)的该基于I/Q的副载波配对的一最佳MLD的一最小欧几里德分析被完成，即

${\hat{X}}_k=\arg \underset{X_k}{\min }{\left|\right|Y_k-H_k{X}_k\left|\right|}^2,---\left(8\right)$

其中是X_k的估计，及(·)^T是转置。为了参考简单，贯穿本说明，我们把此MLD当做“I/Q-MLD”。

考虑该最小欧几里德距离的根本重要性在于，该方程

$P({\hat{X}}_k=X_k|H_k)\≈\frac{\mathrm{\η}}{{\log }_{2}M}Q\left(\sqrt{\mathrm{\υ}\frac{d_{\min ,k}^2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ω}}^2}}\right),---\left(9\right)$

极佳地估计在该高信号噪声比(SNR)的位错误率(BER)，及该发射分集(指在高SNR该平均BER对SNR曲线的斜率大小)依据如下方程容易评估：

其中，η及υ是依星座而定的参数，Q(·)是标准Q函数，及是I/Q-MLD的最小距离表式，其通过遍及所有可能的非零正规化错误事件最小化平方的欧几里德距离d²(E_k)来获得

$E_k=X_k-{\hat{X}}_k={\left|E\right[k],E^{*}[N-k-1\left]\right|}^T\∈M,$ 即

$d_{\min ,k}^2=\underset{E_k\≠0}{\min }{d}^2\left(E_k\right).$

在下面的结果中，存在一假设：完整合成信道状态信息(CSI)H_k(即信道状态信息H[k]，H[N-k-1]、振幅不匹配ε_T及相位不匹配φ_T)在该接收机是已知的。

定理1

设 $d_0^2=\underset{E\left[k\right]\≠0}{\min }{\left|\right|E\left[k\right]\left|\right|}^2=\underset{E[N-k-1]\≠0}{\min }{\left|\right|E[N-k-1]\left|\right|}^2.---\left(11\right)$

对于一特定相位不匹配φ_T，根据振幅不匹配ε_T，I/Q-MLD的最小欧几里德距离被表示如下

$d_{\min ,k}^2=\left\{\begin{array}{cc}(({\cos }^2{\mathrm{\φ}}_T+{\mathrm{\ϵ}}_T^2{\sin }^2{\mathrm{\φ}}_T){\left|H\right[k\left]\right|}^2& \\ +({\mathrm{\ϵ}}_T^2{\cos }^2{\mathrm{\φ}}_T+{\sin }^2{\mathrm{\φ}}_T){\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)d_0^2,& 0\≤{\mathrm{\ϵ}}_T\≤c\left({\mathrm{\φ}}_T\right)\\ {(1-{\mathrm{\ϵ}}_T)}^2({\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)d_0^2,& c\left({\mathrm{\φ}}_T\right)\≤{\mathrm{\ϵ}}_T\≤1\end{array}\right.,---\left(12\right)$

其中

$c\left({\mathrm{\φ}}_T\right)=\frac{-b\±\sqrt{b^2-4\mathrm{ac}}}{2a},$

而a＝|H[N-k-1]|²sin²φ_T+|H[k]|²cos²φ_T，b＝-2(|H|[k]|²+|H[N-k-1]|²)，及c＝|H[N-k-1]|²cos²φ_T+|H[k]|²sin²φ_T。

定理1的证明

通过将方程(7)重排列为

$Y_k^T=X_k^T{H}_k^T+W_k^T,$

该平方的欧几里德距离可表示为

$d^2\left(E_k\right)={\left|\right|E_k^T{H}_k^T\left|\right|}^2$

$=({\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2){\left|\right|E\left[k\right]\left|\right|}^2$

$+({\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2){\left|\right|E[N-k-1]\left|\right|}^2$

$+{\mathrm{\α}}_T{\mathrm{\β}}_T^{*}({\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)\left(\right|\left|E\right[k\left]\right|\left|\right)\left(\right|\left|E\right[N-k-1\left]\right|\left|\right)$

$+{\mathrm{\α}}_T^{*}{\mathrm{\β}}_T({\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)\left(\right|\left|E^{*}\right[k\left]\right|\left|\right)\left(\right|\left|E^{*}\right[N-k-1\left]\right|\left|\right).---\left(13\right)$

不失一般性，假设

|α_T|²|H[N-k-1]|²+|β_T|²|H[k]|²≥|α_T|²|H[k]|²+|β_T|²|H[N-k-1]|²，(14)

它等效于

|H[k]|²≤|H[N-k-1]|²，0≤ε_T≤1，且

为了找出最小距离所有可能的非零错误向量的集合E_k＝|E[k]，E^*[N-k-1]|^T被划分为如下两种情况。

第1种情况：一非零错误元素

在此情况中，E[k]≠0，即d²(E_k)＝(|α_T|²|H[k]|²+|β_T|²|H[N-k-1]|²)||E[k]||²或E^*[N-k-1]≠0，它对应于

d²(E_k)＝(|α_T|²|H[N-k-1]|²+|β_T|²|H[k]|²)||E[N-k-1]||²。

如果作一假设：对于两副载波该单一副载波最小欧几里德距离相同，即如在方程(11)中则自方程(14)清楚的是，在一非零错误元素的情况下该最小距离由下式给定

$d_{\min ,k}^2=({\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)d_0^2$

$=(({\cos }^2{\mathrm{\φ}}_T+{\mathrm{\ϵ}}_T^2{\sin }^2{\mathrm{\φ}}_T){H\left[k\right]|}^2+({\mathrm{\ϵ}}_T^2{\cos }^2{\mathrm{\φ}}_T+{\sin }^2{\mathrm{\φ}}_T){\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)d_0^2.$

换言之，当时实现该最小欧几里德距离。

第2中情况：两非零误差元素

在此情况中，E_k的两元素都是非零，即E[k]、E^*[N-k-1]≠0。

给定方程(13)，任何人可按如下方式来降低界限：

$d^2\left(E_k\right)=({\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)E\left[k\right]E^{*}\left[k\right]$

$+({\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2)E[N-k-1]E^{*}[N-k-1]$

$+{\mathrm{\α}}_T{\mathrm{\β}}_T^{*}({\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)E\left[k\right]E[N-k-1]$

$+{\mathrm{\α}}_T^{*}{\mathrm{\β}}_T({\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)E^{*}\left[k\right]E^{*}[N-k-1]$

$\≥({\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2){\left|\right|E\left[k\right]\left|\right|}^2$

$+({\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2){\left|\right|E[N-k-1]\left|\right|}^2$

$-{\mathrm{\α}}_T{\mathrm{\β}}_T^{*}({\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)\left|E\right[k\left]E\right[N-k-1]|$

$-{\mathrm{\α}}_T^{*}{\mathrm{\β}}_T({\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)\left|E^{*}\right[k\left]E^{*}\right[N-k-1]|$

$\≥({\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2){\left|\right|E\left[k\right]\left|\right|}^2$

$+({\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2){\left|\right|E[N-k-1]\left|\right|}^2$

$-{\mathrm{\α}}_T{\mathrm{\β}}_T^{*}({\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)\left|E\right[k\left]\right|\left|E\right[N-k-1]|$

$-{\mathrm{\α}}_T^{*}{\mathrm{\β}}_T({\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)\left|E^{*}\right[k\left]{\left|\right|E}^{*}\right[N-k-1]|,---\left(15\right)$

其中，该等式方程(15)在当E[k]＝-E^*[N-k-1]时实现。

通过考虑如下不等式

$\left|E\right[k\left]\right|\left|E\right[N-k-1\left]\right|\≤\frac{1}{2}({\left|\right|E\left[k\right]\left|\right|}^2+{\left|\right|E[N-k-1]\left|\right|}^2),$

等式(15)可进一步降低界限为

$d^2\left(E_k\right)\≥({\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2){\left|\right|E\left[N\right]\left|\right|}^2$

$+({\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2){\left|\right|E[N-k-1]\left|\right|}^2$

$-\frac{1}{2}{\mathrm{\α}}_T{\mathrm{\β}}_T^{*}({\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)({\left|\right|E\left[k\right]\left|\right|}^2+{\left|\right|E[N-k-1]\left|\right|}^2)$

$-\frac{1}{2}{\mathrm{\α}}_T^{*}{\mathrm{\β}}_T({\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)({\left|\right|E\left[k\right]\left|\right|}^2+{\left|\right|E[N-k-1]\left|\right|}^2).$

$\≥({\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)d_0^2$

$+({\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2)d_0^2$

$-({\mathrm{\α}}_T{\mathrm{\β}}_T^{*}+{\mathrm{\α}}_T^{*}{\mathrm{\β}}_T)({\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)d_0^2$

$=\left({|{\mathrm{\α}}_T-{\mathrm{\β}}_T|}^2\right)({\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)d_0^2.$

$={(1-{\mathrm{\ϵ}}_T)}^2({\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)d_0^2.---\left(16\right)$

这里注意的是，不等式(15)在E[k]＝-E^*[N-k-1]时实现，及该不等式(16)在时实现。

最后，产生的最小距离表式方程(12)可通过将在上面两种情况中的下界结合而获得。

直观地，任何人自例如方程(6)中的SINR表式将预期到的是，该发射I/Q不平衡的存在导致性能降级。有趣但不期望地，如参考定理1中的该产生的最小欧几里德距离表式方程(12)，观测到的是，最小距离(或等效地该平均BER)随着该振幅不匹配ε_T而增加(提高)直至到达ε_T＝c(φ_T)的该转折点。

考虑到在定理1中取得的分析结果，下面显示振幅及相位不匹配在该发射分集顺序上的影响。

推论1

在存在该发射I/Q不平衡的情况下，该I/Q-MLD的该发射分集顺序等于二。

推论1的证明

在高SNR，自方程(9)清楚的是，该有条件的BER随着指数地减小。由于|H[k]|²及|H[N-k-1]|²是1次卡方随机变量，是一2次加权卡方变量，其对应于该平均BER对SNR曲线中的一斜率2，及等式(10)中的一值2。

必须注意的是，一般地，发射I/Q不平衡所提供的分集增益高度依赖于如下两因子。

●F1)比例因子β_T。如果β_T的值很小，或等效地如果该振幅及相位不匹配的影响不重要，则|β_T|²|H[N-k-1]|²对的影响是可忽略的。在此情况下，任何人将期望的是，分集增益很小及I/Q-MLD的性能将接近理想情形而没有发射I/Q不平衡。

●F2)H[k]与H^*[N-k-1]的关联。将

${\mathrm{\ρ}}_k=\frac{\mathrm{\ϵ}\left\{H\right[k\left]H^{*}\right[N-k-1\left]\right\}}{\sqrt{\mathrm{\ϵ}\left\{{\left|H\right[k\left]\right|}^2\right\}\mathrm{\ϵ}\{{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2}\}}$

$=\frac{\mathrm{\ϵ}\left\{H\right[k\left]H^{*}\right[N-k-1\left]\right\}}{{\mathrm{\σ}}_h\left[k\right]{\mathrm{\σ}}_h[N-k-1]}---\left(1\right)$

●表示为在H[k]与H^*[N-k-1]之间的一复数值及正规化的相关系数。清楚的是，如果这两信道系数高度不相关，及ρ_k→0，则由于该影像副载波，该潜在增益很大。一般而言，ρ_k随着该延迟展延而减小。

推论2

将AWGN信道作为一特殊情况。在存在发射I/Q不平衡的情况下，I/Q-MLD的该生成的最小欧几里德距离被表示为

推论2的证明

方程(17)的证明遵循如下事实

|H[k]|²＝|H[N-k-1]|²＝1对于所有k。

参考推论2，发现，尽管不存在频率分集，但由于额外量的能量(源于对该I/Q-MLD的振幅不匹配)在功率增益上存在一增加。此外，可观测到的是，最小距离等式(17)仅视在AWGN信道中的振幅不匹配ε_T而非相位不匹配φ_T而定。

基于单一副载波的最大可能性检测器(没有副载波配对)

具有一习知基于单一副载波MLD(即没有副载波配对)的该I/Q-MDL的性能与上面比较。不失一般性，假定|H[k]|²≤|H[N-k-1]|²。平方欧几里德距离由下式给定

$d^2\left(E_k\right)-{||\begin{array}{cc}\left[\begin{array}{cc}E\left[k\right]& E^{*}[N-k-1]\end{array}\right]& \left[\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_{T}H\left[k\right]\\ {\mathrm{\β}}_{T}H\left[k\right]\end{array}\right]\end{array}||}^2$

$=({\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2{\left|\right|E\left[k\right]\left|\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2{\left|\right|E[N-k-1]\left|\right|}^2$

$+{\mathrm{\α}}_T{\mathrm{\β}}_T^{*}E\left[k\right]E[N-k-1]+{\mathrm{\α}}_T^{*}{\mathrm{\β}}_T{E}^{*}\left[k\right]E^{*}[N-k-1]){\left|H\right[k\left]\right|}^2.---\left(18\right)$

最小距离通过遍及所有可能的非零错误事件(即[E[k]E^*[N-k-1]]≠0)最小化在方程式(18)中的d²(E_k)而获得，且其由下式给定

$d_{\min ,k}^2=\left({|{\mathrm{\α}}_T-{\mathrm{\β}}_T|}^2\right){\left|H\right[k\left]\right|}^2{d}_0^2$

$={(1-{\mathrm{\ϵ}}_T)}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2{d}_0^2---\left(19\right)$

与该I/Q-MLD类似，当E[k]＝-E^*[N-k-1]且时获得最小值。

对于在AWGN信道的特定情况中，方程式(19)被简化为

$d^2\left(E_k\right)={(1-{\mathrm{\ϵ}}_T)}^2{d}_0^2.---\left(20\right)$

自方程(19)及方程(20)，可观测到的是，习知的基于单一副载波的MLD的最小欧几里德距离仅是振幅不匹配的一函数，及它以与ε_T成正比的一速率减小，这与在先前子部分中所作的分析结论(I/Q-MLD的该最小距离对发射I/Q不平衡的某些值增加)相反。此外，自方程(9)及方程(10)清楚的是，在此情况下不提供发射分集。

具有基于I/Q的副载波配对的迫零检测器(I/Q-ZFD)

为了比较的目的，也考虑具有相同副载波配对方程(7)的一次佳但低复杂度迫零(ZF)检测器

$H_k^{-1}=\frac{1}{({\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2-{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2)H\left[k\right]H^{*}[N-k-1]}\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\α}}_T^{*}{H}^{*}[N-k-1]& -{\mathrm{\β}}_{T}H\left[k\right]\\ -{\mathrm{\β}}_T^{*}{H}^{*}[N-k-1]& {\mathrm{\α}}_{T}H\left[k\right]\end{array}\right].---\left(21\right)$

具有接收信号向量Y_k的前乘方程(21)产生对x_k的该ZF估计：

${\hat{X}}_k=H_k^{-1}{Y}_k$

$=X_k+H_k^{-1}{W}_k$

第k个副载波的相对应的瞬时后检测SINR则被表示为

$\mathrm{\γ}\left[k\right]=\frac{\mathrm{\ϵ}\left\{{\left|X\right[k\left]\right|}^2\right\}}{{\left[Q_k\right]}_{\mathrm{1,1}}}={\left[Q_k\right]}_{\mathrm{1,1}}^{-1},---\left(22\right)$

其中，[Q_k]_i，j，是Q_k的第(i，j)项，Q_k是以为条件的噪声协方差且由下式给定

$Q_k=\mathrm{\ϵ}\left\{H_k^{-1}{W}_k{W}_k^{*}{\left(H_k^{-1}\right)}^{*}\right\}$

$={\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ω}}^2{H}_k^{-1}{\left(H_k^{-1}\right)}^{*}.$

$=\frac{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ω}}^2}{{({\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2-{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2)}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2}$

$\left[\begin{array}{cc}{\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2{H[N-k-1]|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2& -{\mathrm{\α}}_T^{*}{\mathrm{\β}}_T{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2-{\mathrm{\α}}_T^{*}{\mathrm{\β}}_T{\left|H\right[k\left]\right|}^2\\ -{\mathrm{\α}}_T{\mathrm{\β}}_T^{*}{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2-{\mathrm{\α}}_T{\mathrm{\β}}_T^{*}{\left|H\right[k\left]\right|}^2& {\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2+{\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2\end{array}\right].$

由于0≤|α_T|²，|β_T|²≤1，在方程(22)中的可如下上限化。

${\left[Q_k\right]}_{\mathrm{1,1}}^{-1}\≤\frac{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ω}}^2}{2\min \{{\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2,{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2\}}\frac{2{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2{\left|H\right[k\left]\right|}^2}{({\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2+{\left|H\right[k\left]\right|}^2)}$

$\≤\frac{1}{4\min \{{\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2,{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2\}}({\left|H\right[k\left]\right|}^2+{\left|H\right[N-k-1\left]\right|}^2)$

$\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{UB},k}.---\left(23\right)$

由于|H[k]|²与|H[N-k-1]|²是1次卡方随机变量，γ_UB，k应该是2次卡方随机变量。换言之，该I/Q-ZFD相对于没有该发射I/Q不平衡的理想情形最高提供一额外次的发射分集。然而，在方程(22)中的不等式仅当|α_T|²＝|β_T|²且|H[k]|²＝|H[N-k-1]|²(即当两副载波经历平坦衰减信道)时才实现。因此，I/Q-ZFD最多根据功率增益而非分集增益来提供性能改进，并接近没有发射I/Q不平衡的理想情形的性能。

数值结果

提供蒙地卡罗法来评估该I/Q-MLD相对于基于单一副载波的对应体及次佳但低复杂度I/Q-ZFD的性能。也比较没有I/Q不平衡的理想情形与最差情况方案(发射I/Q不平衡在接收机被忽视，即补偿/消除与副载波配对都没有完成)的性能。

如在表格1中显示多个仿真参数。这完全是作为范例，可考虑其它组态及参数。

表格1

模拟参数

对于一第一范例，观测到发射I/Q不平衡对在对于所有副载波ρ_k＝0的一理想频率选择信道中的三检测方案的影响。图2显示一第一数据副载波102的最小欧几里德距离，这是100000信道实现中的平均。自图2将明白的是，I/Q-MLD的最小距离首先随着ε_T而增加，之后当在ε_T＝0.40到达最大时随ε_T快速减小。这些观测符合在定理1中取得的分析结果。此外，应该明白的是，I/Q-MLD 102就ε_T的各不同值胜过单一副载波对应体104。例如，当ε_T＝0.3时，最小距离自0.2456至0.6463显著增加(当使用副载波配对方程(7)时)。在最小距离上的此一增加，任何人可期望的是，如图3显然，I/Q-MLD在平均BER上产生一显著减小。

此外，自该图中可观测到的是，在高SNR该平均BER对SNR曲线的斜率大于该I/Q-MLD，这也与在提供分集增益的定理1中给出的分析结论一致。

总之，以适当的副载波配对，发射I/Q不平衡可提高系统性能。例如，当SNR＝20dB，该习知的MLD及没有发射I/Q不平衡的BER分别为1.1×10-2与2.4×10-3。当考虑副载波配对方程(7)时，所述BER对于ZF检测器与MLD分别被显著地提高至4.8×10-3与3.9×10-4。

接着，研究在一显示典型城区传播模型中的这些检测方案的平均BER性能并使用一在3GPP LT-A中广泛考虑的一二十接头(tap)多路径信道(参见，例如：第三代合作伙伴计划(3GPP)：技术规格组无线接入网络：进一步推动E-UTRA(高级LTE)(发行8)的需求)[在线-http://www.3gpp.org/ftp/Specs/html-info/36913.htm]。

图4是显示图3的检测方案以及一边缘副载波对106及一中心副载波对108的平均系统性能的一图。自图4应该明白的是，在中到高SNR边缘副载波对106胜过中心副载波对108大约2dB。用早前的备注(F2)来解释此观测，即当配对的副载波彼此接近时，该关联ρ_k增加。此外，观测到的是，对于该I/Q-MLD的平均BER与SNR曲线的斜率与没有发射I/Q不平衡的理想情形类似(即，该I/Q-MLD主要有助于功率增益，而非对系统的分集增益)。此观测也可用F2(见早前段落)来解释，即，当与理想频率选择信道比较时，由于这里考虑现实信道模型中有限数目的多路径，延迟传播较小。应该提到的是，只有在这些载波上的位错误被计算在内以显示边缘副载波具有较好的性能(由于较高的信道变化)。

最后，亦考虑一AWGN信道的特殊情况。图5是显示在一AWGN信道中图3的三检测方案的所述多个平均BER的一图。该I/Q-MLD相对没有发射I/Q不平衡的理想情形仅提供一轻微改进。此结果与在推论2中取得的分析结果一致，即，在存在频率分集的情况下，最小欧几里德距离刚好增加(在此情况中，)，这太小而不能引起平均BER的一显著减小。然而，它仍显著地胜过习知MLD大约3dB。

上面的原理限制将应用于3GPP。

III)与3GPP LTE-A配对的副载波的应用

在此范例中，基于I/Q的副载波配对方程(7)作为对现有资源区块分配策略的一有利替代应用于3GPP LTE-A。

以一些背景来开始将是适合的。单一载波分频多重存取(SC-FDMA)在移动终端的发射机端利用单一载波调制及顺序传输及在基站的接收机端利用频域等化(FDE)，且它是SC/FDE技术的一扩展以适应多重存取。由于它固有的单一载波结构，SC-FDMA信号比正交频分多重存取(OFDMA)具有一较低的峰值与平均值功率比(PARR)，这意味着，所述多个移动终端的功率传输效率增加了，及区域涵盖范围可相应地扩展。由于在3GPP LTE-A中提供广域涵盖范围比对一较高数据率的需求较重要，作为一上行链路多重存取方案，SC-FDMA较佳于OFDMA。

图6是显示3GPP LTE-A的上行链路的一SC-FDMA系统200的各种组件的一方块图。简要地，该系统200包括一传输部分210、一接收部分250及将该传输部分210与该接收部分250通讯性地链接的一传输通道信道280。该传输部分210包括依据一传输方案用以编码一信号的一编码器212、用以将该信号自时域转换成频域的一离散傅立叶转换器(DFT)模块214、用以处理来自该DFT模块214的该转换信号的一副载波映射模块216及用以接收来自副载波映射模块216的该信号的一反DFT(IDFT)模块218。在该反DFT的后之后，一循环前缀插入模块220插入该必需的填充(即循环前缀)及一脉冲成型模块222滤波该信号以使得该信号适于通过传输通道信道280传输。

在一范例中，传输部分210例如可以是一蜂巢式网络的一基站的一部分，及接收部分250可以被包括于在该蜂巢式网络中运作的每一通讯装置中。该通讯装置可以是移动电话、计算机或其它移动装置。当然，它可以不是一蜂巢式网络而是设想的其它无线通讯网络。

在接收部分250，出现多个相反步骤，因而接收部分250包括用以移除来自接收信号的填充的一循环前缀移除模块252、用以将该接收信号转换成频域的一DFT模块254、用以改变该信号的频率响应以使得其适于下一过程的一副载波解映射模块256及一频域等化模块258。在该频域等化模块258之后，存在一IDFT 260来将该信号转回到时域及一译码器262来获得原始发射信号。

自图6，应该明白的是，系统200除了所述多个时域输入数据符号被DTF模块214(之后是副载波映射模块216，在执行OFDMA调制之前)转换成频域以外，极类似于一OFDMA系统。换言之，对于OFDMA，未必具有DFT模块214及IDFT模块260。注意的是，SC-FDMA也称为DTF传播OFDMA。与OFDMA的相同的处在于，它在基频到RF转换期间遭受类似的发射I/Q不平衡。

除了副载波映射模块216及副载波解映射模块256之外，系统200的各种区块是习知的(及因此，不必对这些区块详细描述)。下面的讨论因而将聚焦于这两模块216、256。

副载波映射/资源区块分配

副载波映射的主要目的是遍及整个系统带宽将不同移动终端的DFT译码输入数据分配给数据副载波(或资源区块)。然而，对于具有大量移动终端及副载波的系统(诸如3GPP LTE-A)，包含在各个副载波分配中的运算复杂度非常巨大。因此，上行链路及下行链路的基本排程单元是由几个连续副载波组成的一资源区块(RB)。特定地，在3GPPLTE-A中，一RB包含具有15kHz的一副载波带宽的12连续的副载波或具有7.5kHz的一副载波带宽的24连续副载波。

在3GPP LTE-A中，当下使用几个资源区块映射方法。这些方法中的两方法包括局部的副载波映射及群集的区块映射。为了符号说明的简单，它们分别称为LFDMA及群集的SC-FDMA(CL-SC-FDMA)。

对于LFDMA，一移动终端的所有DFT预编码输入数据被映射在连续数据区块(RB)上。在具有三移动终端或装置300、302、304的图7(a)中显示LFDMA的一说明性范例。这里移动#1的输入数据300被映射在4相邻RS 306、308、310、312上，它们被限定为系统带宽的一连续片段。同样情况适用于在此方案下的移动#2及#3 302、304。

作为对LFDMA的一替代，已提出CL-SC-FDMA。图8显示LFDMA与CL-SC-FDMA的所述多个资源区块分配方法的之间的一说明性的比较。与该LFDMA相比，CL-SC-FDMA的该预编码数据被映像映射至多个群集320，每一群集由连续的RB组成。在图7(b)图中显示CL-SC-FDMA的一范例，其中每一群集320包含两连续RB。对每一移动终端的群集分配高度依赖于该排程政策及频率资源的可得性。使用此范例，在该两非相邻群集(一群集具有RB#1及#2，另一群集具有RB#5及#6)被分配给移动#3时，该两相邻群集(即RB#9至#12)被分配给移动#2。注意的是，LFDMA实际上是CL-SC-FDMA(在每一移动仅具有一群集的情况下)的一特殊情况。当与该LFDMA比较时，清楚的是，CL-SC-FDMA提供一较大程度的上行链路排程弹性，且通过例如分配对一移动终端在整个系统上带宽处于有利通道信道条件的RB的群集来提高频率分集。然而，CL-SC-FDMA的缺点及一问题是它倾向于支持靠近多个基站的移动终端。对于那些位于蜂巢边缘的终端，由于欠佳的信道条件，潜在的频率分集增益可以是最小的。

为了克服上面的缺点，建议依据本发明的优选实施例，以及如图9中所显示的多个步骤来分配资源。

在步骤402，系统带宽被划分以形成多个资源区块。此划分是优选的：各资源区块可与所述多个资源区块中的对称于一载波或中心频率的另一资源区块配对。图7(c)说明对于一基于I/Q不平衡的CL-SC-FDMA方案所述多个资源如何被分配。在图7(c)资源区块#6与#7之间的载波频率314相对应于在图中未显示的一DC副载波，因为它是一无效副载波而非一数据副载波。

步骤404接着分配一值给每一资源区块，基于它的信道质量及/或配对的资源区块的关联。基于配对的资源区块的关联完成这个的一范例是依据它们的关联来排列所有的资源区块对并使用每对它们的排名作为它们的值。作为一替代，如果配对的资源区块的确切的关联是不可得的，资源区块到中心频率的距离可用来作为值(称为一优先值)。配对的资源区块越靠近中心频率，大体上关联就越高且I/Q不平衡分集增益的可能性较低(即具有一较低优先值)。

接着依据所述多个值在步骤406将资源区块分配给移动终端(或使用者)。例如，具有较好信道质量及较低关联的一对资源区块可给予一较高的值并分配给包含显著I/Q不平衡以最大化总的系统性能的移动终端。

除了步骤404及406以外，也存在分配资源区块的其它方式。例如，资源区块可以以一对称方式群集的来分配或不然分配给移动终端或通讯装置。此外，将一或多个资源区块群集于对称的任一端上是不重要的，只要每一资源区块对应地与在该对称的另一端上的它的对称对应体相配对。

资源区块可基于组类型而分配。为了详细描述，移动终端或通讯装置可基于系统架构来分组。特定地，依据所述移动终端用于基频至RF信号转换的那一系统架构将其划分为两或多组。换言之，分组是基于所述信号是如何被转换用于传输。对于实施低成本零IF架构且具有不可忽略发射I/Q不平衡的那些组，它们被置于一“低成本组”。相反，对于实施习知超外差架构具有最小或甚至可忽略I/Q不平衡的那些组，它们被置于该“高水平组”。

基于早前予以描述的分析结果，清楚的是，如果考虑如方程(7)中所示的基于I/Q的副载波配对，低成本组的终端的系统性能相对于降级将提高。图4也支持这个，显示的是，由于ρ_k随着配对的资源区块/副载波之间的间隔而降低，边缘副载波的系统性能比中心副载波的系统性能较好。

基于按组执行的群集分配范例，将包含对称资源区块的边缘群集分配给低成本组的终端，而将中心群集分配给其它组的终端。为了给出进一步的范例，基于该假设，即，移动#1与#2属于低成本组而移动#3在高水平组中。自图7c中，将明白的是，将具有一资源组(具有对称于中心频率的四RB 316、318)的边缘群集分配给移动#1，而将由另一资源组形成的RB#3、4、9、10分配给移动#2。

至于移动#3，因为发射I/Q不平衡的影响，及因此潜在可实现的分集增益较小，仅将形成一进一步的资源组的中心群集(RB#5至#8)分配给它。

通过按上面的方式来分配移动终端，低成本组移动能够在它们的发射信号中利用I/Q不平衡并产生分集增益。高水平组保持相对较少受影响，因为它们的发射信号包含不显著的I/Q不平衡且它们被分配靠近对称中心(即便考虑I/Q不平衡受益也将不显著的频率)的资源区块。

替代地，可使用在分配步骤404及406中的一混合方法来分配资源区块。例如，总的可得频带或资源区块可被划分为两或多组。只有一或多组资源依据上面予以描述的方法来被分配以利用I/Q不平衡分集。其它组的资源区块可被不同分配，例如使用习知的基于群集的技术。

解映射模块

在例如一移动通讯装置的接收部分250，接收到的时域信号被循环前缀移除模块252来处理并接着被DFT模块254自时域转换成频域。

应该注意的是，所述接收到的时域信号包括在通讯网络中所有通讯装置的信号，且因而频域信号占据整个频带并包括所有通讯装置的所有信号。

在每一通讯装置中，解映射模块256撷取属于分配给特定通讯装置或使用者的资源区块对的频域信号。例如，及参考图7c，移动#1的解映射模块256被设定以自资源区块对316、318撷取或仅取走信号，然而移动#2被设定以在由资源区块3、4、9、10所定义的资源区块对上撷取信号。

在解映射模块256已自该分配的资源区块对撷取相对应的信号之后，频域等化模块258逐副载波对信号执行等化。

作为替代，对于该资源区块对的2或多副载波执行联合等化是优选的。可明白的是，所述两副载波是对称于一载波频率以实现分集增益。最大可能性检测(MLD)可用于联合检测。如果MLD的复杂度重要，可考虑较低复杂度等化/检测，诸如各种接近MLD或干扰消除类型或迭代算法。

最后，等化的信号被IDFT模块260转回到时域并被译码器262解码以获得原始信号。

数值结果

基于资源区块映射使用各种资源区块分配方案(包括OFDMA、LFDMA、群集SC-FDMA及基于I/Q的CL-SC-FDMA)的上行链路3GPP LTE-A的PAPR及平均BER受研究。表格II总结了用于一简化的上行链路3GPPLTE-A系统(用于基准各种方案)的模拟参数。在该模拟中，假设的是，由排程器来执行到移动终端的群集/RB分配以使得群集/RB基于移动终端的信道条件被有利选择。

表格II

3GPP LTE-A上行链路的简化的模拟参数

各种资源区块分配方案的PAPR特性是基于它们的互补累积分布函数(CCDF)而分析，其指PAPR比某一临限值PAPR0较高的可能性。图10和11分别显示具有及不具有实施作为脉冲成型滤波器的一升余弦滤波器的CCDF。当使用QPSK与16QAM时，基于I/Q不平衡的CL-SC-FDMA就99.9百分位数PAPR而言对于CL-SC-FDMA分别具有大约0.5dB及0.3dB增益。结果与测定一致：PAPR随着群集数而增加，及脉冲成型滤波器对LFDMA的PAPR特性仅有一最小影响。

图12显示在3GPP LTE-A上行链路中蜂巢边缘的一移动终端的平均BER性能。在模拟中，I/Q-MLD用于基于I/Q的CL-SC-FDMA，及在LFDMA、CL-SC-FDMA及OFDMA中考虑习知的MLD。自图12清楚的是，基于I/Q不平衡的I/Q-MLD实现一显著改进。这主要是由于所予以描述的实施例利用而非减缓发射I/Q不平衡。

基于如上内容，可以看出的是，在发射分集顺序上的发射I/Q不平衡对一单一天线OFDM系统的平均BER性能具有一显著影响。尤其，发射I/Q不平衡的潜在增益可通过考虑一基于联合副载波的最大可能性检测器来利用，该最大可能性检测器将期望的副载波的接收信号与其影像副载波的复数共轭转置相配对。使用最小欧几里德距离分析，显示的是，最小距离随着振幅不匹配的一定范围而增加，且可提供至多2的一发射分集顺序。然而，值得注意的是，可实现的分集增益高度依赖于振幅及相位不匹配的值、多路径衰减剖面和配对的副载波之间的信道系数的关联。

通过考虑副载波配对，可放松对RF收发机受制于I/Q不平衡的条件。换言之，如果它们的值落入可最大化在定理1及推论2中取得的最小欧几里德距离的某一范围，未必完全补偿振幅及相位不匹配。

所描述的实施例不应该被理解为限制性的。例如，该予以描述的实施例将副载波分配描述为一方法，但是明显的是，该方法可以作为一装置较特定地作为一集成电路(IC)而实施。在此情况下，该IC可包括被设定以执行早前所讨论的各种方法步骤的一处理单元。此外，在图7(a)至(c)中描述了移动装置#1、#2及#3，但是可设想其它通讯装置而不仅仅是移动装置。该予以描述的实施例在一蜂巢式网络中尤其有用，诸如采用3GPP LTE的一网络，但是应该明显的是，该予以描述的实施例也可用于其它无线通讯网络中供语音及/或数据的通讯。

该予以描述的实施例讨论的是，所述多个资源区块是对称于该载波频率或中心频率。这可作为所述多个资源区块对的一“中心”频率而不是系统带宽的“中心”。

虽然予以描述的实施例描述了一多于一的资源区块对，但是例如可仅有一对资源区块分配给两通讯装置。在此情况下，仍需要选择所述两或多个装置中的哪一装置被分配该资源区块对。亦设想，所述两或多通讯装置共享该资源区块对。例如，在一次多个通讯装置的一通讯装置利用该资源区块对而在另一次另一通讯装置利用该资源区块对。以此方式，这确保了通讯装置被分配一对资源区块以利用任何I/Q不平衡来实现分集增益。

虽然本文在先前描述中已描述了本发明的实施例，但是熟于相关技艺者将理解的是，在不背离如权利要求所主张的范围的情况下，可在设计、建构及/或操作的细节上做许多变化。

Claims (15)

1.一种将一多重存取通讯系统的系统带宽分配给多个通讯装置的方法，该方法包含以下步骤：

(i)划分至少部分的该系统带宽以形成资源区块，在这些资源区块之间存在与一载波频率对称的一或多对所述资源区块；

(ii)将所述一或多个资源区块对选择性地分配给一或各别的所述多个通讯装置，其中若提供多于一资源区块对，

(iii)基于以下至少一者给每一资源区块对的所述资源区块分配一个数值：所述资源区块的信道质量与该资源区块对的所述对称资源区块的关联。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述资源区块包含多个频带。

3.如权利要求1所述的方法，其中在所述一或多个资源区块对中的所述资源区块包含一相邻频带。

4.如权利要求1所述的方法，其中在所述一或多个资源区块对中的所述资源区块包含一或多个不相邻频带。

5.如权利要求1所述的方法，其中步骤(ii)包括基于所述分配值来分配该分配资源区块对中的至少一者。

6.如权利要求1所述的方法，其进一步包含以下步骤：将该多于一资源区块对靠近系统带宽的边缘的一资源区块对分配给所述多个通讯装置中的产生具有较大同相位/正交相位不平衡(I/Q不平衡)的一通讯装置。

7.如权利要求1所述的方法，其进一步包含，在步骤(i)之前，基于所述多个通讯装置对应的信号是如何转换来供传输，将所述多个通讯装置分组。

8.如权利要求7所述的方法，其进一步包含以下步骤：如果相对应的信号是自基频直接被转换至射频，将所述多个通讯装置中选定的数个通讯装置分组为第一组；且如果所述相对应的信号是基于超外差架构被转换，将所述多个通讯装置中选定的数个通讯装置分组为第二组；并基于所述分组来分配所述多个资源区块对。

9.如权利要求7所述的方法，其中将要分配的带宽边缘附近的资源区块对分配为第一组。

10.如权利要求1所述的方法，其中在步骤(i)中划分整个系统带宽。

11.如权利要求1所述的方法，其中所述多个通讯装置使用OFDM来供信号传输。

12.一种用于被设定以分配通讯系统的系统带宽的一多重存取通讯系统的集成电路(IC)，该IC包含：

(i)一处理单元，其被设定以划分该系统带宽的至少一部分来形成资源区块，在这些资源区块中存在对称于一载波频率的一或多对所述资源区块，选择性地将所述一或多个资源区块对分配给一或各别的所述多个通讯装置，其中若提供多于一资源区块对，基于以下至少一者给每一资源区块对的所述资源区块分配一个数值：所述资源区块的信道质量与该资源区块对的所述对称资源区块的关联。

13.一种用于被设定以处理一通讯装置的一接收机的信号的一多重存取通讯系统的集成电路(IC)，该通讯装置是具有一系统带宽的一多重存取通讯系统中的多个通讯装置中之一，该系统带宽的至少一部分被划分以形成资源区块，其中有一或多对资源区块对称于一载波频率，所述一或多对资源区块被分配给一或各别的所述多个通讯装置，其中若提供多于一资源区块对，基于以下至少一者给每一资源区块对的所述资源区块分配一个数值：所述资源区块的信道质量与该资源区块对的所述对称资源区块的关联，该通讯装置被分配一来自所述一或多个资源区块对的第一资源区块，该IC包含被设定以接收携载于所述一或多个资源区块对中的所述信号的一处理单元，所述接收到的信号包括适用于所述多个通讯装置的信号；

解映射所述接收到的信号以撷取仅来自该分配的第一资源区块对的信号；并

基于所述解映射的信号来恢复该通讯装置的原始信号。

14.一种基站，包含有一种依据权利要求12所述的集成电路。

15.一种通讯装置，包含有一种依据权利要求13所述的集成电路。