CN102257734A - Ofdm接收机中的干扰消除 - Google Patents

Abstract

本发明公开了用于补偿宽带接收机中由于非线性而导致的接收信号失真的电路和方法。一种示例接收机包括：失真波形产生器(106)，被配置为对频率下转换电路(104a-b，105)的非线性响应特性进行近似，所述频率下转换电路用于对接收的射频信号进行频率下转换。使用滤波器(107c)来对所产生的估计失真波形进行滤波，所述滤波器实质上类似于用于对中频信号进行滤波的滤波器，所述中频信号包括所需信号和由强干扰信号导致的非线性失真产物。对滤波后的估计失真波形和中频信号进行采样，以获得采样的失真信号和采样的感兴趣的信号。将采样的失真信号和采样的感兴趣的信号划分为多个频率信道。针对所选数目的频率信道，对频率信道的采样的失真信号进行缩放，并从相同频率信道的对应的采样的感兴趣的信号中减去缩放后的采样的失真信号，以获得所述频率信道的干扰减小的信号采样。

Description

OFDM接收机中的干扰消除

技术领域

本发明总体涉及无线接收机系统，具体地，涉及用于在这种接收机中抑制由于来自强干扰信号的非线性失真而导致的干扰的方法和设备。

背景技术

在无线接收机领域，不断努力以最小化所使用的调谐电路的数量。通过减少调谐电路的数目，可以对接收机的更大部分进行集成，得到更小而且通常更便宜的设备。这种努力已经导致了对零差接收机(homodyne receiver，也称为直接转换接收机)和低中频(low-IF)或近零中频(near-zero IF)接收机的广泛兴趣。

一些现有技术的零差和低中频接收机的公知和共有缺点在于容易受到强干扰信号的影响。无线接收机的典型前端电路包括紧接在天线输入之后的滤波器，该滤波器的带宽通常明显大于感兴趣的给定信号的信号带宽。因此，天线带通滤波器所接纳的信号可能包括一个或多个有害信号以及所需信号。由于平方律以及接收机的射频(RF)电路中的高阶失真项，这些有害信号可以在其自身之间或者与在接收机输入处出现的本地振荡器泄漏信号产生互调产物。这些互调产物可能产生复基带信号中的破坏干扰。

本领域技术人员可以认识到，在接收机的RF滤波器的整个带宽上延展的频谱上，可能在接收机处出现潜在干扰信号。因此，当中频小于天线带宽时，来自这些信号的二阶(以及各个更高阶)互调产物可能与所需的频率下转换的信号重叠。在零差或零中频接收机的情况下，这些干扰信号可以表现为变化的DC偏移，通过通常用于补偿恒定DC偏移的各种方式难以补偿这种变化的DC偏移。当干扰信号被幅度调制时，或者具有突发类型时，如利用时域多址接入(TDMA)传输时，变化的DC偏移最为明显。

授予本发明人之一的以下专利公开了在零差接收机中的DC偏移的补偿，以及解决其他实际缺陷，如斜度和其他慢漂移：1993年8月31日授予Dent的美国专利No.5,241,702，题为“DC Offset Compensation ina Radio Receiver”；1996年10月22日授予Lindquist和Dent的美国专利No.5,568,520，题为“Slope，Drift and Offset Compensation in Zero-IFreceivers”；1998年1月27日授予的美国专利No.5,712,637，为上述No.5,568,520专利的分案；以及2002年10月29日授予的美国专利号6,473,471，同样为上述专利的分案。

各种其他专利公开了零差接收机中的DC偏移(包括变化的DC偏移)的补偿技术。这些专利包括授予Lindoff等人的多个专利：2002年4月9日授予的美国专利No.6,370,205，题为“Method and Apparatus forPerforming DC-Offset Compensation in a Radio Receiver”；2002年9月10日授予的美国专利No.6,449,320，题为“Equalization with DC Offsetcompensation”；以及2006年5月16日授予的美国专利No.7,046,720，题为“System and Method for DC Offset Compensation in a WCDMAReceiver”。

此外，1998年5月5日授予本申请人Dent的美国专利No.5,749,051，题为“Compensation for Second Order Intermodulation in a HomodyneReceiver”，公开了在零差接收机中补偿由强信号导致的变化的DC偏移。

所有上述专利通过引用并入此处。

已经发现，由于强干扰信号导致的相关问题适用于非零差、低中频接收机(其中中频是非零的，但是仍低于总天线滤波器带宽)。在这些低中频接收机中，天线带通滤波器的RF带宽内的两个强干扰信号仍可能产生在频谱上与所需IF信号重叠的互调产物。这些干扰互调产物包括由于RF电路的非线性转移函数的多项式展开中的平方律项而出现的二阶互调产物(或者更一般地，偶数阶产物)。公知地，还可以采用平衡的(即推拉)电路结构来减小平方律项。然而，可以产生干扰的另一机制是一个或多个强接收信号之间的二阶互调，然后该二阶互调继而对本地振荡器泄漏信号进行调制。RF电路中的本地振荡器泄漏是零差接收机(其中本地振荡器直接位于所需信号频率上)中的DC偏移的主要来源。在低中频接收机中，强干扰信号可以有效地调制本地振荡器泄漏信号，产生被频率下转换至中频的频谱分量。

来自该机制的干扰与转移函数非线性中的立方项的幅度成比例，通过采用平衡的结构不能减小该干扰，但是该干扰是外部信号之间的二阶互调的函数。实际上，一个或多个强信号使用立方项的幂中的两个进行互调，其结果经由三次幂转移至自身的本地振荡器泄漏。直接二阶互调和后一机制均产生与外部信号之间的二阶互调成比例的干扰。

尽管已经提出了各种方案来消除或减小零差接收机中的DC偏移问题，包括在美国专利No.5,749,051(以下称为“’051专利”)中公开的方案，但是需要进一步改进以抑制通过使用非零中频的无线接收机中的非线性而导致的强信号干扰。

发明内容

这里公开的本发明的电路和方法补偿宽带接收机中由于接收机电路的非线性而导致的接收信号的有害失真。在这里公开的本发明的电路的一些实施例中，一种失真波形产生器包括：非线性电路，被配置为对频率下转换电路的一个或多个非线性响应特性进行近似，所述频率下转换电路用于对接收的射频信号进行频率下转换。使用滤波器来对所产生的估计失真波形进行滤波，所述滤波器实质上类似于用于对被频率下转换至处理频率(例如基带、低IF、IF、高IF等等)的接收信号进行滤波的滤波器。感兴趣频率的信号包括所需信号和由一个或多个强干扰信号导致的一个或多个非线性失真产物。对滤波后的估计失真波形和处理频率信号进行采样，以获得采样的失真信号和采样的感兴趣的信号。将采样的失真信号和采样的感兴趣的信号划分为多个频率信道。在示例干扰消减单元中，使用针对频率信道确定的缩放因子，对相同频率信道的采样的失真信号进行缩放，并从相同频率信道的采样的感兴趣的信号中减去缩放后的采样的失真信号，以获得所述频率信道的干扰减小的信号采样。针对所选数目的频率信道中的每一个执行上述过程。在一些实施例中，所选数目的频率信道包括所有所述多个频率信道。在其他实施例中，所选数目的频率信道包括频率信道的子集，所述子集包括少于所述多个频率信道的频率信道。

在一些实施例中，通过将所选数目的频率信道中的每一个频率信道的采样的感兴趣的信号与相同频率信道中的每一个频率信道的对应的采样的失真信号相关，来确定缩放因子。在这些实施例中的一些实施例中，将频率信道专有的复失真信号采样，例如包括同相和正交分量的失真信号采样，与相同频率信道中的每个频率信道的感兴趣的信号的对应复采样相关，以获得所选数目的频率信道中的每一个频率信道的复缩放因子。

公开了用于在接收机中减小来自互调失真的干扰的接收机电路的多种变型。还公开对应的方法。

附图说明

图1-4每个均示意了根据本发明的一个或多个实施例的示例接收机电路。

图5示意了用于在接收机中减小来自互调失真的干扰的示例方法。

图6示意了用于确定缩放因子的示例方法，所述缩放因子用于从感兴趣的信号中移除采样的失真信号。

图7示意了根据本发明另一实施例的示例接收机电路。

图8示意了用于图7的接收机电路的示例干扰补偿器。

图9示意了用于确定缩放因子的示例方法，所述缩放因子用于从感兴趣的宽带信号中移除采样的失真信号。

具体实施方式

零差或直接转换接收机可以被认为是传统超外差接收机的变型。一般地，超外差接收机接收第一频带中的信号，并将接收信号与本地产生的振荡器信号混频，从而将其转换至第二或中频(IF)频带。通过将本地振荡器频率选择为远离第一频带中的所需信号的恒定量，所需信号总是出现在IF频带中的相同频率处，便于通过固定调谐的IF滤波器来进行选择。

在零差变型中，所选的“中”频频带是DC或零频率。然后，必须将本地振荡器调谐至所需接收信号的中心。在混频器输出处，对所需信号的调制(典型表现为在所需信号中心频率上、下的频谱分量)被“折叠”。因此，比所需信号的中心频率高频率偏移Δf处的信号分量或比所需信号的中心频率低Δf处的频率分量将以Δf的绝对频率出现在混频器输出处。为了使得接收机能够在这些折叠的分量之间进行区分，可以使用正交频率下转换，其中使用相位偏移90度的本地振荡器提供了两个混频器。在这种情况下，上边带信号分量A和下边带信号分量B将分别以I＝A+B和Q＝j(A-B)出现在同相和正交混频器输出中。然后，通过形成B＝(I+jQ)/2和A＝(I-jQ)/2，可以容易地将上边带和下边带分量分离。

在以上通过引用并入的美国专利No.5,241,702中，更详细描述了零差接收机操作。如上所述，零差接收机存在由于本地振荡器频率等于所需接收频率而导致的DC偏移问题。由于本地振荡器信号泄漏至频率下转换电路的RF输入，DC偏移问题导致了自干扰。由于泄漏信号精确位于所需信号中心频率上，在频率下转换器输出处，干扰分量被转换至精确为零频率或DC。得到的DC偏移分量可能比所需信号高多个数量级，并且可以通过应用上述专利中的一个或多个专利的教导来移除。

当在零差接收机的频率下转换器的输入处存在任何频率的至少一个或更多其他强干扰信号时，通过将这些信号通过混频器转移函数的多项式描述中的任何偶数阶失真项进行混频，可以将这些信号转换为DC。本领域技术人员可以认识到，可以通过采用平衡混频器结构和推拉RF放大器结构来最小化这种效应。一般地，这些技术提供了对偶数阶失真的消除，其中最显著的失真来自电路的非线性的平方律项，也称为二阶互调。然而，由于所述平衡结构中的不完美平衡，由于频率下转换器电路的残余二阶非线性，具有足够强度的信号仍可以产生固定或可变DC偏移。此外，奇数阶失真项(如三阶项)可以允许使用前两阶将至少一个强信号与自身混频，以产生低频信号，然后(使用三阶中的第三阶)与本地振荡器泄漏信号混频，以在本地振荡器泄漏信号上施加低频调制。

后一机制也与强干扰信号之间的二阶失真成比例，但是是由于RF电路转移函数中的三阶失真项而产生的。这种三阶非线性通常小于二阶非线性，但是由于使用平衡的或推拉电路结构未抑制奇数阶项，因此这些三阶失真项可能是干扰的主要来源。

例如，考虑干扰射频信号S_U和本地振荡器泄漏信号S_L，由立方失真项对其进行运算，产生：

(S_U+S_L)³＝S_U ³+3S_U ²S_L+3S_US_L ²+S_L ³    (1)

本领域技术人员可以认识到，3S_U ²S_L可以产生本地振荡器频率处的干扰信号，该干扰信号然后可以被频率下转换至DC。因此，3S_U ²S_L是等式(1)的表达式中潜在的破坏项。实际上，S_U ²表示有害信号S_U的平方律幅度检测，然后，该幅度对本地振荡器泄漏S_L进行调制，因此它不能被DC偏移补偿机制视为常数。在零差接收机中，可以使用’051专利中公开的技术来补偿该干扰信号。

当使用低中频接收机而不是零中频接收机时，不必然由项S_U ²检测的幅度调制导致干扰，而是由其在低中频通带内的频谱分量导致干扰。此外，由于两个干扰信号和本地振荡器泄漏导致的三阶项也可能落入低中频通带。根据IF低的程度，’051专利中公开的技术可以或者不可以抑制这些干扰分量。因此，现在借助图1来描述对’051专利的技术的增强，以减小这种干扰。

在图1的示例接收机电路中，经由天线接收的信号由天线滤波器101滤波并由低噪声放大器102放大。在一些实施例中，利用附加的射频(RF)滤波器103(在图1的电路中示为可选)对放大后的信号进行进一步滤波。然后，将放大的接收信号应用于正交混频器104a和104b，以及应用于失真波形产生器106。

正交混频器104a和104b由正交本地振荡器驱动，正交本地振荡器通常是由频率合成器控制的压控振荡器，在图1中描述为QVCO 105。与零差接收机中的本地振荡器不同，图1的电路中的本地振荡器频率与所需信号信道的载频或中心不一致，而是偏移了与所需中频相等的频率偏移。用于接收频率复用的信道的低中频接收机所使用的公共偏移是信道间隔的一半(即频率复用方案中相邻信道之间的频率分隔的一半)，这将本地振荡器正好置于所需信道的一个边缘或另一边缘上的信号频谱之外。

中频的另一种可能选择是信道中使用的数据符号传输速率的整数倍，或者数据符号速率的因数的整数倍，例如符号速率的一半、符号速率的一倍、符号速率的1.5倍等等。与符号速率相关来选择IF的一个优点在于，可以使用较短的重复的相位序列来实现IF信号的采样的后续相位反旋转。

因此，在使用非零IF的接收机中，如图1的接收机电路，接收的无线信号中的所需信号被转换至不包括零频率的中频频带。这允许了DC偏移，在零差接收机中，DC偏移是恼人的，要由高通滤波器移除，如图1所示利用高通滤波器107a和107b来移除。

然而，如上所述，由于图1中混频器104a和104b中的非线性，强信号可能不仅造成DC偏移，还造成覆盖一定频率范围的干扰。如上所述，该干扰可能包括有害信号和来自本地振荡器信号的泄漏的各种失真产物，并且可能是由于电路的非线性的多项式展开中的平方律项、立方项或更高阶项。

因此，图1的接收机电路包括干扰减小电路，包括失真波形产生器106。失真波形产生器106有效地对混频器104a和104b中的非线性过程中的一个或多个进行镜像，通过这一操作，将较强的不利信号转换为与信号频谱重叠的干扰。在一些实施例中，失真波形产生器106可以使用产生平方律失真的设备，对混频器104a和140b的非线性进行近似。例如，可以使用与在混频器104a和104b中使用的混频器电路类似、但是放大后的接收信号连接至RF输入和本地振荡器输入的混频器电路。备选地，P-N结或者FET跨导可以提供合适的非线性。

可以通过确定混频器性能特性并构造电路以复制混频器的非线性特性来产生对混频器104a和104b的非线性失真的更精确近似。该过程可以开始于测量混频器104a和104b的输出处出现的强信号干扰，并在log/log(即dB/dB)的标度上绘出干扰相对于信号强度的关系。然后，得到的图形的斜率指示了所涉及的非线性的阶数。然后，可以使用如二极管之类的非线性原件来容易地设计对非线性的近似。在一些情况下，可能需要匹配混频器非线性的多项式展开中的平方律项和立方项，需要平方项用于估计强信号与其自身的乘积，而立方项对一个或多个强信号与本地振荡器泄漏的乘积进行近似。

在一些实施例中，失真波形产生器106可以包括两个或更多分离的非线性函数，例如其中之一主要是平方律非线性，另一个主要是立方非线性。在一些这种实施例中，这些分离的失真估计可以被分别处理(例如滤波和数字化)，然后用于消除对所需中频的干扰。在其他实施例中，可以在进一步处理之前对分离的失真信号估计进行组合，以产生对接收机的频率下转换电路产生的干扰的多项近似。

在以下讨论中，提供了对如何处理和消减单一非线性干扰信号的解释；本领域技术人员可以认识到，所描述的方法可以容易应用于由分离的非线性函数(例如平方律和立方律函数)产生的多个失真信号估计，不论对干扰估计进行分别处理还是一起处理。

在任何情况下，失真波形产生器106对在混频器104a和104b的输出处出现的干扰波形的一个或多个分量进行近似，只是失真波形产生器106产生的估计失真波形与来自混频器104a和104b的干扰相差尚且未知的缩放因子。

在图1的电路中，以与混频器104a和104b产生的中间信号实质上相同的方式来处理失真波形产生器106产生的估计失真波形。因此，正如高通滤波器107a和107b对混频器104a和104b产生的中频信号进行滤波以移除有害DC分量和较高频率的干扰产物一样，使用相同(或相似)的高通滤波器107c，同样对来自失真波形产生器106的干扰估计信号进行滤波。每个信号的高通滤波使得后续的模数转换器(ADC)109a、109b和109c不需要足以包含DC偏移分量的动态范围，在许多情况下，DC偏移分量对信号起主导作用。

还可以对所有3个信号(即来自混频器104a和104b的输出以及来自失真波形产生器106的输出)进行低通滤波，以移除所需信号频谱的最高频率分量以上的信号分量。相应地，在一些实施例中，低通滤波器108a、108b和108c被配置为拒绝截止频率以上的信号，该截止频率等于IF中心频率加所需信号带宽的一半。因此，每一对高通滤波器107和低通滤波器108的组合响应选择了所需信号分量，以及在频谱上与所需中频频带重叠的任何干扰分量。低通滤波器还允许ADC 109a、109b和109c的采样率操作于满足针对所需信号带宽的奈奎斯特采样准则的最低可能采样频率。

本领域技术人员可以认识到，尤其对于更高一些的中频，还可以使用带通滤波器或两个或更多滤波器模块的级联，具有将每一对高通滤波器107与低通滤波器108的响应组合的净响应。这些滤波器或滤波器模块中的任一个还可以是多相类型，进一步增强接收机电路的镜像抑制性能。当将多相滤波器用于滤波器107a-b和108a-b中的任一个时，可以对滤波器107c和108c应用相位补偿或对应的多相滤波。

本领域技术人员还可以认识到，在一些情况下，ADC 109a-c可以是带通ADC，操作于低于中频但是高于带通滤波器带宽的采样频率。在一些实施例中，这些带通ADC可以被配置为在以中频处的四分之一周期的奇数倍为间隔的成对点处采样输入模拟信号，从而产生同相和正交采样。例如，在授予Puckette等人的美国专利No.4,888,557中更详细解释了这种“正交采样”。

本领域技术人员可以认识到，在上述图1的电路的每一种变型中，对从混频器104a和104b输出的中频信号执行的处理也对失真波形产生器106的输出执行。因此，滤波器107c和108c移除了在中频频带之外出现的额外干扰分量。此外，在中频或在中频附近，来自失真波形产生器106的估计失真波形的分量经历与来自混频器104a和104b的中频信号所见到的类似的延迟和频率响应。这种中频信号和干扰估计信号的类似条件作用的结果是估计失真波形尽可能接近地近似于在中频信号中出现的干扰。

在ADC 109a-c中的模数转换之后，同相和正交中频信号以及估计失真波形在数值域中，并且可以收集和存储在存储器中，以便干扰消减电路150进行非实时(即离线)处理，干扰消减电路150可以包括一个或多个数字信号处理器、微处理器、微控制器或其他数字硬件。当然，非实时处理不是必需的，但是通常更为方便，因为系统设计者仅需要关心在可用时间内完成整个处理，而无需太多关心维持扩展的同步过程的各个部分之间的定时。

干扰消减电路150中的处理包括：在相关器111a和111b中，将来自ADC 109c的估计失真波形采样与来自ADC 109a和109b的信号采样相关。相关器111a和111b可以以各种方式来操作，但是具有相同目的：确定缩放因子，缩放因子在图1中示意为量a和b，指示在预定求平均时间段内在每个信号路径中出现的干扰信号的量。

然后，在乘法器112a和112b中，以缩放因子a和b对来自ADC 109c的失真信号采样进行缩放。在减法电路110a和110b中，分别从中频信号的同相和正交采样中减去缩放后的失真信号采样。当然，在备选实施例中，可以将缩放因子应用于采样的感兴趣的信号，而不是失真信号采样。在任何情况下，对得到的干扰减小的采样进行进一步处理，以对所需信号承载的数据进行检测和解码。

一种相关方法是将失真信号采样乘以感兴趣的信号的时间对应采样，并将乘积在求平均时间段内求和。在一些实施例中，可以通过除以所使用的采样数目来对得到的和值进行归一化。另一种相关方法在图1中示出，是利用a和b的初始值(可以是任意的)对失真信号采样进行缩放，并且使用减法电路110a和110b，从同相和正交信号采样中减去缩放后的失真信号采样。然后，可以将得到的采样与失真信号采样相关，以确定是否仍要减去干扰信号估计中的残余部分。然后，可以更新缩放因子a和b，以使得残余干扰分量趋向于零。因此，本领域技术人员可以认识到，可以以不同于图1所示的方式来配置减法电路110和相关器电路，仍能够实现以下目的：从ADC 109a和109b产生的感兴趣的信号的采样中尽可能消除ADC 109c产生的失真信号采样所定义的干扰波形，以在减法电路110a和110b的输出处获得干扰减小的采样。

在图1的实施例中，这些干扰减小的采样包括同相和正交分量，同相和正交分量一起形成复数，该复数从一个采样至下一采样旋转(平均)角度相位2πf_IF·ΔT，其中f_IF是中频，ΔT是采样之间的时间。平均相位旋转表示在中频处载波信号引起的相位旋转，并且可以通过传统的相位反旋转技术来移除。如图1的电路中所示，例如，可以使用复乘法器120，将干扰减小的采样乘以相位旋转产生器130产生的相位反旋转采样e^j2πi/n。(值i是对连续采样的整数索引，使得采样i接收2πi/n的有效角度“反旋转”)。

在一些实施例中，将f_IF和ΔT方便地选择为使得f_IFΔT是整数n的倒数，使得每n个采样，相位旋转返回相同点。然而，这不是必需的；这种操作仅仅简化了相位旋转产生器130产生复乘法因子e^j2πi/n的功能。一般地，如果采样率和中频均被选择为符号速率的一半的整数倍，则f_IFΔT的倒数是整数。然而，即使它们与所需信号的符号速率并非紧密相关，f_IFΔT仍可以是两个整数之比m/n，使得该序列也在n个采样之后重复。然而，在这种情况下，n可以更长得多。当然，就限制而言，f_IFΔT可以是无理数，在这种情况下，可以针对每个采样来计算相位反旋转角度，而不是从查找表中采集。

在任一情况下，再次参照图1，在复乘法器120中，移除渐进相位旋转，在复乘法器120中，干扰减小的信号采样(被认为是复数对)乘以相位旋转因子的共轭，以解除连续旋转。复乘法器120得到的结果是所需信号的同相和正交(I、Q)表示，如同使用零中频或零差接收机一样，只是没有恼人的DC偏移分量。此外，可以实质上减小强信号互调分量。

在图1中，可以使用与用于驱动ADC 109a-c中的采样操作的时钟相同的时钟来作为相位旋转产生器130的时钟(索引)。由于上述数字处理器150可以非实时操作，即使用失真信号采样和中频采样的缓冲采样，这仅仅意味着，例如在将采样从ADC读入数字处理器存储器的I/O例程中，从任意点开始的采样索引i与连续采样相关联并且针对每个连续采样递增。在一些实施例中，索引还可以是存储器地址索引，假定采样顺序地存储在存储器中。然而，根据所使用的任何循环缓冲器的大小，用于产生器130的索引可以以模n方式减小，而存储器地址索引不需要以相同模数来取模减小。因此，在一些实施例中，可以维持以模n方式递增的单独索引i，并且将其与连续采样相关联。

本领域技术人员可以认识到，图1中描绘和以上讨论的技术允许以远低于天线滤波器101的带宽的一半的中频来构建接收机。不使用这些技术，这种接收机可能容易受到例如来自由中频分离的强信号的干扰影响，其中这些强信号可以通过天线101并被转换至中频。在传统的超外差接收机中，传统上，通过选择大于可以通过天线滤波器101的信号的最大频率分离的IF频率来避免这种干扰。换言之，传统超外差接收机使用大于接收机的RF滤波器的带宽的中频。然而，本领域技术人员可以认识到，使用如这里公开的技术所实现的低中频具有以下优点：允许较早转换至数字域，从而减少了模拟组件的数目(继而便于更高效的集成)并且实现较低成本的接收机。

在对图1的接收机电路的先前描述中，强调了以与中频信号相同的方式来处理失真波形产生器106的输出的重要性。当然，电路布局的差异和滤波器108a-c和107a-c中的组件容限可能导致小的差异。对于采用较高中频的电路而言，这些差异可能较大。具体地，当选择实质上高于信道带宽的中频，并且利用带通滤波器来替换滤波器对107时，在不同带通滤波器之间可以存在明显的相位偏移差异。在这种情况下，图1的标量干扰缩放因子a和b可能不能提供对干扰的最优抑制；可能需要附加的相位校正。

针对这种情况，图2中描绘的电路提供了提供了一种示例解决方案。图2示意了示例性接收机电路，包括传统双超外差接收机的元件。第一混频器204将低噪声放大器102放大后的输入信号转换至中频。在一些实施例中，中频可以足够高，使得天线滤波器101和滤波器103的组合提供足够的镜像抑制，因为在该实现中，混频器204不需要是镜像抑制混频器。本领域技术人员可以认识到，当混频器204不是镜像抑制混频器时，滤波器103可能不是可选的(如在图1中的情况那样)，而是可能需要或期望滤波器103以抑制来自低噪声放大器102的放大后的镜像噪声。

混频器204之后接着是被调谐至IF中心频率的带通滤波器207a。为了使滤波器101和103能够抑制镜像响应，IF必须大于滤波器101和103的组合带宽的一半，因为镜像与所需信号的距离是IF与所需信号的距离的两倍，从而确保镜像在这些RF滤波器所选的RF带宽之外。然而，为了防止落入天线滤波器带宽的两个输入信号由于二阶非线性而混频从而在IF处产生失真产物，此时IF中心频率应当大于整个RF带宽。因此，在RF带宽的一半与RF带宽之间，存在一定范围的中频仍可能受到强信号非线性效应导致的退化的影响。可以使用图2中示意的干扰减小技术来减小这种退化。

与图1的接收机电路相同，提供了失真波形产生器106，以“模仿”或近似混频器204中的非线性，该非线性允许强信号混频并造成IF击穿。因此，失真波形产生器106产生对在混频器204的输出处出现的强信号干扰的一个或多个分量进行近似的信号。

在图1的接收机电路中，假定IF足够低，从而可以使用ADC来对混频器104a和104b以及失真波形产生器106的输出处的感兴趣的整个频谱进行数字化。然而，由于针对图2的接收机预期有较高的IF，当仅仅对以IF为中心的相对较窄的频带感兴趣时，可能期望避免对从零直至IF的整个频谱进行数字化。因此，利用IF带通滤波器207a在混频器204的输出处选择该感兴趣的频带。由于应当以处理中频信号相同的方式来处理来自失真波形产生器106的估计失真波形，提供了相同(或实质上相同)的带通滤波器207b来对失真波形产生器106产生的估计失真波形进行滤波。换言之，滤波器207a和207b尽可能接近地匹配。

如果这些滤波器相同地匹配，则仅仅通过确定要应用于来自滤波器207b的波形的缩放因子a以获得用于从滤波器207a的输出中减去的缩放后的失真信号，就可以实现干扰抑制。然而，由于滤波器207a和207b之间的相位失配的潜在可能，对失真信号的缩放应当优选地包括相位校正。可以通过使用具有a+jb形式的复缩放因子来实现该相位旋转。

为了确定复缩放因子a+jb，可以首先将带通滤波器207a和207b的输出处的信号转换为复数字采样，因为数字处理更容易集成。因此，在图2的接收机中，使用正交频率下转换器209a，将带通滤波器207a的输出频率下转换至正交基带，正交频率下转换器209a包括正交混频器208a和208b以及低通滤波器210a和210b。类似地，使用正交频率下转换器209b，对滤波器207b的输出进行频率下转换，正交频率下转换器209b包括混频器208c和208d以及低通滤波器210c和210d。正交频率下转换器需要余弦和正弦混合信号，两者均可以从复信号产生器(第二本地振荡器)230获得。在一些实施例中，复信号产生器230可以是由频率合成器环路控制的正交压控振荡器(QVCO)。在其他实施例中，复信号产生器可以包括使用余弦/正弦查找表的数值信号产生器。在本发明的一些实施例中，还可以将滤波器对210a-b和210c-d实现为两个多相滤波器。

使用ADC 109a-d来对4个滤波器210a-d中的每一个的输出进行数字化，产生与感兴趣的信号的同相和正交采样相对应的复信号对I1，Q1以及与失真信号的同相和正交采样相对应的复信号对I2，Q2。这些复信号被提供给干扰消减电路250，其中复相关器211接着将采样的感兴趣的信号(I1，Q1)与失真信号采样(I2，Q2)相关，以确定在采样的感兴趣的信号中干扰的幅度和相位(由复相关结果a+jb描述)。可以通过在预定时间段内将第一信号的采样与第二信号的采样的复共轭相乘并对结果进行平均，来实现复相关。因此，对于N对采样I1_k，Q1_k和I2_k，Q2_k，有：

$a+\mathrm{jb}=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}({I1}_k+j{Q1}_k){({I2}_k+j{Q2}_k)}^{*}=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}({I1}_k+{\mathrm{jQ}1}_k)({I2}_k-{\mathrm{jQ}2}_k)---\left(2\right)$

备选地：

$a=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}({I1}_k\·{I2}_k+{Q1}_k\·{Q2}_k)---\left(3\right)$

以及

$b=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}({I2}_k\·{Q1}_k-{I1}_k\·{Q2}_k)---\left(4\right)$

相关器211使用的求平均时间段原则上可以相当长，由于其确定了与混频器204和失真波形产生器106的总体静态特性相关的缩放因子，即其确定了来自非线性接口估计电路106的信号与混频器204的输出处的非线性信号相差什么样的复因子。一般地，这种关系应当是不依赖于信号的，但是它可以是依赖于温度或电压的。因此，在一些实施例中，使用大约为信号带宽倒数的100至1000倍的求平均时间段是足够的，使得无线噪声实质上被平均去除。给定奈奎斯特采样率，可以想到在200至2000个采样对上对相关度进行平均。

本领域技术人员可以认识到，图2所描绘的电路的一些实施例可以采用轮询平均，使得复缩放因子随着新采样变为可用而连续更新。其他实施例可以针对每个新的采样数据集合计算新的复缩放因子。另外的实施例可以仅仅有时计算复缩放因子，基于新采样数据周期性重新计算缩放因子，以确保失真波形产生器106产生的失真信号估计与在中频信号中出现的干扰之间的关系保持在控制之下。

在任何情况下，复乘法器212将相关器211确定的复缩放因子a+jb应用于干扰估计I2，Q2，以获得实部(aI2-bQ2)和虚部(bI2+aQ2)，在减法电路110a中从采样的感兴趣的信号的同相部分(I1)中减去该实部，在减法电路110b中从采样的感兴趣的信号的正交分量(Q1)中减去该虚部，以获得干扰减小的复信号采样(I_O，Q_O)。

在图2中描绘的接收机电路中，IF被假定为使得第一混频器204的镜像响应可以被RF滤波器101和103抑制。换言之，假定IF高于这些滤波器的组合带宽的一半。然而，如果，将IF选择为较低频率，则需要使用镜像抑制混频器代替简单混频器204来抑制镜像响应。在图3的接收机电路中示意了这一选项。

在图3的电路中，在低噪声放大器102之后的第二带通滤波器103再次变为可选。取而代之地，可以使用镜像抑制混频器304来抑制来自低噪声放大器102的镜像噪声，镜像抑制混频器304包括由正交压控振荡器305正交驱动的一对混频器。使用Hilbert网络320a来对正交混频器的输出进行组合。Hilbert网络320a在感兴趣的频带(即所需信号的IF带宽)上，以相对90度的相移来组合两个混频器的输出。例如，可以对来自一个混频器的信号应用+45度相移，对另一混频器信号应用-45度相移，然后将其相加。相加后的信号包括所需的频率下转换的信号，其中抑制了任何镜像信号。此外，由于上述失真机制，相加后的信号包括由于强信号击穿导致的非线性干扰。

按照以与处理所需信号相同的方式来处理来自失真波形产生器106的干扰估计的原则，可以在干扰路径中提供Hilbert网络320a的复制(如320b处所示)。在这种情况下，Hilbert网络的两个输入可以连接至非线性函数106的输出。然而，如果Hilbert网络320a在IF带宽上针对两个混频器信号提供了恒定的相移，则这种实现不是必需的。利用相关器211处的复相关过程来捕捉信号路径与干扰路径之间的恒定相移差；因此在干扰路径中不必具有Hilbert网络320b来确保相位匹配。

该操作在数学上解释如下。假定来自镜像抑制混频器304的上混频器的非线性失真产物包括中频频带中的失真信号D，在Hilbert网络320a中，将该失真信号D缩放α并且相位改变θ。进一步假定，在镜像抑制混频器304的下混频器中出现相同的失真项，只是被缩放β并且相位改变

然后，呈现给带通滤波器207a的、两个混频器的组合失真可以由以下给出：

然而，如果在中频信号处理与估计失真波形处理之间不存在其他幅度或相位差异，则

项就是相关器211确定的复缩放因子a+jb。因此，仅当来自两个混频器的失真可以简单地表征为相同波形的不同缩放时，才需要考虑更复杂的方案。在这种情况下，可能需要由失真波形产生器106对两个或更多不同的非线性函数进行近似，以模仿每个混频器的单独非线性。

图4示意了与图3的电路类似的另一示例接收机电路，但是该接收机电路使用正交带通采样器401a和401b来取代图3的正交频率下转换器。本领域技术人员可以认识到，直至带通滤波器207a和207b的输出，图4的接收机与图3的接收机类似。然而，在图4的示例接收机中，滤波器207a和207b的输出输入至正交采样器401a和401b。

这些正交采样器401a和401b从正交采样产生器431接收定时信号。定时信号确保采样成对取得，每一对优选地分离中频的完整数目的周期，而且对中的每个成员彼此分离奇数个四分之一周期。因此，对IF信号的余弦(同相)和正弦(正交)分量进行交替采样并由ADC 109a和109b进行数字化。干扰消减电路450包括解复用开关402a和402b，解复用开关402a和402b可以由正交采样产生器431同步，以将数字化的采样分离为I和Q采样对，以便在复相关器411和复乘法器412处进行复数处理。尽管未示出，这种处理可以包括本领域已知的“去时滞”操作，该操作补偿了I和Q不是在相同时刻进行采样的事实。例如，可以通过在连续I值之间以及在连续Q值之间插值至其间的公共采样时刻来实现该去时滞操作。

使用图1至4，已经描述了被配置为减小来自互调失真的干扰的接收机电路的多种变型。这些电路中的每一个提供了可以用于补偿近零中频无线接收机中的强信号干扰效应的装置。当然，本领域技术人员可以认识到，这些示意不必需是穷尽的，在不脱离由所附权利要求描述的本发明的范围的前提下，本领域技术人员可以做出许多变化。

记住这一点，图5示意了用于在接收机中减小来自互调失真的干扰的示例方法。本领域技术人员可以认识到，可以使用上述接收机电路的各个实施例来实现图5所示的方法。

图5的方法开始于框510，将接收的RF信号频率下转换至中频。本领域技术人员可以认识到，在一些实施例中，可以使用正交频率下转换器，在这种情况下，中频信号可以包括同相部分和正交部分。在其他实施例中，在这一级可以使用单一混频器，或者可以使用镜像抑制混频器，得到单一中频信号。在任一情况下，如上所述，接收的RF信号可以包括一个或多个干扰信号，因此，得到的中频信号可以包括在中频处或中频附近的干扰信号的一个或多个互调产物。

在框520，产生估计失真波形，以对一个或多个这些互调产物进行近似。如以上参照图1所讨论的，可以利用非线性电路来产生估计失真波形，该非线性电路被配置为对频率下转换器电路的一个或多个非线性响应特性进行近似。在一些实施例中，非线性电路可以包括两个或更多单独的非线性函数，例如一个产生平方律非线性，另一个产生三阶非线性。在其他实施例中，单一非线性电路，例如产生主要的平方律非线性的非线性电路，可能是足够的。

在任一情况下，在框530，使用相同(或实质上相似)的滤波器来对中频信号和估计失真波形分别(单独地)进行滤波。因此，中频信号所经历的相位和幅度响应也被施加于估计失真波形。在框540，对滤波后的中频信号和滤波后的失真波形进行采样，以分别获得采样的感兴趣的信号和采样的失真信号。本领域技术人员可以认识到，尤其考虑到上述各种电路，可以使用多种方式来对中频信号和估计失真波形进行采样。例如，在一些实施例中，尤其是在采用低中频的实施例中，可以使用具有合适采样带宽的模数转换器，在中频处对中频信号(可以包括同相和正交部分)进行采样和数字化。在这些实施例中，还可以使用类似的模数转换器来对失真波形进行数字化。

在其他实施例中，可以使用操作于中频的正交采样器来对滤波后的中频信号进行采样。可以利用模数转换器对得到的感兴趣的信号的采样进行数字化。在这些实施例中，可以对同相和正交采样的交替序列进行解复用，以产生失真波形的同相和正交采样。再次，可以针对失真波形采用相似的电路。在其他实施例中，可以使用正交频率下转换器将中频信号和失真波形频率下转换至基带，并对其进行数字化，得到中频信号和失真波形的同相和正交采样。

在550，使用缩放因子对采样的失真波形进行缩放。考虑到上述各种接收机电路，本领域技术人员可以认识到，在本发明的一些实施例中，这种缩放可以包括将复缩放因子应用于失真波形的复采样。在其他实施例中，可以将第一缩放因子应用于用于减小感兴趣的信号的同相采样中的干扰的采样的失真波形；而将第二缩放因子应用于用于减小感兴趣的信号的对应正交采样中的干扰的采样的失真波形。

最终，在框550，从采样的感兴趣的信号中减去缩放后的失真信号采样，以获得干扰减小的采样。再次，考虑到上述各种电路，本领域技术人员可以认识到，该减法操作可以包括从感兴趣的复信号中单次减去单一复值，或者针对感兴趣的信号的同相采样和感兴趣的信号的正交采样中的每一个执行单独的减法操作。

本领域技术人员还可以认识到，在图5描绘的一般方法中使用的缩放因子可以以各种方式获得。图6中描绘了用于确定和应用缩放因子的一种示例性方法。本领域技术人员可以认识到可以使用图1-4中的每个电路来实现的该方法的变型。

图6的方法开始于对滤波后的中频进行处理，因此假定已经进行了框510、520和530中描绘的操作。相应地，框610示意了使用正交频率下转换器来对滤波后的中频信号进行频率下转换，以获得基带频率处的同相和正交信号。例如，可以使用图2和3中描绘的正交频率下转换器209来实现频率下转换。在框620，使用模数转换器(如图2和3中的ADC109a-b)来对同相和正交信号进行采样和数字化。

对失真波形执行对应的频率下转换和采样操作(未示出)。在框630，对感兴趣的信号的同相和正交采样进行组合，以形成复采样，并将其与采样的失真信号的复表示相关，以获得复缩放因子。如框640所示，使用复缩放因子来产生缩放后的采样的失真信号，从感兴趣的信号的复采样中减去该缩放后的采样的失真信号。

本领域技术人员可以认识到，可以利用一个或多个通用或专用微处理器、微控制器或数字信号处理单元来执行上述处理步骤中的多个步骤。例如，可以利用可编程处理单元、利用硬件逻辑电路、或其组合，来实现图1-4中描绘的电路中的多个电路，包括但不限于：相关器电路111、211、411；复乘法电路120、212和412；相位旋转产生器130；解复用开关402和减法电路110。可以在专用集成电路(ASIC)上，以及在图1-4中描绘的一个或多个附加电路上，实现这些电路中的一个或多个。此外，这些电路中的任一个可以与被配置为控制接收机电路和/或根据一个或多个无线标准来实现无线协议栈的一个或多个处理器和/或硬件进行组合。

以上描述了在频率下转换至低IF处理频率的窄带信号中减小强信号干扰。本发明还应用于在频率下转换至任何所需处理频率(例如基带、IF、低IF、高IF等等)的宽带信号中减小强信号干扰。对于宽带信号(如正交频分复用(OFDM)信号)，可能难以确定在整个信号带宽上精确的3个调整因子(例如复缩放因子、相位旋转和延时)，尤其是在单一相位旋转和复缩放因子未校正滤波器失配的情况下。该失配可能是由于滤波器的冲激响应或频率响应的失配(两者均为线性效应)。

在一些情况下，可以通过将频率响应校正以数字方式应用于估计失真波形或所需信号(例如使用FIR滤波器)来校正线性失配。实际上，针对多于一个延时来执行估计失真波形与所需信号之间的相关，从而针对每个延时获得复缩放因子，使得在从所需信号中减去估计失真波形的每个缩放的、相位旋转的和不同时间偏移的版本之后，从而更精确地在所需信号的整个带宽上消除干扰。

备选地，本发明可以通过将所需宽带信号划分为其各个频率信道，并执行频率信道专用干扰补偿，来补偿干扰。为了将宽带信号分离为其各个频率信道，在ADC转换之后对宽带信号进行傅立叶变换，例如离散傅立叶变换(DFT)，以将所需信号的采样划分为多个等间隔的窄频率信道。类似地，对估计失真波形进行傅立叶变换，以将估计失真波形的采样划分为相同数目的等间隔的窄频率信道。现在，对于估计失真波形的每个频率信道，可以使用针对该指定频率信道确定的不同复缩放因子来缩放频率信道并从所需信号的对应频率信道中减去。在这种情况下，针对每个频率信道仅确定缩放因子和相位旋转，因为延时等效于随频率改变的相位旋转并且在所选相位旋转中已经加以考虑了。此外，如果仅使用现在被简化为每频率信道单一复数a+jb的缩放因子来补偿固定滤波器失配，则可以使用不经常的校准过程来确定缩放因子，如出厂校准过程或上电校准过程。例如，仍可以通过相关来自适应地确定总体缩放因子，以确保干扰的精确消减。

上述操作对于线性失配可能是足够的。然而，还可能存在由于干扰机制而导致的非线性效应，根据频率下转换之后频率信道是否位于DC附近或者靠近带宽的边缘，干扰机制针对OFDM频谱的不同频率信道而不同。然而，如果针对每个OFDM频率信道使用单独的复缩放因子，则通过针对每个频率信道进行相关来分别自适应地确定缩放因子，也可以处理这种非线性效应。

图7示出了根据本发明补偿宽带信号中的强信号干扰的一个示例接收机。如上所述，天线接收的信号通过天线滤波器101进行滤波、由低噪声放大器102放大、可选地再通过级间滤波器103滤波，然后由混频器104a、104b针对正交VCO 105中的本地振荡器进行正交频率下转换。还将该信号提交给失真波形产生器106，失真波形产生器106创建对混频器104a、10b中的非线性失真产物的估计。失真波形产生器106不产生所需信号输出，因为其不针对来自QVCO 105的本地振荡器信号将输入信号向下混频。因此，来自失真波形产生器106的输出仅包括有害干扰分量。

使用类似的中频或基带滤波器107a、b、c(可以包括低通、高通和/或带通滤波器中的任一个或全部)，对来自混频器104a、104b的所需信号可以来自失真波形产生器106的估计失真波形都进行滤波。如果接收机被设计为将所需OFDM信号频率下转换至跨越零频率(DC)的处理频率，则滤波器107a、b、c可以包括低通滤波器。如果将OFDM信号频率下转换以避免具有DC处的所需分量，则滤波器107a、b、c可以包括高通分量。例如当所有所需频率信道位于DC的一侧或另一侧(低中频方案)，或者当没有频率信道被下转换至位于零频率时，或者如果有意省去或不使用位于零频率的频率信道，则可能出现这种情形。有时可以利用带通滤波器来实现高通和低通滤波的组合。

然后，使用相同的采样时钟，以相同的采样率，在ADC转换器109a、b、c中对滤波后的基带信号进行模数转换。用作串并转换器的采样存储器700收集采样。ADC转换器109a、109b输出的所需信号采样表示为I1，Q1，并被采样存储器700收集至复值块，DFT 710a对复值块进行傅立叶变换以产生针对各个OFDM频率信道的复值。ADC转换器109c输出的估计失真波形采样表示为I2。估计失真波形采样仅包括实值，因此不包含正交值的对应源(即Q＝0)。在DFT单元710b中，对与I1，Q1值块相同大小的值块I2，Q2进行组装和傅立叶变换，以产生针对每个OFDM频率信道的估计失真波形采样。由于估计失真波形值不包括任何正交值，因此DFT单元710b的正交输入连接至地或者被设置为零、省去、或在后续计算中忽略。

DFT单元710a、710b的输出是具有类似大小的复值块，分别表示为I3，Q3和I4，Q4。利用干扰补偿器800对I3，Q3和I4，Q4值块进行联合处理，以从每个频率信道中的所需信号中减去相同频率信道的估计失真波形的缩放和相位调整后的版本，以获得针对每个OFDM频率信道的干扰补偿的信号。针对每个OFDM频率信道的干扰补偿的信号然后继续传送以在解码器(未示出)中解码。

为了导出补偿器800执行的功能，记住以下假设是有帮助的：

(1)混频器104a、104b中的非线性干扰机制对于给定频率信道实质上相同，但是可以在频带中改变。

(2)线性滤波器107a、107b中的失配可能导致幅度或相位的微小差异，两者均可以通过针对同相信道的复缩放因子Ci(k)和针对正交信道的Cq(k)来描述，其中k是频率信道索引。

(3)除了每个频率信道的缩放因子和相位偏移，失真波形产生器106还成功地模仿混频器104a、104b的非线性干扰机制，该缩放因子和相位偏移还描述了滤波器107c与其在所需信号处理路径中的对等滤波器之间的任何失配。可以将缩放因子吸收入缩放因子Ci(k)、Cq(k)，从而缩放因子Ci(k)、Cq(k)描述了匹配所需信号信道中的干扰必需的、估计失真波形的每个频率信道的复缩放。

因此，信号I1的频率信道分量k包括等于信号I2的频率分量k的Ci(k)倍的干扰量。类似的，信号Q1的频率信道分量k包括等于信号I2的频率分量k的Cq(k)倍的干扰量。

实估计失真波形I2的频率k处的分量可以表示为：

$\mathrm{Ic}\left(k\right)\cos \left(w_{k}t\right)+\mathrm{Is}\left(k\right)\sin \left(w_{k}t\right)=0.5(\mathrm{Ic}\left(k\right)-\mathrm{jIs}\left(k\right))e^{j{w}_{k}t}+0.5(\mathrm{Ic}\left(k\right)+\mathrm{jIs}\left(k\right))e^{-j{w}_{k}t}---\left(5\right)$

因此，可以将实估计失真波形视为包括幅度为0.5(Ic(k)-jIs(k))的复指数+w_k和幅度为0.5(Ic(k)+jIs(k))的复指数-w_k。(Ic(k)-jIs(k))项可以被认为是幅度I2(k)的复指数+w_k。类似地，(Ic(k)+jIs(k))可以被认为是幅度I2(-k)的复指数-w_k(在镜像频率处)。

将缩放因子Ci(k)乘以I2(k)给出了频率+w_k处I1(k)中的干扰的值，考虑失配，如等式(6)所示：

I1(k)＝Ci(k)I2(k)            (6)

类似地，存在以下分量：I1(-k)＝Ci(-k)I2(-k)(在-w_k处)。对于实信号，镜像分量总是彼此的复共轭。因此，Ci(-k)＝Ci^*(k)。可以认识到，可以将相同的逻辑应用于正交元素以示出Q1的对应分量可以由以下给出：

Q1(k)＝Cq(k)I2(k)

                    (7)

Q1(-k)＝Cq(-k)I2(-k)

在DFT单元710a的输出处，对所需信号的频率信道分量进行解析，其中(I3(k)，Q3(k))是将I1(k)应用于同相输入并将Q1(k)应用于正交输入的结果。DFT单元710a认为输入(I1，Q1)等于I1+jQ1。因此，DFT单元输出在频率+w_k处的分量为：

(I3(k)，Q3(k))＝Ci(k)I2(k)+jCq(k)I2(k)＝(Ci(k)+jCq(k))I2(k)(8)在-w_k处的分量为：

(I3(-k)，Q3(-k))＝Ci(-k)I2(-k)+jCq(-k)I2(-k)＝(Ci(-k)+jCq(-k))I2(-k)

                                                            (9)

DFT单元710b计算其输入信号中频率为+w_k的复量I2(k)的值，并传送结果为(I4(k)+jQ4(k))，其中I4和Q4是分别等于I2(k)的实部和虚部的实值。

为了减小所需信号采样中的强信号干扰，必须找到满足以下等式的缩放因子Ci(k)、Cq(k)：

I3(k)+jQ3(k)＝(Ci(k)+jCq(k))(I4(k)+jQ4(k))        (10)

令C(k)＝Ci(k)+jCq(k)＝a(k)+jbk)，其中a和b是实数，因此期望找到满足以下等式的C(k)＝a(k)+jb(k)：

I3(k)+jQ3(k)＝C(k)(I4(k)+jQ4(k))                 (11)

在一个实施例中，可以通过在充足数目的OFDM符号周期内将(I3(k)+jQ3(k))与(I4(k)+jQ4(k))复相关，来找到复缩放因子C(k)，以使所需信号内容(I3(k)+jQ3(k))平均值接近于零。即：

其中，将相似的结果应用于C(-k)。

以上示出了，在宽带信号的所有频率信道上补偿所有损害简化为在DFT单元710b、710a的对应频率信道箱(bin)输出之间执行复相关，以确定用于对DFT单元710b的输出(I4(k)，Q4(k))进行缩放的复缩放因子C(k)，以从DFT单元710a的对应输出(I3(k)，Q3(k))中充分地消减干扰。针对所有箱索引k(包括具有索引-k的镜像箱)执行该操作。当精确确定复缩放因子时，输出(I3(k)，Q3(k))包括针对每个频率信道k的干扰补偿的所需信号。

注意，Ci(-k)＝Ci^*(k)，Cq(-k)＝Cq^*(k)，因此：C(-k)＝Ci^*(k)+jCq^*(k)，不等于C^*(k)。因此，针对+k和-k频率信道分别进行相关，未假定结果的共轭对称性。简而言之，将从DFT 710a输出的每个复频率信道值与从DFT 710b输出的对应频率信道值相关，以确定用于对DFT 710b输出的估计失真波形进行缩放的复缩放因子，以获得用于从DFT 710a输出的所需信号中减去的补偿值。

图8示意了补偿器800中的干扰补偿单元805的示例框图。干扰补偿单元805包括：互相关器810、自相关器820、平均单元830、840、除法器850、乘法器860和组合器870。DFT单元710a输出的针对给定频率信道的所需复信号采样表示为X，并被输入至互相关器810的一个输入。DFT单元710b输出的针对相同频率信道的估计失真波形采样表示为Y，并被应用于互相关器810的另一输入。互相关器810通过将X乘以Y的复共轭来将X与Y相关。类似地，自相关器820通过将Y乘以其复共轭来将Y与其自身相关。在平均单元830、840中，在大量OFDM符号周期上，分别对相关器810、820的输出进行平均。平均单元830、840可以在矩形块移动窗口内对相关器输出进行平均。备选地，平均单元830、840可以采用指数遗忘。这两种平均选择都是公知的，并且仅仅涉及使用新值来更新当前平均值。除法器850将平均单元840输出的平均值除以平均单元830输出的平均值，后者是实量，以产生表示X与Y的复相关的输出。这里将该值表示为缩放因子C(k)。乘法器860通过将估计失真波形Y乘以除法器850输出的复缩放因子C(k)来对估计失真波形Y进行缩放。组合器870从所需信号OFDM频率信道值X中减去缩放后的估计失真波形，以给出针对该频率信道的干扰补偿的OFDM信号。

针对所有所需信号OFDM频率信道重复图8的功能，以产生补偿的OFDM频率信道值的集合，用于解码用户数据。在一个实施例中，可以通过在干扰补偿器800中针对每个频率信道包括一个干扰补偿单元805，来针对每个频率信道实现干扰补偿功能。在另一实施例中，补偿器800可以包括单一干扰补偿单元805，其中，使用软件来使针对每个频率信道的所需信号和估计失真波形信号采样串行通过干扰补偿单元805。在另一实施例中，补偿器800可以使用软件与干扰补偿单元805的组合，针对每个频率信道来执行干扰补偿功能。

尽管以上描述了针对每个频率信道产生和应用缩放因子，但是本发明不限于这种实现。一般地，本发明应用于所选数目的频率信道，其中所选数目可以包括多个频率信道的全部或者多个频率信道的某个子集。在一些实施例中，仅针对频率信道的所选子集(例如低频信道)来产生和应用缩放因子。在其他实施例中，可以通过利用与相邻频率信道相关联的相似性来实现计算上的节约。例如，补偿器800可以假定针对两个或更多相邻频率信道的缩放因子实质上等效。因此，为了节约计算功率，补偿器800可以针对少于频率信道总数的所选数目的频率信道确定缩放因子，并可以针对其余频率信道重用所确定的缩放因子。例如，补偿器800可以每隔4个频率信道确定新的缩放因子。因此，频率信道1、2和3可以都使用针对频率信道1确定的缩放因子。备选地，频率信道1、2和3可以都使用通过将一定数目的所确定缩放因子(例如第一和第四缩放因子)进行平均而获得的平均缩放因子。可以认识到，还可以使用上述实施例的任何组合来实现本发明。

因此，已经描述了可以如何减小宽带OFDM零差、低中频或传统接收机中的非线性强信号效应，从而向接收机提供改进的强信号处理能力。在针对电池操作的手持无线设备来设计低成本、低功率接收机时，这种针对宽带信号的干扰抑制能力可能很重要。

本发明预见到强信号效应可能依赖于接收机是否是零差接收机(仅适用于下混频至零中频的OFDM频率信道值)、或者备选地所谓低中频接收机(其中在正交频率下转换器104a、104b中，信号下混频至非零但是小于总RF带宽的中频)、或者高中频接收机(其中信号下混频至大于天线和级间滤波器所施加的总RF带宽的IF)。确实，OFDM信号的不同频率信道可能落入零差、低中频、或高中频类别中不同的一个类别，本发明通过使用适于每个OFDM频率信道的频率的单独的补偿计算来处理这一点。因此，本发明可以应用于正交频率下转换器104a、104b将所需OFDM频率转换至全在零的正侧、全在零频率的负侧、或者跨越零频率(其中一些频率信道在零的两侧)的频率的情况。

图7和8示出了被配置为减小OFDM信号中来自互调失真的干扰的接收机电路。该接收机电路提供了用于减小在任何处理频率(例如基带、低IF、IF、高IF等等)处操作的宽带接收机(例如OFDM接收机)中的强信号干扰效应的装置。当然，本领域技术人员可以认识到，这些示意不是穷尽的，在不脱离所附权利要求描述的本发明的范围的前提下，本领域技术人员可以做出许多改变。此外，本领域技术人员可以认识到，可以根据图1至4的近中频接收机电路的教导来修改图7和8的实施例。

记住这一点，图9示出了用于减小宽带接收机中来自互调失真的干扰的示例方法。本领域技术人员可以认识到，可以使用上述接收机电路的各个实施例来实现图9中示意的方法。图9的方法开始于框910，其中将接收的RF信号频率下转换至处理频率。本领域技术人员可以认识到，在一些实施例中，可以使用正交频率下转换器，在这种情况下，中频信号可以包括同相部分和正交部分。由于接收的RF信号可以包括一个或多个干扰信号，因此得到的信号可以包括在处理频率处或处理频率附近的干扰信号的一个或多个互调产物。

在框920，如上所述，产生估计失真波形，以对这些互调产物中的一个或多个进行近似。在框930，使用相同(或实质上相同)的滤波器对所需信号和估计失真波形分别进行滤波。因此，所需信号所经历的相位和幅度响应也施加于估计失真波形。在框940，对滤波后的所需信号和滤波后的失真波形进行采样，以分别获得采样的感兴趣的信号和采样的失真信号。本领域技术人员可以认识到，尤其考虑到上述各种电路，可以使用多种方法来对所需信号和估计失真波形进行采样。

在框950，将采样的感兴趣的信号和采样的失真信号均划分为多个频率信道。如上所述，可以使用离散傅立叶变换单元来实现频率信道划分。在框960，将针对每个频率信道的采样的失真信号与针对相同频率信道的采样的感兴趣的信号进行组合，以获得针对每个频率信道的干扰减小的采样。

当然，在不脱离本发明的实质特征的情况下，可以以不同于这里具体阐述的方式的其他方式来执行本发明。因此，在所有方面，应将这些实施例认为是示意性而非限制性的，在所附权利要求的意义和等效范围内的所有改变应当包括在本发明的范围中。

Claims (22)

1.一种接收机电路，包括频率下转换单元(104a-b，105)，所述频率下转换单元被配置为将接收的射频信号频率下转换至处理频率，以获得处理频率信号，其中所述射频信号包括所需信号和一个或多个干扰信号，所述接收机电路的特征在于：

失真波形产生器(106)，被配置为根据所述一个或多个干扰信号产生估计失真波形，所述估计失真波形包括所述干扰信号的一个或多个互调产物；

第一和第二滤波器(107a-b，107c)，分别被配置为对所述处理频率信号和所述估计失真波形进行滤波；

第一和第二采样单元(109a-b，109c)，分别被配置为对滤波后的处理频率信号和滤波后的估计失真波形进行采样，以获得采样的感兴趣的信号和采样的失真信号；

第一和第二变换单元(710a，710b)，分别用于将采样的感兴趣的信号和采样的失真信号划分为多个频率信道；以及

干扰消减单元(800)，被配置为将针对所选数目的频率信道中的每一个频率信道的采样的失真信号与针对相同频率信道中的每一个频率信道的对应的采样的感兴趣的信号进行组合，以获得针对所述所选数目的频率信道中的每一个频率信道的干扰减小的信号采样。

2.根据权利要求1所述的接收机电路，其中，第一和第二变换单元(710a，710b)包括第一和第二离散傅立叶变换单元。

3.根据权利要求1所述的接收机电路，其中，所述失真波形产生器(106)包括：非线性电路，被配置为对所述频率下转换单元的一个或多个非线性响应特性进行近似。

4.根据权利要求1所述的接收机电路，其中，所述干扰消减电路(800)包括：

第一相关器(810)，被配置为将针对所选数目的频率信道中的每一个频率信道的采样的感兴趣的信号与针对相同频率信道中的每一个频率信道的对应的采样的失真信号相关，以获得针对所述所选数目的频率信道中的每一个频率信道的第一因子；

第二相关器(820)被配置为将针对所选数目的频率信道中的每一个频率信道的采样的失真信号与其自身相关，以获得针对所述所选数目的频率信道中的每一个频率信道的第二因子；

缩放单元(860)，被配置为基于所述第一和第二因子，对针对第二所选数目的频率信道中的每一个频率信道的采样的失真信号进行缩放；以及

减法单元(870)，被配置将针对所述第二所选数目的频率信道中的每一个频率信道的缩放后的采样的失真信号从针对相同第二所选数目的频率信道中的每一个频率信道的对应的采样的感兴趣的信号中减去，以获得针对所述第二所选数目的频率信道中的每一个频率信道的干扰减小的信号采样。

5.根据权利要求4所述的接收机电路，其中，所述干扰消减单元(800)还包括：

第一平均单元(840)，用于在多个OFDM符号周期上对针对所述所选数目的频率信道中的每一个频率信道的所述第一因子进行平均；

第二平均单元(830)，用于在多个OFDM符号周期上对针对所述所选数目的频率信道中的每一个频率信道的所述第二因子进行平均；以及

除法器(850)，用于对针对相同频率信道中的每一个频率信道产生的平均的第一和第二因子进行除法运算，以产生针对所述所选数目的频率信道中的每一个频率信道的缩放因子。

6.根据权利要求5所述的接收机电路，其中，所述所选数目的频率信道包括全部所述多个频率信道；所述第二所选数目的频率信道等于所述所选数目的频率信道。

7.根据权利要求5所述的接收机电路，其中，所述所选数目的频率信道包括所述多个频率信道的子集，所述子集包括少于所述多个频率信道的频率信道。

8.根据权利要求7所述的接收机电路，其中，所述缩放单元(860)被配置为使用针对所述所选数目的频率信道中的每一个频率信道产生的缩放因子，对针对相同频率信道中的每一个频率信道的采样的失真信号进行缩放，并重用所确定的缩放因子来对针对其余频率信道的采样的失真信号进行缩放。

9.根据权利要求1所述的接收机电路，其中，所述干扰消减单元(800)包括多个干扰消减单元(805)，其中每个干扰消减单元(805)对应于不同的频率信道。

10.根据权利要求1所述的接收机电路，其中，所述频率下转换单元(104a-b，105)包括：正交频率下转换器，被配置为对接收的射频信号进行频率下转换，以获得处理频率处的同相和正交信号；其中，所述第一采样电路(109a-b)被配置为：通过对所述同相和正交信号进行采样来对滤波后的处理频率信号进行采样，以获得感兴趣的信号的同相和正交采样。

11.根据权利要求1所述的接收机电路，其中，所述处理频率包括中频、低中频和基带频率之一。

12.一种用于减小接收机中来自互调失真的干扰的方法，所述方法包括将接收的射频信号频率下转换以获得处理频率信号，其中所述接收的射频信号包括所需信号和一个或多个干扰信号，所述方法的特征在于：

根据所述一个或多个干扰信号产生估计失真波形，所述估计失真波形包括所述干扰信号的一个或多个互调产物；

分别利用第一和第二滤波器(107a-b，107c)对所述处理频率信号和所述估计失真波形进行滤波；

分别对滤波后的处理频率信号和滤波后的估计失真波形进行采样，以获得采样的感兴趣的信号和采样的失真信号；

将采样的感兴趣的信号和采样的失真信号中的每一个划分为多个频率信道；以及

将针对所选数目的频率信道中的每一个频率信道的采样的失真信号与针对相同频率信道中的每一个频率信道的对应的采样的感兴趣的信号进行组合，以获得针对所述所选数目的频率信道中的每一个频率信道的干扰减小的信号采样。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，将采样的感兴趣的信号和采样的失真信号中的每一个划分为多个频率信道包括：对采样的感兴趣的信号和采样的失真信号中的每一个应用离散傅立叶变换。

14.根据权利要求12所述的方法，其中，根据所述一个或多个干扰信号产生估计失真波形包括：将所述一个或多个干扰信号应用于非线性电路(106)，所述非线性电路对用于对接收的射频信号进行频率下转换的频率下转换单元(104a-b，105)的一个或多个非线性响应特性进行近似。

15.根据权利要求12所述的方法，其中，将采样的失真信号与对应的采样的感兴趣的信号进行组合包括：

将针对所选数目的频率信道中的每一个频率信道的采样的感兴趣的信号与针对相同频率信道中的每一个频率信道的对应的采样的失真信号相关，以获得针对所述所选数目的频率信道中的每一个频率信道的第一因子；

将针对所选数目的频率信道中的每一个频率信道的采样的失真信号与其自身相关，以获得针对所述所选数目的频率信道中的每一个频率信道的第二因子；

基于所述第一和第二因子，对针对第二所选数目的频率信道中的每一个频率信道的采样的失真信号进行缩放；以及

将针对所述第二所选数目的频率信道中的每一个频率信道的缩放后的采样的失真信号从针对相同第二所选数目的频率信道中的每一个频率信道的对应的采样的感兴趣的信号中减去，以获得针对所述第二所选数目的频率信道中的每一个频率信道的干扰减小的信号采样。

16.根据权利要求15所述的方法，还包括：

在多个OFDM符号周期上对针对所述所选数目的频率信道中的每一个频率信道的所述第一因子进行平均；

在多个OFDM符号周期上对针对所述所选数目的频率信道中的每一个频率信道的所述第二因子进行平均；以及

对针对相同频率信道中的每个频率信道产生的平均的第一和第二因子进行除法运算，以产生针对所述所选数目的频率信道中的每一个频率信道的缩放因子。

17.根据权利要求16所述的方法，其中，所述所选数目的频率信道包括全部所述多个频率信道；所述第二所选数目的频率信道等于所述所选数目的频率信道。

18.根据权利要求16所述的方法，其中，所述所选数目的频率信道包括所述多个频率信道的子集，所述子集包括少于所述多个频率信道的频率信道。

19.根据权利要求18所述的方法，其中，对采样的失真信号进行缩放包括：使用针对所述所选数目的频率信道中的每一个频率信道产生的缩放因子，对针对相同频率信道中的每一个频率信道的采样的失真信号进行缩放，并重用所确定的缩放因子来对针对其余频率信道的采样的失真信号进行缩放。

20.根据权利要求12所述的方法，其中，将针对所选数目的频率信道中的每一个频率信道的采样的失真信号与针对相同频率信道中的每一个频率信道的对应的采样的感兴趣的信号进行组合包括：针对不同频率信道，在与所述不同频率信道相关联的单独的干扰消减单元中，将采样的失真信号与对应的采样的感兴趣的信号进行组合。

21.根据权利要求12所述的方法，其中，对接收的射频信号进行频率下转换包括：利用正交频率下转换器(104a-b，105)对接收的射频信号进行频率下转换，以获得处理频率处的同相和正交信号；其中，对滤波后的处理频率信号进行采样包括：对所述同相和正交信号进行采样，以获得感兴趣的信号的同相和正交采样。

22.根据权利要求12所述的方法，其中，所述处理频率包括中频、低中频和基带频率之一。

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