CN102237793B - 驱动电路、电力设备以及包括其的电动设备 - Google Patents

驱动电路、电力设备以及包括其的电动设备 Download PDF

Info

Publication number
CN102237793B
CN102237793B CN201110097514.XA CN201110097514A CN102237793B CN 102237793 B CN102237793 B CN 102237793B CN 201110097514 A CN201110097514 A CN 201110097514A CN 102237793 B CN102237793 B CN 102237793B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
unit
feedback signal
branch pressure
generate
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201110097514.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN102237793A (zh
Inventor
金镐正
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Samsung Electronics Co Ltd
Original Assignee
Samsung Electronics Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Samsung Electronics Co Ltd filed Critical Samsung Electronics Co Ltd
Publication of CN102237793A publication Critical patent/CN102237793A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102237793B publication Critical patent/CN102237793B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/165—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches by feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/166—Soft switching
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/08122—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/50—Testing of electric apparatus, lines, cables or components for short-circuits, continuity, leakage current or incorrect line connections
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/165—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches by feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/166—Soft switching
    • H03K17/167—Soft switching using parallel switching arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0063—High side switches, i.e. the higher potential [DC] or life wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Logic Circuits (AREA)
  • Power Sources (AREA)
  • Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)

Abstract

提供一种包括开关设备和控制单元的驱动电路、电力设备以及包括其德电动设备。所述开关设备具有控制端和输出端。所述控制单元被配置为对用于控制开关设备的驱动电压达到目标电平所需的上升时间进行控制，以使得在控制端和输出端之间的电压被保持为小于或等于临界电压。当在控制端和输出端之间的电压大于临界电压时，在控制端和输出端之间生成泄漏电流。

Description

驱动电路、电力设备以及包括其的电动设备
技术领域
示范实施例涉及驱动电路、电力设备(power device)以及包括其的电动设备(electric device)。
背景技术
电力设备将来自外部源的输入电力转换为具有用户期望的电压或电流电平的输出电力。电力设备随后将输出电力提供给需求电力的设备。电力设备用于诸如便携式终端、膝上型计算机等等之类的家用电器中。用于驱动电动机的电力设备还被用于诸如电动车辆、混合动力型汽车、燃料电池车等等之类的最近发展的并对环境无害(“绿色”)的车辆。
发明内容
至少一些示例实施例提供使用较高电压的电力设备。
至少一些示例实施例可抑制和/或防止在电力设备的开关设备中生成泄漏电流。
至少一些示例实施例还提供能够抑制和/或防止在诸如晶体管的开关设备的栅极和源极之间生成泄漏电流的栅极驱动电路。
至少一些示例实施例提供包括电力设备的电动设备和系统。
另外的方面将在接下来的描述中部分地阐明，并且从描述中部分地变得清楚，或通过本发明的实施可被理解。
根据至少一个示例实施例，电力设备包括开关设备和控制单元。所述开关设备具有控制端和输出端。所述控制单元被配置为对用于控制开关设备的驱动电压的上升时间进行控制以使得在控制端和输出端之间的电压被保持为小于或等于临界电压。所述上升时间指的是驱动电压达到目标电平所需的时间段。当在控制端和输出端之间的电压大于临界电压时，在控制端和输出端之间生成泄漏电流。
至少一个其他示例实施例提供一种具有电子组件的车辆。所述车辆包括：电力设备，被配置为通过对来自电池的电源电压进行上变换、下变换和反相中的至少一个来生成电源电压；电动机，被配置为根据电源电压至少部分地驱动所述电动车辆。所述电力设备包括开关设备和控制单元。所述开关设备具有控制端和输出端。所述控制单元被配置为对用于控制开关设备的驱动电压的上升时间进行控制以使得在控制端和输出端之间的电压被保持为小于或等于临界电压。所述上升时间指的是驱动电压达到目标电平所需的时间段。当在控制端和输出端之间的电压大于临界电压时，在控制端和输出端之间生成泄漏电流。
根据本至少一些示范实施例，所述控制单元可基于输出端处的电压来控制驱动电压的上升时间。所述控制单元可基于输出端处的电压来增加驱动电压的上升时间。
所述控制单元可包括反馈单元和驱动单元。反馈单元可被配置为基于在输出端处的电压和驱动电压之间的差值来提供反馈信号。驱动单元可被配置为基于反馈信号选择性地向控制端提供驱动电压。
所述驱动单元可包括电源电压提供单元和驱动电压提供单元。所述电源电压提供单元可被配置为基于反馈信号向第一节点提供电源电压。所述驱动电压提供单元可被配置为基于从外部源接收的控制信号向控制端提供第一节点处的电压和接地电压中的一个。
根据至少一些示范实施例，所述反馈单元可被配置为提供正反馈信号以减法驱动电压的上升时间，但是提供负反馈信号以增加驱动电压的上升时间。所述电源电压提供单元可被配置为：响应于正反馈信号向第一节点提供电源电压，但是响应于负反馈信号不向第一节点提供电源电压。
根据至少一些示范实施例，所述反馈单元可包括电压加法单元和比较器。所述电压加法单元可被配置为将输出端处的电压加上临界电压以生成总量电压。比较器可被配置为基于在总量电压以及驱动电压之间的比较来生成反馈信号。根据至少此示范实施例，当总量电压大于驱动电压时所述比较器生成正反馈信号，但是当总量电压小于或等于驱动电压时所述比较器生成负反馈信号。
根据至少一些其他示范实施例，所述反馈单元可包括分压单元、电压加法单元和比较器。所述分压单元可被配置为通过对临界电压进行分压来生成分压电压。所述分压电压可具有小于临界电压的电压电平。所述电压加法单元可被配置为将输出端处的电压加上分压电压以生成总量电压。所述比较器可被配置为基于在总量电压以及驱动电压之间的比较来生成反馈信号。当总量电压大于驱动电压时所述比较器可生成正反馈信号，但是当总量电压小于或等于驱动电压时所述比较器可生成负反馈信号。
根据至少一些其他示范实施例，所述反馈单元可包括第一至第三分压单元、电压加法单元和比较器。所述第一分压单元可被配置为通过对临界电压进行分压来生成第一分压电压。所述第一分压电压可具有小于临界电压的电压电平。所述电压加法单元可被配置为将输出端处的电压加上第一分压电压以生成总量电压。所述第二分压单元可被配置为通过对总量电压进行分压来生成第二分压电压。所述第二分压电压可具有小于总量电压的电压电平。所述第三分压单元可被配置为通过对驱动电压进行分压来生成第三分压电压。所述第三分压电压可具有小于驱动电压的电压电平。所述比较器可被配置为基于在第二分压电压和第三分压电压之间的比较来生成反馈信号。当第二分压电压大于第三分压电压时所述比较器可生成正反馈信号，但是当第二分压电压小于或等于第三分压电压时所述比较器可生成负反馈信号。
还根据至少一些其他示范实施例，所述反馈单元可包括电压减法单元和比较器。所述电压减法单元可被配置为从驱动电压中减去临界电压以生成减法电压。所述比较器可被配置为基于在减法电压以及输出端处的电压之间的比较来生成反馈信号。当输出端处的电压大于减法电压时所述比较器可生成正反馈信号，但是当输出端处的电压小于或等于减法电压时所述比较器可生成负反馈信号。
根据至少一些其他示范实施例，所述反馈单元可包括分压单元、电压减法单元和比较器。所述分压单元可被配置为通过对临界电压进行分压来生成分压电压。所述分压电压可具有小于临界电压的电压电平。所述电压减法单元可被配置为从驱动电压中减去分压电压以生成减法电压。所述比较器可被配置为基于在减法电压以及输出端处的电压之间的比较来生成反馈信号。当输出端处的电压大于减法电压时所述比较器可生成正反馈信号，但是当输出端处的电压小于或等于减法电压时所述比较器可生成负反馈信号。
根据至少一些其他示范实施例，所述反馈单元可包括第一至第三分压单元、电压减法单元和比较器。所述第一分压单元可被配置为通过对临界电压进行分压来生成第一分压电压。所述第一分压电压可具有小于临界电压的电压电平。所述电压减法单元可被配置为从驱动电压中减去第一分压电压以生成减法电压。所述第二分压单元可被配置为通过对减法电压进行分压来生成第二分压电压。所述第二分压电压可具有小于减法电压的电压电平。所述第三分压单元可被配置为通过对输出端处的电压进行分压来生成第三分压电压。所述第三分压电压可具有小于输出端处的电压的电压电平。所述比较器可被配置为基于在第二分压电压和第三分压电压之间的比较来生成反馈信号。当第三分压电压大于第二分压电压时比较器可生成正反馈信号，但是当第三分压电压小于或等于第二分压电压时所述比较器可生成负反馈信号。
根据至少一些其他示范实施例，所述控制单元可包括反馈单元和驱动单元。所述反馈单元可被配置为基于在输出端处的电压生成反馈信号。所述驱动单元可被配置为基于反馈信号向控制端提供驱动电压。在至少此示范实施例中，所述驱动电压可具有多阶(multi-step)波形，其中每阶的宽度和高度中的至少一个发生变化。所述反馈信号可以是具有多个脉冲的脉冲信号，当输出端处的电压增加时所述多个脉冲被顺序地接入和/或断开。所述多个脉冲可确定施加与多阶波形的下一阶相应的电压的时间。
根据至少一些示范实施例，所述反馈单元可包括模数转换器和脉冲生成单元。所述模数转换器可被配置为将输出端处的电压从模拟值转换为数字值。所述脉冲生成单元可被配置为生成包括多个脉冲的脉冲信号，所述多个脉冲中的每个根据数字值而被接入/断开。所述脉冲生成单元可控制多个脉冲的每个的脉冲宽度与输出端处的电压的倾斜度(inclination)成反比。
根据至少一些示范实施例，所述驱动单元可包括多个电压生成单元、以及驱动电压提供单元。所述多个电压生成单元可被配置为生成不同电平的电压。所述驱动电压提供单元可被配置为基于反馈信号向控制端提供由多个电压生成单元中的一个生成的电压作为驱动电压。
所述驱动电压提供单元可包括分别连接到多个电压生成单元的多个开关。多个开关的每个可根据反馈信号的逻辑电平而被导通/截止。
所述开关设备可包括具有栅极、源极和漏极的晶体管。所述控制端可与栅极相应并且所述输出端可与源极相应。
至少一个其他示范实施例提供一种被配置为向晶体管的栅极提供驱动电压的栅极驱动电路。所述栅极驱动电路包括反馈单元和驱动单元。所述反馈单元被配置为基于晶体管的源极电压来提供用于控制驱动电压的反馈信号。所述驱动单元被配置为基于反馈信号对驱动电压的上升时间进行控制以使得在晶体管的栅极和源极之间的电压被保持为小于或等于临界电压。所述上升时间指的是驱动电压达到目标电平所述的时间段。当在栅极和源极之间的电压大于临界电压时，在栅极和源极之间生成泄漏电流。
根据至少一些示范实施例，所述驱动单元可基于反馈信号选择性地向栅极提供栅极驱动电压。所述驱动单元可被配置为基于反馈信号向栅极提供驱动电压，所述驱动电压具有多阶波形，其中每阶的宽度和高度中的至少一个发生变化。
根据一个或多个示例实施例，控制驱动电压的上升时间以便在开关设备的控制端和输出端之间的电压被保持为小于或等于临界电压，从而抑制和/或防止在控制端和输出端之间生成泄漏电流。从而，可抑制和/或防止由于电力设备中的泄漏电流而生成的噪声，可抑制和/或防止由于泄漏电流而导致的故障并可以减少功耗。上升时间指的是驱动电压达到目标电平所需的时间段。
根据至少一些示例实施例，可基于在开关设备的输出端处的电压和开关设备的控制端处的电压之间的差值来生成反馈信号。可通过根据反馈信号控制驱动单元的开启/关断，来向控制端选择性地提供驱动电压。从而，可根据输出端的电压自适应地控制控制端的电压的上升时间，并且可抑制和/或防止开关设备中的泄漏电流的生成。
可提供当开关设备的输出端处的电压增加时顺序地接入/断开的多个脉冲，并且可基于所述多个脉冲来提供具有多阶波形的驱动电压，其中每阶的宽度和高度中的至少一个发生变化。从而，可根据输出端处的电压自适应地控制控制端处的电压的上升时间。因此，可抑制和/或防止开关设备中的泄漏电流的生成。
根据至少一些示例实施例，一种电动设备包括如上所述的电力设备和电路。其中，所述电力设备通过对供电电压进行上变换、下变换和反相中的至少一个来生成电源电压。所述电路接收电源电压并根据电源电压进行操作。
附图说明
通过下面结合附图对示范实施例进行的描述，这些和/或其他方面将会变得清楚和更加容易理解，其中：
图1是根据示范实施例的电力设备的示意性框图。
图2是示出当包括在图1中示出的电力设备中的控制单元没有正常操作时，包括在图1中示出的电力设备中的开关设备的栅极电压和源极电压的电压相对时间的曲线图。
图3是示出当包括在图1中示出的电力设备中的控制单元正常操作时，包括在图1中示出的电力设备中的开关设备的栅极电压和源极电压的电压相对时间的曲线图。
图4是根据另一示范实施例的电力设备的示意框图。
图5是在图4中示出的电力设备的控制单元的示范实施例的示意性框图。
图6是在图5中示出的控制单元的示范实施例的示意性电路图。
图7是在图5中示出的控制单元的另一示范实施例的示意性电路图。
图8是在图5中示出的控制单元的再一示范实施例的示意性电路图。
图9是在图5中示出的控制单元的还一示范实施例的示意性电路图。
图10是在图5中示出的控制单元的再一示范实施例的示意性电路图。
图11是在图5中示出的控制单元的另一示范实施例的示意性电路图。
图12是根据另一示范实施例的在图4中示出的控制单元的示意性框图。
图13是在图12中示出的控制单元的示范实施例的更详细的示意性框图。
图14是在图12中示出的控制单元的另一示范实施例的更详细的示意性框图。
图15在图13中示出的反馈单元的详细框图。
图16是在图13中示出的源极电压、反馈信号和栅极电压的示例时序图。
图17是示出在图13中所示的电压生成单元的示范实施例的电路图。
图18是示出在图13中所示的电压生成单元的另一示范实施例的电路图。
图19示出包括根据示范实施例的电力设备的电动车辆。
图20示出包括根据示范实施例的电力设备的电动设备。
具体实施方式
现在将参照附图更充分地描述示范实施例。附图中相似的参考标号表示相似的元件。
在此公开详细的示范实施例。然而，此处公开的具体结构和功能细节仅仅是为了描述示范实施例的目的。然而，可以在许多替换形式中实现示范实施例，并且不应将其看作仅限于在此阐明的示范实施例。
然而，应该理解，不旨在限于公开的具体示范实施例，而是相反地，示范实施例将覆盖落入本公开的范围内的所有修改、等同物和替换物。遍及附图的描述，相似的标号涉及相似的元件。
应该理解，虽然术语第一、第二等在此用作描述不同的元件，但是这些元件可以不被这些术语所限制。这些术语仅用于将一个元件与另一个元件区别开。例如，第一元件可以被称为第二元件，类似地，第二元件可以被称为第一元件而不背离示范实施例的范围。如在此所用，术语“和/或”包括一个或多个相关的列出项的任意和所有组合。
应该理解，当元件被称为“连接”或“耦接”到另一元件时，它可以直接连接或耦接到其他元件，或者可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接连接”或“直接耦接”到另一元件时，不存在中间元件。用来描述元件之间关系的其他词语应该按照相同的方式理解(例如，“之间”对“直接之间”、“相邻”对“直接相邻”等)。
此处使用的术语仅用于描述具体的实施例而不是试图限制示范实施例。如此处所用，单数形式“一”、“一个”和“该”同样试图包括复数形式，除非上下文另外明确指出并非如此。还应该理解，当在本说明书中使用“包含”和/或“包括”时，指明了所述的特征、整体、步骤、操作、元件和/或组件的存在，但是没有排除一个或多个其他特征、整体、步骤、操作、元件、组件和/或其组的存在或添加。
还应注意到，在一些替换实现中，可以以异于在图形中标明的顺序发生标明的功能/动作。例如，取决于所涉及的功能/动作，连续示出的两个图形可基本上同时运行或可有时以相反顺序运行。
示范实施例在此处被描述为“单元”。然而，示范实施例也可被特征化为“电路”。例如，图1中示出的控制单元20可以被称为“控制电路20”，电源单元30可以被称为“电源电路30”，等等。
图1是根据示范实施例的电力设备1的示意性框图。
参照图1，电力设备1包括开关设备10、控制单元20、电源单元30、电荷存储设备(例如，电容器)40和负载50。根据此示范实施例，电力设备1可以是电力电路，在该电力电路中根据开关设备10的导通/截止操作将来自电源单元30的电源电压Vin选择性地提供给负载50。可以在，例如，电动车辆/汽车(例如，混合电动车辆(HEV)、燃料电池(FC)车辆等等)和/或通用电子装置(例如，开关模式电源(SMPS)、光电电源等等)中使用该类电力设备1。
虽然未在图1中示出，但是电力设备1还可包括至少一个二极管、至少一个电阻器、至少一个电感器和/或至少一个电容器。因此，可将升压的电压、降压的电压和/或反相的电压提供给负载50。
该电源电压Vin可以具有较高的电压电平，例如在大约10V和大约1000V之间。虽然未在图1中示出，但是电源单元30可包括彼此串联连接的多个电源，例如多个太阳能电池、光伏电池(photovoltaic cell)和/或蓄电池。
还参照图1，开关设备10被配置为通过控制单元20而被导通/截止以选择性地将来自电源单元30的电源电压Vin传送到负载50。在此示例中，开关设备10使用电容器40向负载50传送经平滑后的电压。
更详细地，开关设备10具有控制端、输入端和输出端。控制端被连接到控制单元20，输入端被连接到电源单元30并且输出端被连接到负载50。
至少根据此示范实施例，开关设备10可以是具有栅极、漏极和源极并能够承受较高电压的高压晶体管。在此示例中，栅极相应于控制端，漏极相应于输入端并且源极相应于输出端。根据至少一些示范实施例，开关设备10可以是高电子迁移率晶体管(HEMT)或由氮化镓(GaN)、碳化硅(SiC)等等形成的异质结型场效应晶体管(HFET)。现在将描述其中开关设备10是高压晶体管的示范实施例。
图2是示出当图1的电力设备1的控制单元20没有正常操作时，图1的开关设备10的栅极电压Vg和源极电压Vs的电压相对时间的曲线图。
参照图2，在开关设备10中，当栅极电压Vg增加时源极电压Vs增加。栅极电压Vg的增加速率(或斜率)大于源极电压Vs的增加速率，由此，栅极电压Vg的倾斜度大于源极电压Vs的倾斜度。
在图2中，栅极电压Vg最终达到目标电平VT，而源极电压Vs仅达到比栅极电压Vg小开关设备10的阈值电压的电压电平。然而，开关设备10的源极电压Vs和栅极电压Vg可达到相同或基本上相同的电平。
当在栅极电压Vg和源极电压Vs之间的差值ΔV(也被称为开关设备10的栅极和源极之间的电压Vgs)大于临界电压VGL时，在开关设备10的栅极和源极之间流动泄漏电流。临界电压VGL是在开关设备10的栅极和源极之间生成泄漏电流的最小电压电平。在开关设备10中生成泄漏电流可导致例如在电力设备1中的噪声增加、电力设备1发生故障的可能性增加和/或总体功耗的增加。在一个示例中，当施加到开关设备10的电压是比较高的电压时，在栅极和源极之间流动的泄漏电流比较大，这可能是有问题的。
图3是示出当图1的电力设备1的控制单元20正常操作时，图1的开关设备10的栅极电压Vg和源极电压Vs的电压相对时间的曲线图。
参照图1和图3，控制单元20向开关设备10的栅极提供驱动电压以便控制开关设备10的导通/截止操作。更详细地，控制单元20控制驱动电压达到目标电平VT所需的时间段(此处称作驱动电压的上升时间)，以便在开关设备10的栅极和源极之间的电压Vgs被保持为小于或等于临界电压VGL。为此，控制单元20增加驱动电压的上升时间。
当栅极电压Vg的上升时间增加时，栅极电压Vg的倾斜度减小。因此，在栅极电压Vg的倾斜度和源极电压Vs曲线的倾斜度之间的差值也减小。并且，在栅极电压Vg和源极电压Vs之间的差值ΔV小于或等于临界电压VGL。因此，可抑制在开关设备10的栅极和源极之间的泄漏电流的生成。
图4是根据示范实施例的电力设备1’的示意性框图。
参照图4，电力设备1’包括开关设备10、控制单元20、电源单元30、电荷存储设备(例如，电容器)40和负载50。根据至少此示范实施例的电力设备1’与在图1中示出的电力设备1类似。因此，将省略对重复部分的描述。将通过关注于电力设备1和电力设备1’之间的区别来描述电力设备1’。
在图4中，控制单元20与开关设备10的源极相连以检测源极电压Vs。控制单元20被配置为基于检测的源极电压Vs来控制提供给开关设备10的栅极的驱动电压Vg。
控制单元20基于源极电压Vs控制驱动电压Vg以使得驱动电压Vg的上升时间增加。为此，控制单元20被连接到开关设备10的与输出端相应的源极，以便基于源极电压Vs自适应地控制提供给开关设备10的栅极的驱动电压Vg。
图5是在图4中示出的控制单元20的示范实施例的示意性框图。
参照图5，控制单元20a包括反馈单元21和驱动单元22。驱动单元22包括电源电压提供单元221和驱动电压提供单元222。现在将更详细地描述控制单元20a的示例操作。
反馈单元21接收开关设备10的源极电压Vs和栅极电压Vg并基于源极电压Vs和栅极电压Vg生成反馈信号。反馈单元21向驱动单元22提供反馈信号。当在栅极电压Vg和源极电压Vs之间的差值小于或等于临界电压VGL时，反馈单元21提供正反馈信号以使得栅极电压Vg的上升时间降低。但是，当在栅极电压Vg和源极电压Vs之间的差值大于临界电压VGL时，反馈单元21提供负反馈信号以使得栅极电压Vg的上升时间增加。
电源电压提供单元221响应于来自反馈单元21的正反馈信号提供电源电压，但是响应于来自反馈单元21的负反馈信号而不提供电源电压。
基于从外部源接收的控制信号CON，驱动电压提供单元222或者将接地电压或者将来自电源电压提供单元221的电源电压提供给开关设备10的栅极作为驱动电压。
根据至少一个示范实施例，反馈单元21基于在栅极电压Vg和源极电压Vs之间的差值ΔV生成反馈信号。通过使驱动单元22开启/关断来将电源电压选择性地提供给开关设备10的栅极。因此，即使不用改变控制信号CON，栅极电压Vg的上升时间也可根据源极电压Vs而自适应地增加。
图6是图5的控制单元20a的示范实施例的示意性电路图。
参照图6，反馈单元21a包括比较器211和电压加法单元212。现在将更详细地描述反馈单元21a的示例操作。
电压加法单元212接收源极电压Vs和临界电压VGL并将源极电压Vs加上临界电压VGL以生成总量电压。可基于开关设备10的电流-电压特性来预设临界电压VGL。在一个示例中，开关设备10的电流-电压特性可包括栅极电压Vg相对时间的变化、源极电压Vs相对时间的变化、在栅极和源极之间流动的泄漏电流相对在栅极和源极之间的电压Vgs的变化、在漏极和源极之间的电流相对在漏极和源极之间的电压的变化、当开关设备10被导同时的电阻等等。
比较器211经由它的正输入端接收总量电压并经由它的负输入端接收栅极电压Vg。比较器211基于在总量电压和栅极电压Vg之间的比较来生成反馈信号。在一个示例中，当总量电压大于栅极电压Vg时比较器211输出正反馈信号，但是当总量电压小于或等于栅极电压Vg时比较器211输出负反馈信号。
电源电压提供单元221响应于正反馈信号向第一节点N1提供电源电压Vpp，但是响应于负反馈信号并不向第一节点N1提供电源电压Vpp。
根据至少此示范实施例，电源电压提供单元221是n型金属氧化物半导体(NMOS)晶体管，其具有连接到电源电压Vpp的漏极、被配置为从反馈单元21a接收反馈信号的栅极和被连接到第一节点N1的源极。在此示例中，NMOS晶体管响应于来自反馈单元21a的正反馈信号被导通，但是响应于来自反馈单元21a的负反馈信号被截止。
仍参照图6，驱动电压提供单元222基于从外部源接收的控制信号CON，或者将在第一节点N1处的电压或者将接地电压提供给开关设备10的栅极。在至少一个示范实施例中，控制信号CON可以是具有给定的、期望的或预定的周期的时钟信号。在至少一个其他示范实施例中，控制信号CON可以是脉冲信号，该脉冲信号在开关设备10预计将要被导通的部分被激活。
如图6所示，驱动电压提供单元222包括第一反相器INV1、第二反相器INV2和第三反相器INV3，以及第一NMOS晶体管MN1和第二NMOS晶体管MN2。
第一NMOS晶体管MN1具有连接到第一节点N1的漏极和连接到第一反相器INV1的输出端的栅极。在此示例中的，第一NMOS晶体管MN1用作上拉设备。
第二NMOS晶体管MN2具有连接到第一NMOS晶体管MN1的源极的漏极、连接到第三反相器INV3的输出端的栅极和连接到接地端的源极。在此示例中，第二NMOS晶体管MN2用作下拉设备。
第一反相器INV1将控制信号CON反相以向第一NMOS晶体管MN1输出反相的控制信号CON’。第二反相器INV2将控制信号CON反相以向第三反相器INV3输出反相的控制信号CON’。第三反相器INV3将反相的控制信号CON’反相以向第二NMOS晶体管MN2输出控制信号CON。包括在驱动电压提供单元222中的第一反相器INV1到第三反相器INV3是示例，并且包括在驱动电压提供单元222中的反相器的数量可以改变。
在一个示例操作中，当控制信号CON是逻辑“1”时，第一反相器INV1将控制信号CON反相以输出逻辑“0”。响应于逻辑“0”，第一NMOS晶体管MN1被截止。
在此示例中，第二反相器INV2将控制信号CON反相以输出反相的控制信号CON’(逻辑“0”)，并且第三反相器INV3将反相的控制信号CON’反相以输出逻辑“1”。响应于逻辑“1”，第二NMOS晶体管被导通。
因此，驱动电压提供单元222向开关设备10的栅极施加接地电压。
在另一示例操作中，当控制信号CON是逻辑“0”时，第一反相器INV1将控制信号CON反相以输出逻辑“1”。响应于逻辑“1”，第一NMOS晶体管MN1被导通。
在此示例中，第二反相器INV2将控制信号CON(逻辑“0”)反相以输出反相的控制信号CON’(逻辑“1”)，并且第三反相器INV3将反相的控制信号CON’反相以输出逻辑“0”。响应于逻辑“0”，第二NMOS晶体管MN2被截止。
因此，驱动电压提供单元222向开关设备10的栅极施加在第一节点N1处的电压。
当电源电压提供单元221被导通并向第一节点N1施加电源电压Vpp时，驱动电压提供单元222向开关设备10的栅极施加电压电压Vpp。另一方面，当电源电压提供单元221被截止且不向第一节点N1施加电源电压Vpp时，驱动电压提供单元222不向开关设备10的栅极施加电源电压Vpp。
根据至少此示范实施例，控制单元20a通过基于源极电压Vs自适应地调节由反馈单元21a输出的反馈信号而无需单独地校正控制信号CON来控制施加到开关设备10的栅极的驱动电压。控制单元20a间歇性地或选择性地向开关设备10的栅极施加驱动电压以便在开关设备10的栅极电压Vg和源极电压Vs之间的差值ΔV被保持为小于或等于临界电压VGL。因此，可抑制和/或防止在开关设备10的栅极和源极之间的泄漏电流的生成。
图7是在图5中示出的控制单元20a的另一示范实施例的示意性电路图。
参照图7，反馈单元21a’包括比较器211、电压加法单元212’和分压单元213。反馈单元21a’与图6的反馈单元21a类似，但是还包括分压单元213。为了简洁起见省略对反馈单元21a和反馈单元21a’的重复部分的描述。
在图7中示出的示范实施例中，分压单元213分压临界电压VGL以生成比临界电压VGL低的分压电压。可基于开关设备10的电流-电压特性来对临界电压VGL进行给定、期望和/或预定。分压单元213向电压加法单元212’输出分压电压。
电压加法单元212’将来自分压单元213的分压电压加上源极电压Vs以生成总量电压。电压加法单元212’向比较器211输出总量电压。
比较器211经由它的正输入端接收总量电压并经由它的负输入端接收栅极电压Vg。比较器211基于在总量电压与栅极电压Vg之间的比较来生成反馈信号。
在一个示例中，当总量电压大于栅极电压Vg时比较器211输出正反馈信号，但是当总量电压小于或等于栅极电压Vg时比较器211输出负反馈信号。
根据至少此示范实施例，因为比较器211将来自电压加法单元212’的总量电压与栅极电压Vg进行比较，所以当总量电压小于或等于栅极电压Vg时比较器211输出负反馈信号。因此，电源电压提供单元221被截止且不向驱动电压提供单元222施加电源电压Vpp。在这种情况下，驱动电压提供单元222不向开关设备10的栅极施加电源电压Vpp而不管控制信号CON的状态如何。因此，开关设备10的栅极电压Vg被保持为先前的电平而不进一步增加。
根据至少此示范实施例，当在开关设备10的栅极电压Vg和源极电压Vs之间的差值ΔV增加时，在栅极电压Vg达到与总量电压相同或基本上相同的电平之前、控制单元20a关断驱动电压提供单元222。因此，该控制单元20a可更快地控制栅极电压Vg。
图8是在图5中示出的控制单元20a的另一示范实施例的示意性电路图。
参照图8，反馈单元21a”包括比较器211”、电压加法单元212”和第一电阻器R1到第六电阻器R6。第一电阻器R1和第二电阻器R2组成第一分压单元，第三电阻器R3和第四电阻器R4组成第二分压单元，并且第五电阻器R5和第六电阻器R6组成第三分压单元。根据此示范实施例的反馈单元21a”与图7的反馈单元21a’类似，从而在此将省略其重复部分的描述。
第一分压单元R1和R2对临界电压VGL进行分压以向电压加法单元212”输出第一分压电压。第一分压电压比临界电压VGL低。可基于开关设备10的电流-电压特性来对临界电压VGL进行给定、期望和/或预定。根据第一电阻器R1和第二电阻器R2的值来确定第一分压电压。
电压加法单元212”将来自第一电压分布单元R1和R2的第一分压电压加上源极电压Vs以输出总量电压。
第二分压单元R3和R4对来自电压加法单元212”的总量电压进行分压以生成比总量电压低的第二分压电压。第二分压单元R3和R4向比较器211”输出第二分压电压。根据第三电阻器R3和第四电阻器R4的值来确定第二分压电压。
第三分压单元R5和R6对栅极电压Vg进行分压以生成比栅极电压Vg低的第三分压电压。第三分压电压被输出到比较器211”。根据第五电阻器R5和第六电阻器R6的值来确定第三分压电压。
比较器211”经由它的正输入端接收第二分压电压并经由它的负输入端接收第三分压电压。比较器211”基于在第二分压电压和第三分压电压之间的比较来生成反馈信号。在一个示例中，当第二分压电压大于第三分压电压Vg时比较器211”输出正反馈信号，但是当第二分压电压小于或等于第三分压电压时比较器211输出负反馈信号。
根据至少此示范实施例，因为第二分压电压比总量电压低并且第三分压电压比栅极电压Vg低，所以控制单元20a可更快地检测源极电压Vs和栅极电压Vg。因此，该控制单元20a可更快地控制栅极电压Vg。
图9是在图5中示出的控制单元20a的另一示范实施例的示意性电路图。
参照图9，反馈单元21b包括比较器211b和电压减法单元214。根据至少此示范实施例的反馈单元21b与图6的反馈单元21a类似，从而在此将省略其重复部分的描述。在图9中，反馈单元21b包括电压减法单元214而不是图6中的反馈单元21a的电压加法单元212。
电压减法单元214接收栅极电压Vg和临界电压VGL。电压减法单元214从栅极电压Vg中减去临界电压VGL以输出减法电压。可基于开关设备10的电流-电压特性来对临界电压VGL进行给定、期望和/或预定。
比较器211b经由它的正输入端接收源极电压Vs对并经由它的负输入端接收减法电压。比较器211b将减法电压与源极电压Vs进行比较以生成反馈信号。在一个示例中，当源极电压Vs大于减法电压时比较器211b输出正反馈信号，但是当源极电压Vs小于或等于减法电压时比较器211b输出负反馈信号。
图10是在图5中示出的控制单元20a的另一示范实施例的示意性电路图。
参照图10，反馈单元21b’包括比较器211b、电压减法单元214’和分压单元215。反馈单元21b’与图9的反馈单元21b类似，但是还包括分压单元215。在此将省略对其重复部分的描述。
分压单元215对临界电压VGL进行分压以输出比临界电压VGL低的分压电压。可基于开关设备10的电流-电压特性来对临界电压VGL进行给定、期望或预定。电压减法单元214’从栅极电压Vg中减去分压电压以输出减法电压。
比较器211b经由它的正输入端接收源极电压Vs对并经由它的负输入端接收减法电压。
比较器211b将减法电压与源极电压Vs进行比较以生成反馈信号。在一个示例中，当源极电压Vs大于减法电压时比较器211b输出正反馈信号，但是当源极电压Vs小于或等于减法电压时比较器211b输出负反馈信号。
图11是在图5中示出的控制单元20a的另一示范实施例的示意性电路图。
参照图11，反馈单元21b”包括比较器211b”、电压减法单元214”和第一电阻器R1”到第六电阻器R6”。第三电阻器R3”第四电阻器R4”组成第一分压单元。第五电阻器R5”和第六电阻器R6”组成第二分压单元。第一电阻器R1”和第二电阻器R2”组成第三分压单元。根据至少此示范实施例的反馈单元21b”与图10的反馈单元21b’类似，从而在此将省略其重复部分的描述。
第一分压单元R3”和R4”对临界电压VGL进行分压以生成比临界电压VGL低的第一分压电压。可基于开关设备10的电流-电压特性来对临界电压VGL进行给定、期望或预定。根据第三电阻器R3”和第四电阻器R4”的值来确定第一分压电压。
电压减法单元214”从栅极电压Vg中减去第一分压电压以输出减法电压。
第二分压单元R5”和R6”对减法电压进行分压以生成比减法电压低的第二分压电压。根据第五电阻器R5”和第六电阻器R6”的值来确定第二分压电压。
第三分压单元R1”和R2”对源极电压Vs进行分压以生成比源极电压Vs低的第三分压电压。根据第一电阻器R1”和第二电阻器R2”的值来确定第三分压电压。
比较器211b”经由它的正输入端接收第三分压电压并经由它的负输入端接收第二分压电压。比较器211b”基于在第二分压电压和第三分压电压之间的比较来生成反馈信号。在一个示例中，当第三分压电压大于第二分压电压时比较器211b”输出正反馈信号，但是当第三分压电压小于或等于第二分压电压时比较器211b”输出负反馈信号。
图12是图4的控制单元20的另一示范实施例的示意性框图。
参照图12，控制单元20b包括反馈单元23和驱动单元24。驱动单元24包括电压生成单元241和驱动电压提供单元242。现在将更详细地描述控制单元20b的示例操作。
反馈单元23检测开关设备10的源极电压Vs并基于该源极电压Vs生成反馈信号。反馈单元23向驱动单元24施加反馈信号。反馈信号可以是包括多个脉冲的脉冲信号，当源极电压Vs增加时顺序地接入/断开该多个脉冲信号。
电压生成单元241包括多个电压生成单元(未在图12中示出)以生成具有不同电平的多个电压。驱动电压提供单元242基于来自反馈单元23的反馈信号向开关设备10的栅极施加由电压生成单元241生成的多个电压中的所选择的一个电压。在此示例中，驱动电压可具有多阶波形，其中每阶的宽度和高度中的至少一个基于反馈信号的脉冲而改变。
基于当源极电压Vs增加时顺序地接入/断开的多个脉冲，控制单元20b确定施加与下一电平相应的电压(例如，在具有多阶波形的驱动电压中相对当前阶的下一阶)的时间。从而，可根据源极电压Vs自适应地控制栅极电压Vg的上升时间(增加倾斜度)。因此，可抑制和/或防止在开关设备10的栅极和源极之间的泄漏电流的生成。
图13是在图12中示出的控制单元的示范实施例的更详细的示意性框图。
参照图13，反馈单元23检测源极电压Vs并基于检测的源极电压Vs生成反馈信号。反馈信号可以是N比特脉冲信号(P<0:(N-1)>)。例如，反馈信号可以是包括第一脉冲P0到第六脉冲P5的6比特脉冲信号(P<0:5>)。然而，这仅仅是示例，反馈信号可以是具有变化的数量的比特的脉冲信号。
电压生成单元241包括第一电压生成单元VG1到第六电压生成单元VG6。第一电压生成单元VG1到第六电压生成单元VG6分别生成第一电压V1到第六电压V6。第一电压V1到第六电压V6可具有不同值。例如，第一电压V1可以是大约300V，第二电压V2可以是大约250V，第三电压V3可以是大约200V，第四电压V4可以是大约150V，第五电压V5可以是大约100V并且第六电压V6可以是大约50V。
驱动电压提供单元242包括第一NMOS晶体管MN1到第七NMOS晶体管MN7。第一NMOS晶体管MN1到第六NMOS晶体管MN6的每一个的栅极接收脉冲信号。更详细地，第一NMOS晶体管MN1的栅极接收第六脉冲P5，第二NMOS晶体管MN2的栅极接收第五脉冲P4，第三NMOS晶体管MN3的栅极接收第四脉冲P3，第四NMOS晶体管MN4的栅极接收第三脉冲P2，第五NMOS晶体管MN5的栅极接收第二脉冲P1并且第六NMOS晶体管MN6的栅极接收第一脉冲P0。
第一NMOS晶体管MN1到第六NMOS晶体管MN6的漏极分别与第一电压生成单元VG1到第六电压生成单元VG6相连，以接收第一电压V1到第六电压V6中相应的一个电压。
第一NMOS晶体管MN1到第六NMOS晶体管MN6的源极共同地连接到开关设备10的栅极。
仍参照图13，第七NMOS晶体管MN7具有连接到开关设备10的栅极的漏极、施加了放电信号DIS的栅极和连接到接地端的源极。当放电信号DIS被使能时第七NMOS晶体管MN7被导通，从而向开关设备10的栅极提供接地电压。在这种情况下，栅极电压Vg是地。
图14是在图12中示出的控制单元20b的另一示范实施例的更详细的示意性框图。
参照图14，反馈单元23检测源极电压Vs并基于检测的源极电压Vs生成反馈信号。反馈信号可以是N比特脉冲信号(P<0:(N-1)>)。例如，反馈信号可以是包括第一脉冲P0’到第六脉冲P5’的6比特脉冲信号(P<0:5>)。然而，这仅仅是示例，并且在其他示范实施例中反馈信号可以是具有变化的数量的比特的脉冲信号。
电压生成单元241’包括第一电压生成单元VG1’到第五电压生成单元VG5’。第一电压生成单元VG1’到第五电压生成单元VG5’的每一个生成第一电压V1’到第五电压V5’的相应的一个电压。第一电压V1’到第五电压V5’可具有不同值。例如，第一电压V1’可以是大约250V，第二电压V2’可以是大约200V，第三电压V3’可以是大约150V，第四电压V4’可以是大约100V并且第五电压V5’可以是大约50V’。
驱动电压提供单元242’包括第一NMOS晶体管MN1’到第七NMOS晶体管MN7’。第一NMOS晶体管MN1’到第六NMOS晶体管MN6’的每一个的栅极接收脉冲信号。更详细地，第一NMOS晶体管MN1’的栅极接收第六脉冲P5’，第二NMOS晶体管MN2’的栅极接收第五脉冲P4’，第三NMOS晶体管MN3’的栅极接收第四脉冲P3’，第四NMOS晶体管MN4’的栅极接收第三脉冲P2’，第五NMOS晶体管MN5’的栅极接收第二脉冲P1’并且第六NMOS晶体管MN6’的栅极接收第一脉冲P0’。
第一NMOS晶体管MN1’的漏极接收电源电压Vpp。电源电压Vpp可具有比第一电压V1’高的电压电平。第二NMOS晶体管MN2’到第六NMOS晶体管MN6’的漏极分别与第一电压生成单元VG1’到第五电压生成单元VG5’相连，以接收第一电压V1’到第五电压V5’中相应的一个电压。
第一NMOS晶体管MN1’到第六NMOS晶体管MN6’的源极共同地连接到开关设备10的栅极。
第七NMOS晶体管MN7’具有连接到开关设备10的栅极的漏极、施加了放电信号DIS的栅极和连接到接地端的源极。当放电信号DIS被使能时第七NMOS晶体管MN7’被导通，从而向开关设备10的栅极施加接地电压。在这种情况下，栅极电压Vg是地。
图15是反馈单元23的示范实施例的框图。
参照图15，反馈单元23包括模数转换器(ADC)231和脉冲生成单元232。
ADC 231接收源极电压Vs并将源极电压Vs从模拟值转换为数字值。脉冲生成单元232生成具有N比特(P<0:N-1>)的脉冲信号作为反馈信号，该N比特的每一个根据由ADC 231输出的数字值而被接入/断开。
当生成脉冲信号时，脉冲生成单元232控制包括在脉冲信号中的每个脉冲的宽度与源极电压Vs的倾斜度成反比。例如，如果源极电压Vs增加得相对较慢(如果源极电压Vs的倾斜度相对较小)，则脉冲生成单元232增加脉冲信号的每个脉冲的宽度。结果，栅极电压Vg增加得相对较慢。另一方面，如果源极电压Vs增加得相对较快(如果源极电压Vs的倾斜度相对较大)，则脉冲生成单元232减少脉冲信号的每个脉冲的宽度。在这种情况下，栅极电压Vg增加得相对较快。
图16是图13中示出的控制单元的示范实施例中的源极电压Vs、反馈信号和栅极电压Vg的示例时序图。
参照图13、图15和图16，反馈单元23生成包括第一脉冲P0到第六脉冲P5的6比特脉冲信号(P<0:5>)。
当源极电压Vs增加到给定的、期望的或预定的电平时，脉冲生成单元232生成脉冲信号，该脉冲信号中的第一脉冲P0是逻辑“1”，但是第二脉冲P1到第六脉冲P5是逻辑“0”。在这种情况下，第六NMOS晶体管MN6被导通，而第一NMOS晶体管MN1到第五NMOS晶体管MN5被截止，以便驱动电压提供单元242向开关设备10的栅极施加第六电压V6。如上所述，第六电压V6可以是大约50V。在这种情况下，栅极电压Vg可以是大约50V。
当源极电压Vs进一步增加时，脉冲生成单元232生成脉冲信号，该脉冲信号中的第二脉冲P1是逻辑“1”，但是第一脉冲P0和第三脉冲P2到第六脉冲P5是逻辑“0”。在这种情况下，第五NMOS晶体管MN5被导通，而第一NMOS晶体管MN1到第四NMOS晶体管MN4以及第六NMOS晶体管MN6被截止，以便驱动电压提供单元242向开关设备10的栅极施加第五电压V5。如上所述，第五电压V5可以是大约100V。在这种情况下，栅极电压Vg可以是大约100V。
当源极电压Vs进一步增加时，脉冲生成单元232生成脉冲信号，该脉冲信号中的第三脉冲P2是逻辑“1”，但是第一脉冲P0和第二脉冲P1以及第四脉冲P3到第六脉冲P5是逻辑“0”。在这种情况下，第四NMOS晶体管MN4被导通，而第一NMOS晶体管MN1到第三NMOS晶体管MN3以及第五NMOS晶体管MN5和第六NMOS晶体管MN6被截止，以便驱动电压提供单元242向开关设备10的栅极施加第四电压V4。如上所述，第四电压V4可以是大约150V。在这种情况下，栅极电压Vg可以是大约150V。
当源极电压Vs进一步增加时，脉冲生成单元232生成脉冲信号，该脉冲信号中的第四脉冲P3是逻辑“1”，但是第一脉冲P0到第三脉冲P2以及第五脉冲P4和第六脉冲P5是逻辑“0”。在这种情况下，第三NMOS晶体管MN3被导通，而第一NMOS晶体管MN1和第二NMOS晶体管MN2以及第四NMOS晶体管MN4到第六NMOS晶体管MN6被截止，以便驱动电压提供单元242向开关设备10的栅极施加第三电压V3。如上所述，第三电压V3可以是大约200V。在这种情况下，栅极电压Vg可以是大约200V。
当源极电压Vs进一步增加时，脉冲生成单元232生成脉冲信号，该脉冲信号中的第五脉冲P4是逻辑“1”，但是第一脉冲P0到第四脉冲P3以及第六脉冲P5是逻辑“0”。在这种情况下，第二NMOS晶体管MN2被导通，而第一NMOS晶体管MN1和第三NMOS晶体管MN3到第六NMOS晶体管MN6被截止，以便驱动电压提供单元242向开关设备10的栅极施加第二电压V2。如上所述，第二电压V2可以是大约250V。在这种情况下，栅极电压Vg可以是大约250V。
当源极电压Vs进一步增加时，脉冲生成单元232生成脉冲信号，该脉冲信号中的第六脉冲P5是逻辑“1”，但是第一脉冲P0到第五脉冲P4是逻辑“0”。在这种情况下，第一NMOS晶体管MN1被导通，而第二NMOS晶体管MN2到第六NMOS晶体管MN6被截止，以便驱动电压提供单元242向开关设备10的栅极施加第一电压V1。如上所述，第一电压V1可以是大约300V。在这种情况下，栅极电压Vg可以是大约300V。
根据至少此示范实施例，反馈单元23生成脉冲信号，其中第一脉冲P0到第六脉冲P5随源极电压Vs的增加而改变，并且驱动电压提供单元242向开关设备10的栅极施加与该脉冲信号的逻辑电平相应的电压。在至少此示范实施例中，开关设备10的栅极电压Vg可以是多阶波形，其中电压电平根据源极电压Vs中的变化分阶地增加。
图17是示出在图13中所示的电压生成单元241的示范实施例的电路图。
在图17中，虽然电压生成单元241a包括第一电压生成单元VG1到第六电压生成单元VG6，但是为了说明的方便起见仅示出第一电压生成单元VG1和第二电压生成单元VG2。可以以类似于或基本上类似于第二电压生成单元VG2的方式来实现第三电压生成单元VG3到第六电压生成单元VG6。如下所述的电压生成单元241a的结构仅是示例，并且电压生成单元241的结构不限于此。
第一电压生成单元VG1包括：电荷泵CP；相位控制器PC；第一比较器COM1和第二比较器COM2；第一电阻器R171到第四电阻器R174；第一反相器INV171和第二反相器INV172；第一NMOS晶体管2411、第二NMOS晶体管2412和第三NMOS晶体管2413；以及第一PMOS晶体管2414。第一NMOS晶体管2411可以是高压NMOS晶体管，并且第二NMOS晶体管2412和第三NMOS晶体管2413可以是耗尽型NMOS晶体管。
根据第一电阻器R171和第二电阻器R172的值来分压电源电压Vpp。第一比较器COM1基于在第二电阻器R172处的电压和第一参考电压Vref1之间的比较来生成第一比较信号。当第二电阻器R172处的电压大于第一参考电压Vref1时，第一比较器COM1生成负第一比较信号。当第二电阻器R172处的电压小于或等于第一参考电压Vref1时，第一比较器COM1生成正第一比较信号。
相位控制器PC基于第一比较信号输出控制相位Φ或反相的控制相位Φ’。响应于正第一比较信号，相位控制器PC增加电荷泵CP在其期间被使能的持续时间。响应于负第一比较信号，相位控制器PC减少电荷泵CP在其期间被使能的持续时间。
电荷泵CP基于控制相位Φ或反相的控制相位Φ’生成电源电压Vpp。如果电荷泵CP在其期间被使能的持续时间增加，则电源电压Vpp的电压电平升高。如果当电荷泵CP被使能时的持续时间减少，则电源电压Vpp当电压电平降低。
仍参照图17，根据第三电阻器R173和第四电阻器R174的值来分压第一电压V1。第二比较器COM2基于在第四电阻器R174处的电压和第二参考电压Vref2之间的比较来生成第二比较信号。当第四电阻器R174处的电压大于第二参考电压Vref2时，第二比较器COM2生成正第二比较信号。当第四电阻器R174处的电压小于或等于第二参考电压Vref2时，第二比较器COM2生成负第二比较信号。
第一反相器INV171将第二比较信号反相以生成反相的第二比较信号。第二反相器INV172将第一反相器INV171的输出反相以恢复第二比较信号。第一PMOS晶体管2414根据第一反相器INV171的输出而导通/截止，以向第一节点N1提供电源电压Vpp。第一节点N1处的电压是第一电压V1。在此示例中，因为第一NMOS晶体管2411、第二NMOS晶体管2412和第三NMOS晶体管2413能够承受比较高的电压，所以可以使在较低电压处操作的第一反相器INV171和第二反相器INV172以及第二比较器COM2免受电源电压Vpp的侵害。
第二电压生成单元VG2包括：第三比较器COM3；第五电阻器R175和第六电阻器R176；第三反相器INV173和第四反相器INV174；第四NMOS晶体管2415、第五NMOS晶体管2416、第六NMOS晶体管2417和第七NMOS晶体管2419；以及第二PMOS晶体管2418。第四NMOS晶体管2415和第七NMOS晶体管2419可以是高压NMOS晶体管，而第五NMOS晶体管2416和第六NMOS晶体管2417可以是耗尽型NMOS晶体管。
根据第五电阻器R175和第六电阻器R176的值来分压第二电压V2。第三比较器COM3基于在第六电阻器R176处的电压和第三参考电压Vref3之间的比较来生成第三比较信号。
当第六电阻器R176处的电压大于第三参考电压Vref1时，第三比较器COM3生成正第三比较信号。当第六电阻器R176处的电压小于或等于第三参考电压Vref1时，第三比较器COM3生成负第三比较信号。
第三反相器INV173将第三比较信号反相以生成反相的第三比较信号。第四反相器INV174将第三反相器INV173的输出反相以恢复第三比较信号。第二PMOS晶体管2418根据第三反相器INV173的输出而导通/截止，以选择性地向第二节点N2提供电源电压Vpp。第七NMOS晶体管2419根据第二节点N2的电压而导通/截止，以选择性地向第二电压V2的端子提供电源电压Vpp。在此示例中，因为第四NMOS晶体管2415、第五NMOS晶体管2416和第六NMOS晶体管2417能够承受比较高的电压，所以可以使在较低电压处操作的第三反相器INV173和第四反相器INV174以及第三比较器COM3免受电源电压Vpp的侵害。
图18是示出在图13中所示的电压生成单元241的另一示范实施例的电路图。
参照图18，电压生成单元241b包括：电荷泵CP；相位控制器PC；第一比较器COM1；第一电阻器R171和第二电阻器R172；以及第一无源设备Z1到第六无源设备Z6。根据至少此示范实施例的电压生成单元241b有点类似于图17中示出的电压生成单元241a。从而，在此将省略对其重复部分的描述。将在下面描述的电压生成单元241b的结构仅是示范实施例，并且电压生成单元241b的结构不限于此。
通过第一无源设备Z1到第六无源设备Z6来对由电荷泵CP生成的电源电压Vpp进行分压，以生成第一电压V1到第六电压V6。根据第一无源设备Z1到第六无源设备Z6的阻抗来确定第一电压V1到第六电压V6。从而，可通过改变第一无源设备Z1到第六无源设备Z6的阻抗来调节和/或改变第一电压V1到第六电压V6。
图19示出包括根据示范实施例的电力设备的电动车辆。
参照图19，电动车辆1900包括电池充电器1902，被配置为插入传统的壁装电源插座(例如，120V插座)以对电池1904进行充电。电池1904提供电力以驱动车辆1900的车轮。
更详细地，电池1904向升压变换器1906提供电源电压。升压变换器1906被配置为当电动车辆需要比能够由电池1904施加的电压更高的操作电压时、将来自电池1904的输入电压进行逐步升压(step-up)。升压变换器1906将被逐步升压的电压输出给逆变器1908。
逆变器1908被配置为将来自升压变换器1906的直流电(DC)转换为交流电(AC)以提供用于车辆牵引电动机和/或发电器的阶段电力(phasedpower)。逆变器1908向电动机1910输出AC电力。
电动机1910使用来自逆变器1908的电力来驱动电动车辆1900的车轮。
对于图19中示出的电动车辆1900，如上所述的关于图1-图18的电力设备可被用作升压变换器1906和/或逆变器1908，或用作升压变换器1906和/或逆变器1908的组件。
图20示出包括根据示范实施例的电力设备的电动设备。
参照图20，电动设备2000包括电池充电器2010、电池2020、电力设备2030和电路2040。可以基本上类似于图19中示出的电池充电器1902和电池1904来实现电池充电器2010和电池2020。
更详细地，电池2020向电力设备2030提供电源电压。电力设备2030通过对来自电池的电源电压进行上变换、下变化以及反相中的至少一个来生成电源电压。该电力设备2030可包括先前关于图1-图18描述的电力设备作为组件。电路接收电源电压并根据电源电压进行操作。
清楚地是，在此描述的示范实施例应该被认为仅是描述性的，而非为了限制的目的。在每个示范实施例中的特征或方面的描述应该典型地被认为对在其他示范实施例中的其他相似特征或方面是可用的。

Claims (26)

1.一种电力设备，包括：
开关设备，具有控制端和输出端；以及
控制单元，被配置为对驱动电压达到目标电平所需的上升时间进行控制，使得在控制端和输出端之间的电压被保持为小于或等于临界电压,
其中，当在控制端和输出端之间的电压大于临界电压时，在控制端和输出端之间生成泄漏电流，以及
所述驱动电压是用于控制开关设备的电压，
其中，所述控制单元被配置为基于输出端处的电压来控制驱动电压的上升时间。
2.如权利要求1所述的电力设备，其中，所述控制单元被配置为基于输出端处的电压来增加驱动电压的上升时间。
3.如权利要求1所述的电力设备，其中，所述控制单元包括：
反馈单元，被配置为基于在输出端处的电压和驱动电压之间的差值来生成反馈信号；以及
驱动单元，被配置为基于反馈信号选择性地向控制端施加驱动电压。
4.如权利要求3所述的电力设备，其中，所述驱动单元包括：
电源电压提供单元，被配置为基于反馈信号向第一节点提供电源电压；以及
驱动电压提供单元，被配置为基于从外部源接收的控制信号向控制端施加第一节点处的电压和接地电压中的一个。
5.如权利要求4所述的电力设备，其中，所述反馈单元被配置为提供正反馈信号以减少驱动电压的上升时间以及提供负反馈信号以增加驱动电压的上升时间。
6.如权利要求5所述的电力设备，其中，所述电源电压提供单元被配置为：当正反馈信号被提供时向第一节点提供电源电压，而当负反馈信号被提供时不向第一节点提供电源电压。
7.如权利要求3所述的电力设备，其中，所述反馈单元包括：
电压加法单元，被配置为将输出端处的电压加上临界电压以生成总量电压；以及
比较器，被配置为基于在总量电压以及驱动电压之间的比较来生成反馈信号，
其中当总量电压大于驱动电压时所述比较器生成正反馈信号，以及
当总量电压小于或等于驱动电压时所述比较器生成负反馈信号。
8.如权利要求3所述的电力设备，其中，所述反馈单元包括：
分压单元，被配置为通过对临界电压进行分压来生成分压电压，所述分压电压具有小于临界电压的电压电平；
电压加法单元，被配置为将输出端处的电压加上分压电压以生成总量电压；以及
比较器，被配置为基于在总量电压以及驱动电压之间的比较来生成反馈信号，
其中，当总量电压大于驱动电压时所述比较器生成正反馈信号，以及
当总量电压小于或等于驱动电压时所述比较器生成负反馈信号。
9.如权利要求3所述的电力设备，其中，所述反馈单元包括：
第一分压单元，被配置为通过对临界电压进行分压来生成第一分压电压，所述第一分压电压具有小于临界电压的电压电平；
电压加法单元，被配置为将输出端处的电压加上第一分压电压以生成总量电压；
第二分压单元，被配置为通过对总量电压进行分压来生成第二分压电压，所述第二分压电压具有小于总量电压的电压电平；
第三分压单元，被配置为通过对驱动电压进行分压来生成第三分压电压，所述第三分压电压具有小于驱动电压的电压电平；
比较器，被配置为基于在第二分压电压和第三分压电压之间的比较来生成反馈信号，
其中，当第二分压电压大于第三分压电压时所述比较器生成正反馈信号，以及
当第二分压电压小于或等于第三分压电压时所述比较器生成负反馈信号。
10.如权利要求3所述的电力设备，其中，所述反馈单元包括：
电压减法单元，被配置为从驱动电压中减去临界电压以生成减法电压；以及
比较器，被配置为基于在减法电压以及输出端处的电压之间的比较来生成反馈信号，
其中，当输出端处的电压大于减法电压时所述比较器生成正反馈信号，以及
当输出端处的电压小于或等于减法电压时所述比较器生成负反馈信号。
11.如权利要求3所述的电力设备，其中，所述反馈单元包括：
分压单元，被配置为通过对临界电压进行分压来生成分压电压，所述分压电压具有小于临界电压的电压电平；
电压减法单元，被配置为从驱动电压中减去分压电压以生成减法电压；以及
比较器，被配置为基于在减法电压以及输出端处的电压之间的比较来生成反馈信号，
其中，当输出端处的电压大于减法电压时所述比较器生成正反馈信号，以及
当输出端处的电压小于或等于减法电压时所述比较器生成负反馈信号。
12.如权利要求3所述的电力设备，其中，所述反馈单元包括：
第一分压单元，被配置为通过对临界电压进行分压来生成第一分压电压，所述第一分压电压具有小于临界电压的电压电平；
电压减法单元，被配置为从驱动电压中减去第一分压电压以生成减法电压；
第二分压单元，被配置为通过对减法电压进行分压来生成第二分压电压，所述第二分压电压具有小于减法电压的电压电平；以及
第三分压单元，被配置为通过对输出端处的电压进行分压来生成第三分压电压，所述第三分压电压具有小于输出端处的电压的电压电平；以及
比较器，被配置为基于在第二分压电压和第三分压电压之间的比较来生成反馈信号，
其中，当第三分压电压大于第二分压电压时所述比较器生成正反馈信号，以及
当第三分压电压小于或等于第二分压电压时所述比较器生成负反馈信号。
13.如权利要求1所述的电力设备，其中，所述控制单元包括：
反馈单元，被配置为基于输出端处的电压生成反馈信号；以及
驱动单元，被配置为基于反馈信号向控制端提供驱动电压，所述驱动电压具有多阶波形，其中每阶的宽度和高度中的至少一个发生变化。
14.如权利要求13所述的电力设备，其中，所述反馈信号是具有多个脉冲的脉冲信号，当输出端处的电压增加时顺序地接入和/或断开该多个脉冲信号。
15.如权利要求14所述的电力设备，其中，所述多个脉冲确定与多阶波形的下一阶相应的电压被施加到控制端的时间。
16.如权利要求13所述的电力设备，其中，所述反馈单元包括：
模数转换器，被配置为将输出端处的电压从模拟值转换为数字值；以及
脉冲生成单元，被配置为生成包括多个脉冲的脉冲信号，所述多个脉冲中的每个根据数字值而被接入/断开。
17.如权利要求16所述的电力设备，其中，所述脉冲生成单元被配置为控制多个脉冲中的每个的脉冲宽度与输出端处的电压的倾斜度成反比。
18.如权利要求13所述的电力设备，其中，所述驱动单元包括：
多个电压生成单元，被配置为生成不同电平的电压；以及
驱动电压提供单元，被配置为基于反馈信号向控制端提供由多个电压生成单元中的一个生成的电压作为驱动电压。
19.如权利要求18所述的电力设备，其中，所述驱动电压提供单元包括：
分别连接到多个电压生成单元的多个开关，所述多个开关中的每个基于反馈信号而被导通/截止。
20.如权利要求1所述的电力设备，其中，所述开关设备包括：
具有栅极、源极和漏极的晶体管，其中所述控制端与栅极相应，以及
所述输出端与源极相应。
21.如权利要求20所述的电力设备，其中，所述晶体管是高电子迁移率晶体管HEMT以及由氮化镓GaN和碳化硅SiC中的一个形成的异质结型场效应晶体管HFET中的一个。
22.一种包含电子组件的车辆，该电子组件包括权利要求1的电力设备，
其中，所述电力设备被配置为通过对来自电池的供电电压进行上变换、下变换和反相中的至少一个来生成电源电压；以及
所述电力设备包括电动机，该电动机被配置为根据电源电压来驱动所述车辆。
23.一种包含权利要求1的电力设备的电动设备，
其中，所述电力设备被配置为通过对供电电压进行上变换、下变换和反相中的至少一个来生成电源电压；以及
所述电力设备包括电路，该电路被配置为接收电源电压并根据所述电源电压来进行操作。
24.一种栅极驱动电路，包括：
反馈单元，被配置为基于晶体管的源极电压来生成反馈信号以控制栅极驱动电压；以及
栅极驱动单元，被配置为基于反馈信号对栅极驱动电压达到目标电平所需的上升时间进行控制，以使得在晶体管的栅极和源极之间的电压被保持为小于或等于临界电压；其中
当在栅极和源极之间的电压大于临界电压时，在栅极和源极之间生成泄漏电流。
25.如权利要求24所述的栅极驱动电路，其中，所述栅极驱动单元基于反馈信号来选择性地向栅极提供栅极驱动电压。
26.如权利要求24所述的栅极驱动电路，其中，所述栅极驱动单元被配置为基于反馈信号向栅极施加栅极驱动电压，所述驱动电压具有多阶波形，其中每阶的宽度和高度中的至少一个发生变化。
CN201110097514.XA 2010-05-04 2011-04-19 驱动电路、电力设备以及包括其的电动设备 Active CN102237793B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020100042084A KR101675562B1 (ko) 2010-05-04 2010-05-04 전원 장치
KR42084/10 2010-05-04

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102237793A CN102237793A (zh) 2011-11-09
CN102237793B true CN102237793B (zh) 2015-04-08

Family

ID=44310037

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201110097514.XA Active CN102237793B (zh) 2010-05-04 2011-04-19 驱动电路、电力设备以及包括其的电动设备

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8564234B2 (zh)
EP (1) EP2385628A3 (zh)
JP (1) JP5840858B2 (zh)
KR (1) KR101675562B1 (zh)
CN (1) CN102237793B (zh)

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101675562B1 (ko) 2010-05-04 2016-11-11 삼성전자주식회사 전원 장치
KR101675561B1 (ko) * 2010-05-04 2016-11-15 삼성전자주식회사 전원 장치
WO2013108064A1 (en) * 2012-01-20 2013-07-25 Freescale Semiconductor, Inc. Over-current protection device
KR102005450B1 (ko) * 2012-03-14 2019-07-30 삼성전자주식회사 누설전류 보호회로가 구비된 파워모듈
US8878601B2 (en) 2012-05-31 2014-11-04 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Power supply circuit with positive and negative feedback loops
CN103217615B (zh) * 2013-03-27 2015-03-25 上海贝岭股份有限公司 一种输出短路检测电路
ITUB20160122A1 (it) * 2016-01-29 2017-07-29 St Microelectronics Srl Circuito di pilotaggio per un transistor di potenza a effetto di campo, relativo sistema e circuito integrato
US10158355B2 (en) * 2016-12-20 2018-12-18 Raytheon Company System and method for inrush current control for power sources using non-linear algorithm
CN107749712B (zh) * 2017-11-24 2019-01-04 戴金燕 电动汽车电压自动调节电路
CN107885265B (zh) * 2017-11-24 2019-11-26 芜湖瑞来电子科技有限公司 电动汽车动力电压自动调控电路
CN108039875A (zh) * 2017-11-29 2018-05-15 青岛海尔科技有限公司 一种冰箱用臭氧发生器的控制电路
CN110071620B (zh) 2019-04-16 2021-08-20 华为技术有限公司 一种控制电路、电压源电路、驱动装置和驱动方法
CN113114133A (zh) * 2021-03-17 2021-07-13 中国电子科技集团公司第二十九研究所 一种高速高驱动能力的电源调制电路

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6459321B1 (en) * 2001-06-28 2002-10-01 Linear Technology Corporation Gate protection clamping circuits and techniques with controlled output discharge current
CN1691479A (zh) * 2004-04-28 2005-11-02 松下电器产业株式会社 开关电源电路
US7342447B2 (en) * 2005-05-09 2008-03-11 Texas Instruments Incorporated Systems and methods for driving an output transistor
CN101154799A (zh) * 2006-09-27 2008-04-02 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 泄漏电流防护电路
CN101207378A (zh) * 2006-12-22 2008-06-25 快捷半导体有限公司 双向信号接口及相关系统和方法

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3089873B2 (ja) * 1993-01-13 2000-09-18 富士電機株式会社 出力回路
US5483179A (en) * 1994-04-20 1996-01-09 International Business Machines Corporation Data output drivers with pull-up devices
US5872477A (en) 1997-06-13 1999-02-16 Vtc Inc. Multiplexer with CMOS break-before-make circuit
US6114895A (en) 1997-10-29 2000-09-05 Agilent Technologies Integrated circuit assembly having output pads with application specific characteristics and method of operation
US6400177B1 (en) 2000-01-25 2002-06-04 Matsushita Electric Industrial Co. Output driver and method for meeting specified output impedance and current characteristics
IT1318794B1 (it) 2000-08-29 2003-09-10 St Microelectronics Srl Circuito per il pilotaggio di un interruttore di potenza.
US6307409B1 (en) 2000-12-08 2001-10-23 Micrel, Incorporated Gate driver circuit for high and low side switches with primary and secondary shoot-through protection
US6917227B1 (en) 2001-05-04 2005-07-12 Ixys Corporation Efficient gate driver for power device
JP4539001B2 (ja) 2001-08-31 2010-09-08 株式会社デンソー パワーｍｏｓトランジスタの制御装置
US6545513B2 (en) 2001-05-17 2003-04-08 Denso Corporation Electric load drive apparatus
DE10212863B4 (de) 2002-03-22 2006-06-08 Siemens Ag Ansteuerschaltung für einen Sperrschicht-Feldeffekttransistor
US7196890B2 (en) * 2004-11-12 2007-03-27 Texas Instruments Incorporated Electrostatic discharge protection power rail clamp with feedback-enhanced triggering and conditioning circuitry
US7123060B1 (en) 2005-03-31 2006-10-17 Aimtron Technology Corp. Drive circuit for a switching element
KR101124665B1 (ko) * 2005-07-08 2012-03-28 삼성전자주식회사 누설전류 측정회로 및 누설전류 비교회로
US8809907B2 (en) 2006-03-14 2014-08-19 Northrop Grumman Systems Corporation Leakage barrier for GaN based HEMT active device
US7786759B2 (en) 2006-12-22 2010-08-31 Fairchild Semiconductor Corporation Bidirectional signal interface and related system and method
US7782118B2 (en) 2007-04-30 2010-08-24 Northrop Grumman Systems Corporation Gate drive for wide bandgap semiconductor device
JP2009055078A (ja) * 2007-08-23 2009-03-12 Sanken Electric Co Ltd 負荷駆動回路
JP5119894B2 (ja) * 2007-12-06 2013-01-16 富士電機株式会社 ドライバ回路
JP2010051165A (ja) * 2008-07-24 2010-03-04 Panasonic Corp 半導体装置のゲート駆動回路及びそれを用いた電力変換装置
JP5407510B2 (ja) * 2008-08-29 2014-02-05 株式会社リコー 定電圧回路装置
KR101675562B1 (ko) 2010-05-04 2016-11-11 삼성전자주식회사 전원 장치

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6459321B1 (en) * 2001-06-28 2002-10-01 Linear Technology Corporation Gate protection clamping circuits and techniques with controlled output discharge current
CN1691479A (zh) * 2004-04-28 2005-11-02 松下电器产业株式会社 开关电源电路
US7342447B2 (en) * 2005-05-09 2008-03-11 Texas Instruments Incorporated Systems and methods for driving an output transistor
CN101154799A (zh) * 2006-09-27 2008-04-02 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 泄漏电流防护电路
CN101207378A (zh) * 2006-12-22 2008-06-25 快捷半导体有限公司 双向信号接口及相关系统和方法

Also Published As

Publication number Publication date
KR20110122526A (ko) 2011-11-10
JP5840858B2 (ja) 2016-01-06
EP2385628A2 (en) 2011-11-09
US20110273116A1 (en) 2011-11-10
JP2011239666A (ja) 2011-11-24
CN102237793A (zh) 2011-11-09
EP2385628A3 (en) 2013-12-18
US8564234B2 (en) 2013-10-22
KR101675562B1 (ko) 2016-11-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102237793B (zh) 驱动电路、电力设备以及包括其的电动设备
US10404175B2 (en) Converter topology with adaptive power path architecture
US10050515B1 (en) Voltage control of flying capacitor in adaptive multilevel converters
CN110365208B (zh) 高效降压-升压电荷泵及其方法
US10554128B2 (en) Multi-level boost converter
CN101369775B (zh) 电荷泵dc到dc转换器电路和方法
CN102077449B (zh) 电压转换器
US8638080B2 (en) Circuits and methods for controlling PWM input of driver circuit
US8558584B2 (en) System and method for bootstrapping a switch driver
US8754675B2 (en) System and method for driving a switch
CN105553007A (zh) 一种升降压电池充电电路及其控制电路和控制方法
CN104218803A (zh) 一种自举电压充电电路和电压转换电路
US10581312B2 (en) Multilevel converter using node voltage track and control
CN103066823B (zh) 一种开关电源控制器和控制方法
US8310281B2 (en) System and method for driving a cascode switch
CN104065263A (zh) 电压转换电路
CN106877428B (zh) 电源管理电路和方法
CN102280992B (zh) 驱动电路、电源设备和包括其的电设备
US8497719B2 (en) Slew rate PWM controlled charge pump for limited in-rush current switch driving
JP2018007386A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータおよび電源装置
US20210328514A1 (en) Dual dc-dc converter
CN108306506A (zh) 一种直流-直流转换电路
CN105917564B (zh) 用于操作开关调节器的电路和方法
CN110224576B (zh) 切换式电源转换装置及其中的多阶切换式电源供应电路
US20150188404A1 (en) Power supply and gate driver therein

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant