CN108306506A - 一种直流-直流转换电路 - Google Patents

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陆军
陆嘉伟
吴匀
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    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel

Abstract

本发明公开了一种直流‑直流转换电路，包括：第一电容器，所述第一电容器的一端与输入电压的第一端电连接，所述第一电容器的另一端与输入电压的第二端电连接；第二电容器，所述第二电容器的一端与输出电压的第一端电连接，所述第二电容器的另一端与输出电压的第二端电连接；第一开关至第四开关；第五开关元件，所述第五开关元件的源极和漏极电连接在所述输入电压的第一端与所述输出电压的第一端之间；以及电感，所述电感的一端电连接到第一节点，所述电感的另一端电连接到第二节点。

Description

一种直流-直流转换电路
技术领域
本发明涉及电源控制技术领域，尤其涉及一种直流-直流转换电路。
背景技术
开关电源通过控制开关闭合和断开的时间比率，来维持稳定输出电压。DC/DC转换电路即直流-直流转换电路是一种将直流输入电压有效地转换成固定的直流输出电压的电压变换器。一般而言，DC/DC转换装置分为三类：升压型DC/DC变换器、降压型DC/DC变换器以及升降压型DC/DC变换器，根据需求可采用三类控制。具体而言，利用电容器、电感器的储能的特性，通过可控开关(MOSFET等)进行高频开关的动作，将输入的电能储存在电容器或电感器里，当开关断开时，将电能再释放给负载来提供能量。其输出的功率或电压的能力与占空比、即开关导通时间与整个开关的周期的比值有关。
然而，随着电力电子技术的高速发展，对开关电源提出了更加高频化、高转换效率、高功率密度以及低噪声等要求。
发明内容
针对现有技术中存在的问题，根据本发明的一个实施例，提供一种直流-直流转换电路，包括：
第一电容器，所述第一电容器的一端与输入电压的第一端电连接，所述第一电容器的另一端与输入电压的第二端电连接；
第一开关元件，所述第一开关元件的漏极与所述输入电压的第一端电连接；
第二开关元件，所述第一开关元件的源极通过第一节点电连接到所述第二开关元件的漏极，所述第二开关元件的源极电连接到所述输入电压的第二端；
第二电容器，所述第二电容器的一端与输出电压的第一端电连接，所述第二电容器的另一端与输出电压的第二端电连接；
第三开关元件，所述第三开关元件的源极与所述输出电压的第二端电连接；
第四开关元件，所述第四开关元件的漏极电连接到所述输出电压的第一端，所述第四开关元件的源极通过第二节点电连接到所述第三开关元件的漏极；
第五开关元件，所述第五开关元件的源极和漏极电连接在所述输入电压的第一端与所述输出电压的第一端之间；以及
电感，所述电感的一端电连接到所述第一节点，所述电感的另一端电连接到所述第二节点。
在本发明的一个实施例中，该直流-直流转换电路还包括开关控制部，用于控制第一至第五开关元件的导通和断开。
在本发明的一个实施例中，当输入电压Vin与输出电压Vout满足Vin-Vout≥T1时，其中T1为第一阈值，所述直流-直流转换电路处于降压态，在降压态下，第五开关元件为常关，第四开关元件为常通，第三开关元件为常关。
在本发明的一个实施例中，在所述降压态的一个周期内，具有两个阶段，在第一阶段，所述第一开关元件被关断，第二开关元件导通；在第二阶段所述第一开关元件导通，第二开关元件被关断。
在本发明的一个实施例中，当输入电压Vin与输出电压Vout满足Vout-Vin≥T2时，其中T2为第二阈值，所述直流-直流转换电路处于升压态，在升压态下，第五开关元件为常关，第一开关元件为常通，第二开关元件为常关。
在本发明的一个实施例中，在所述升压态的一个周期内，具有两个阶段，在第一阶段，所述第三开关元件导通，第四开关元件被关断；在第二阶段，所述第三开关元件被关断，第四开关元件导通。
在本发明的一个实施例中，当输入电压Vin与输出电压Vout满足Vout-T2<Vin<Vout+T1时，其中T1为第一阈值，T2为第二阈值，所述直流-直流转换电路处于中间态，在中间态下，第五开关元件为常通，第一开关元件为常关，第二开关元件为常关，第三开关元件为常关，第四开关元件为常关。
在本发明的一个实施例中，第一阈值与第二阈值相等。
在本发明的一个实施例中，第一阈值与第二阈值不相等。
在本发明的一个实施例中，在中间态下，所述输入电压直通到所述输出电压。
在本发明的一个实施例中，所述第五开关元件是P型MOS晶体管。
在本发明的一个实施例中，所述第五开关元件是N型MOS晶体管，所述直流-直流转换电路还包括自举电路。
通过明确定义中间态，使电路中间态电气性能较为明确和简单。而且此时，损耗只是第五开关元件的损耗。因此，即使在中间态存在时间长时，也不会产生模糊动态效应和多余损耗。
附图说明
为了进一步阐明本发明的各实施例的以上和其它优点和特征，将参考附图来呈现本发明的各实施例的更具体的描述。可以理解，这些附图只描绘本发明的典型实施例，因此将不被认为是对其范围的限制。在附图中，为了清楚明了，相同或相应的部件将用相同或类似的标记表示。
图1示出一种四开关的直流-直流转换电路100的示意图。
图2示出对四个开关元件Q1至Q4的控制时序。
图3示出处于降压态的直流-直流转换电路300的电路图。
图4示出处于升压态的直流-直流转换电路400的电路图。
图5示出了在降压态下各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开以及电感L中流过的电流IL的时序图。
图6示出了在升压态下各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开以及电感L中流过的电流IL的时序图。
图7示出了在第一中间态下各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开以及电感L中流过的电流IL的时序图。
图8示出了在第二中间态下各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开以及电感L中流过的电流IL的时序图。
图9示出根据本发明的一个实施例的直流-直流转换电路900。
具体实施方式
在以下的描述中，参考各实施例对本发明进行描述。然而，本领域的技术人员将认识到可在没有一个或多个特定细节的情况下或者与其它替换和/或附加方法、材料或组件一起实施各实施例。在其它情形中，未示出或未详细描述公知的结构、材料或操作以免使本发明的各实施例的诸方面晦涩。类似地，为了解释的目的，阐述了特定数量、材料和配置，以便提供对本发明的实施例的全面理解。然而，本发明可在没有特定细节的情况下实施。此外，应理解附图中示出的各实施例是说明性表示且不一定按比例绘制。
在本说明书中，对“一个实施例”或“该实施例”的引用意味着结合该实施例描述的特定特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施例中。在本说明书各处中出现的短语“在一个实施例中”并不一定全部指代同一实施例。
图1示出一种四开关的直流-直流转换电路100。如图1所示，直流-直流转换电路100包括四个开关元件Q1至Q4、两个电容器C1和C2以及一个电感L。图2示出对四个开关元件Q1至Q4的控制时序。
如图2所示，在t0时刻，闭合开关元件Q1和Q3、且断开开关元件Q2和Q4；在t1时刻，断开开关元件Q1和Q3、且闭合开关元件Q2和Q4；接下来，在t2时刻，进入下一周期，闭合开关元件Q1和Q3、且断开开关元件Q2和Q4。输出电压Vout与输入电压Vin的关系是：Vout＝Vin*D/(1-D)，其中D是开关元件Q1和Q3的占空比。在工作过程中，开关元件Q1和Q3同时工作，开关元件Q2和Q4同时工作，且两组交替导通，结构和控制简单。缺点是四个管子一直工作，损耗大，且共模噪声大。
为了改进对直流-直流转换电路100的控制，可根据输入电压Vin和输出电压Vout的大小关系，将电路100的工作模式分为降压(buck)态、中间态和升压(boost)态。
图3示出处于降压态的直流-直流转换电路300的电路图。如图3所示，在降压态下，开关元件Q4为常通，而开关元件Q3为常关。图4示出处于升压态的直流-直流转换电路400的电路图。如图4所示，在升压态下，开关元件Q1为常通，而开关元件Q2为常关。
图5示出了在降压态下各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开以及电感L中流过的电流IL的时序图。
如图5所示，t0时刻至t2时刻为一个周期，开关元件Q1的占空比为D。当输入电压Vin远远大于输出电压Vout时，即输入电压Vin减去输出电压Vout的差值大于等于第一阈值T1，Vin-Vout≥T1时，直流-直流转换电路处于降压态，在降压态下，开关元件Q4为常通，而开关元件Q3为常关。在t0时刻，开关元件Q1被关断，而开关元件Q2导通，此时，电感L中流过的电流IL开始不断减小。在t1时刻，开关元件Q1转换为导通，而开关元件Q2被关断，电感L中流过的电流IL开始不断增大。在t2时刻，进入下一个周期，开关元件Q1被关断，而开关元件Q2导通，此时，电感L中流过的电流IL开始不断减小。输出电压Vout与输入电压Vin的关系是：Vout＝Vin*D，其中D是开关元件Q1的占空比。
本领域的技术人员可根据实际需要设定第一阈值T1的具体数值。例如，当输出电压Vout为恒定5V时，可将第一阈值T1设定为1V或0.5V。
图6示出了在升压态下各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开以及电感L中流过的电流IL的时序图。
如图6所示，t0时刻至t2时刻为一个周期，开关元件Q3的占空比为D。当输入电压Vin远远小于输出电压Vout时，即输出电压Vout减去输入电压Vin的差值大于等于第二阈值T2，Vout-Vin≥T2时，直流-直流转换电路处于升压态，在升压态下，开关元件Q1为常通，而开关元件Q2为常关。在t0时刻，开关元件Q3导通，而开关元件Q4被关断，此时，电感L中流过的电流IL开始不断增大。在t1时刻，开关元件Q3被关断，而开关元件Q4转换为导通，电感L中流过的电流IL开始不断减小。在t2时刻，进入下一个周期，开关元件Q3导通，而开关元件Q4被关断，此时，电感L中流过的电流IL开始不断增大。输出电压Vout与输入电压Vin的关系是：Vout＝Vin/(1-D)，其中D是开关元件Q3的占空比。
本领域的技术人员可根据实际需要设定第二阈值T2的具体数值。例如，当输出电压Vout为恒定5V时，可将第二阈值T2设定为1V或0.5V。
在本发明的具体实施例中，第二阈值T2可以与第一阈值T1相同，或者第二阈值T2可以与第一阈值T1不同。
另外，上述多个开关元件Q1～Q4可以采用被广泛使用于模拟电路与数字电路的场效晶体管，例如金属-氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)。
当Vin＝Vout或Vin与Vout很接近时，即Vout-T2<Vin<Vout+T1，直流-直流转换电路处于中间态。在本发明的一个实施例中，可以在一个时钟周期内，分为两个过程：分别为buck态和boost态，然后又boost态到buck态。这样实现平滑无缝切换。
图7示出了在第一中间态下各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开以及电感L中流过的电流IL的时序图。
如图7所示，t0时刻至t2时刻为一个周期，开关元件Q2和Q3的最小占空比为Dmin。当输入电压Vin大于等于Vout且两者比较接近时，即Vout≤Vin<Vout+T1时，直流-直流转换电路处于第一中间态，在第一中间态下，一个周期分为两个过程，首先是降压态，然后为升压态。从t0时刻到t1时刻为降压态的一个周期，在降压态下，开关元件Q4为常通，而开关元件Q3为常关，开关元件Q1先被关断然后导通，而开关元件Q2先导通然后被关断，电感L中流过的电流IL先不断减小然后不断增大。从t1时刻到t2时刻为升压态的一个周期，在升压态下，开关元件Q1为常通，而开关元件Q2为常关，开关元件Q3先导通然后被关断，而开关元件Q4先被关断然后导通。从t2时刻开始进入下一个周期，重复从t0时刻到t1时刻的过程。
图8示出了在第二中间态下各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开以及电感L中流过的电流IL的时序图。
如图8所示，t0时刻至t2时刻为一个周期，开关元件Q2和Q3的最小占空比为Dmin。当输入电压Vin小于等于Vout且两者比较接近时，即Vout–T2<Vin≤V out时，直流-直流转换电路处于第二中间态，在第二中间态下，一个周期分为两个过程，首先是降压态，然后为升压态。从t0时刻到t1时刻为升压态的一个周期，在升压态下，开关元件Q1为常通，而开关元件Q2为常关，开关元件Q3先导通然后被关断，而开关元件Q4先被关断然后导通，电感L中流过的电流IL先不断增大然后不断减小。从t1时刻到t2时刻为降压态的一个周期，在降压态下，开关元件Q4为常通，而开关元件Q3为常关，开关元件Q1先被关断然后导通，而开关元件Q2先导通然后被关断。从t2时刻开始进入下一个周期，重复从t0时刻到t2时刻的过程。
上述过程中通过设定Q2、Q3关键参数最小占空比Dmin来定义切换模态等。不过从过程看还是存在中间模糊的动态效应部分，以及当Vin和Vout接近时，还是要通过两个开关元件和电感。同时如果使用过程中Vin和Vout接近的状态持续时间较长时，这种模糊的动态效应部分会一直存在，且控制复杂。
根据上面分析，可以发现在中间态下，存在损耗大以及共模噪声大等问题。尤其是在中间态存在时间长时，存在模糊动态效应和多余损耗问题。
为了解决中间态下存在的问题，本发明提出一种新型直流-直流转换电路，通过增加第五开关元件，改进了电路从降压态过度到中间态，然后再过度到升压态的无缝切换，确定中间态电路状态，以及同时保证中间态时电路损耗小。
图9示出根据本发明的一个实施例的直流-直流转换电路900。如图9所示，直流-直流转换电路900包括四个开关元件Q1至Q4、第五开关Q5、第一电容器C1和第二电容器C2以及一个电感L。直流-直流转换电路900还可包括开关控制部(未示出)，用于控制四个开关元件Q1至Q4以及第五开关Q5的导通和断开。
具体而言，输入电压Vin的第一端与第一电容器C1的一端电连接，输入电压Vin的第二端与第一电容器C1的另一端电连接。输入电压Vin的第一端还与开关元件Q1的漏极电连接，开关元件Q1的源极通过第一节点N1电连接到开关元件Q2的漏极，开关元件Q2的源极电连接到输入电压的第二端。输出电压Vout的第一端与第二电容器C2的一端电连接，输出电压Vout的第二端与第二电容器C2的另一端电连接。输出电压Vout的第一端还与开关元件Q4的漏极电连接，开关元件Q4的源极通过第二节点N2电连接到开关元件Q3的漏极，开关元件Q3的源极电连接到输出电压的第二端。输入电压Vin的第二端直接电连接到输出电压Vout的第二端。
在图9所示的示例中，开关元件Q5是P型MOS晶体管，其源极电连接到输入电压Vin的第一端，其漏极电连接到输出电压Vout的第一端。
然而，本领域的技术人员应该意识到，在本发明的其它实施例中，开关元件Q5可以是N型MOS晶体管，其源极和漏极跨接在输入电压Vin的第一端与输出电压Vout的第一端之间。为了驱动开关元件Q5，还可以在电路中增加自举电路。
开关控制部根据预定的时序控制开关Q1至Q5的导通和断开。
具体而言，当输入电压Vin远远大于输出电压Vout时，即输入电压Vin减去输出电压Vout的差值大于等于第一阈值T1，Vin-Vout≥T1时，直流-直流转换电路处于降压态，在降压态下，开关元件Q5为常关，开关元件Q1至Q4的控制与图5所示的降压态时序图类似，即，开关元件Q4为常通，而开关元件Q3为常关，在t0时刻，开关元件Q1被关断，而开关元件Q2导通，此时，电感L中流过的电流IL开始不断减小；在t1时刻，开关元件Q1转换为导通，而开关元件Q2被关断，电感L中流过的电流IL开始不断增大；在t2时刻，进入下一个周期，重复从t0时刻到t2时刻的过程。
同样，本领域的技术人员可根据实际需要设定第一阈值T1的具体数值。例如，当输出电压Vout为恒定5V时，可将第一阈值T1设定为1V或0.5V。
当输入电压Vin远远小于输出电压Vout时，即输出电压Vout减去输入电压Vin的差值大于等于第二阈值T2，Vout-Vin≥T2时，直流-直流转换电路处于升压态，在升压态下，开关元件Q5为常关，开关元件Q1至Q4的控制与图6所示的升压态时序图类似，即，开关元件Q1为常通，而开关元件Q2为常关，在t0时刻，开关元件Q3导通，而开关元件Q4被关断，此时，电感L中流过的电流IL开始不断增大；在t1时刻，开关元件Q3被关断，而开关元件Q4转换为导通，电感L中流过的电流IL开始不断减小；在t2时刻，进入下一个周期，重复从t0时刻到t2时刻的过程。
同样，本领域的技术人员可根据实际需要设定第二阈值T2的具体数值。例如，当输出电压Vout为恒定5V时，可将第二阈值T2设定为1V或0.5V。
在本发明的具体实施例中，第二阈值T2可以与第一阈值T1相同，或者第二阈值T2可以与第一阈值T1不同。
当Vin＝Vout或Vin与Vout很接近时，即Vout-T2<Vin<Vout+T1，直流-直流转换电路处于中间态。在中间态下，开关元件Q5为常通，开关元件Q1至Q4为常关。换言之，通过开关元件Q5绕过开关元件Q1至Q4，使得在输入电压Vin和输出电压Vout接近时，不需要DC-DC转换，输入电压直通到输出电压。通过明确定义中间态，使电路中间态电气性能较为明确和简单。而且此时，损耗只是开关元件Q5的损耗。因此，即使在中间态存在时间长时，也不会产生模糊动态效应和多余损耗。
尽管上文描述了本发明的各实施例，但是，应该理解，它们只是作为示例来呈现的，而不作为限制。对于相关领域的技术人员显而易见的是，可以对其做出各种组合、变型和改变而不背离本发明的精神和范围。因此，此处所公开的本发明的宽度和范围不应被上述所公开的示例性实施例所限制，而应当仅根据所附权利要求书及其等同替换来定义。

Claims (10)

1.一种直流-直流转换电路，包括：
第一电容器，所述第一电容器的一端与输入电压的第一端电连接，所述第一电容器的另一端与输入电压的第二端电连接；
第一开关元件，所述第一开关元件的漏极与所述输入电压的第一端电连接；
第二开关元件，所述第一开关元件的源极通过第一节点电连接到所述第二开关元件的漏极，所述第二开关元件的源极电连接到所述输入电压的第二端；
第二电容器，所述第二电容器的一端与输出电压的第一端电连接，所述第二电容器的另一端与输出电压的第二端电连接；
第三开关元件，所述第三开关元件的源极与所述输出电压的第二端电连接；
第四开关元件，所述第四开关元件的漏极电连接到所述输出电压的第一端，所述第四开关元件的源极通过第二节点电连接到所述第三开关元件的漏极；
第五开关元件，所述第五开关元件的源极和漏极电连接在所述输入电压的第一端与所述输出电压的第一端之间；以及
电感，所述电感的一端电连接到所述第一节点，所述电感的另一端电连接到所述第二节点。
2.如权利要求1所述的直流-直流转换电路，其特征在于，还包括开关控制部，用于控制第一至第五开关元件的导通和断开。
3.如权利要求1所述的直流-直流转换电路，其特征在于，当输入电压Vin与输出电压Vout满足Vin-Vout≥T1时，其中T1为第一阈值，所述直流-直流转换电路处于降压态，在降压态下，第五开关元件为常关，第四开关元件为常通，第三开关元件为常关。
4.如权利要求3所述的直流-直流转换电路，其特征在于，在所述降压态的一个周期内，具有两个阶段，在第一阶段，所述第一开关元件被关断，第二开关元件导通；在第二阶段所述第一开关元件导通，第二开关元件被关断。
5.如权利要求1所述的直流-直流转换电路，其特征在于，当输入电压Vin与输出电压Vout满足Vout-Vin≥T2时，其中T2为第二阈值，所述直流-直流转换电路处于升压态，在升压态下，第五开关元件为常关，第一开关元件为常通，第二开关元件为常关。
6.如权利要求5所述的直流-直流转换电路，其特征在于，在所述升压态的一个周期内，具有两个阶段，在第一阶段，所述第三开关元件导通，第四开关元件被关断；在第二阶段，所述第三开关元件被关断，第四开关元件导通。
7.如权利要求1所述的直流-直流转换电路，其特征在于，当输入电压Vin与输出电压Vout满足Vout-T2<Vin<Vout+T1时，其中T1为第一阈值，T2为第二阈值，所述直流-直流转换电路处于中间态，在中间态下，第五开关元件为常通，第一开关元件为常关，第二开关元件为常关，第三开关元件为常关，第四开关元件为常关。
8.如权利要求7所述的直流-直流转换电路，其特征在于，第一阈值与第二阈值相等或不相等。
9.如权利要求1所述的直流-直流转换电路，其特征在于，所述第五开关元件是P型MOS晶体管。
10.如权利要求1所述的直流-直流转换电路，其特征在于，所述第五开关元件是N型MOS晶体管，所述直流-直流转换电路还包括自举电路。
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