CN102222921A - 基于电容箝位式的三电平铁路功率调节器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于电容箝位式的三电平铁路功率调节器，其由两个单相变压器，两个输出电抗器，一个电容箝位式三电平功率模块和直流侧均压电路组成，两个单相降压变压器原边分别与三相牵引供电系统中的两供电臂连接，两个单相降压变压器副边经输出电抗器与电容箝位式三电平功率模块相连，直流侧采用了一种均压控制电路，通过小容量的开关器件和电感，实现直流侧电容的均压，提高装置的可靠性能，与RPC相比，本发明只需要一对大功率开关臂，两个箝位电容和一组直流侧电容，降低了原来的有源容量成本，在完成同样功能的前提下，减小了补偿系统的硬件成本和复杂度，提高了补偿系统的可靠性。

Description

基于电容箝位式的三电平铁路功率调节器

技术领域

本发明涉及一种铁路功率调节器，特别涉及一种基于电容箝位式三电平结构的铁路功率调节器。

背景技术

高速铁路牵引供电系统由于采用单相供电方式，产生负序电流，给电力系统中的发电、输电和变电设备的运行带来严重危害，例如增加发电机的损耗，降低变压器出力等，严重影响电力系统的安全、高效、经济运行。另外，高速铁路电力机车产生的谐波也降低了其供电系统和上级电力系统的可靠性。因此，必须采取有效措施抑制高速铁路供电系统产生的负序和谐波电流。

针对电气化铁路的负序、谐波问题，国内外学者已进行了一定的研究。采用SVC安装在牵引变压器的两供电臂进行电气化铁路的负序补偿，在牵引变压器容量允许的情况下理论上可将负序完全补偿，但是其动态补偿能力有限且会产生谐波。采取有源滤波器能够实现对电气化铁路的谐波抑制，但不能有效补偿负序电流。为此，一些高压大容量的SATCOM装置被安装在牵引系统的三相高压侧进行负序和谐波的补偿，但其容量大成本高。

由于牵引供电系统是高压大容量系统，现有的开关管的受压范围有限，传统的两电平PWM逆变器依靠单个的开关管显然承受不了直流侧的高压。除了高压缺陷以外，传统两电平逆变器还存在以下问题：1)高频产生很高的dv/dt和浪涌电压，易引起电机绕组绝缘击穿；2)高频开关产生很大的器件电压应力和开关损耗，使效率降低；3)高频开关动作对附近的通讯或其它电子设备产生宽频带的EMI；4)功率因数低。为了解决上述两电平的缺陷，针对铁路供电系统的供电特性，日本学者提出了铁路功率调节器(Railway Static Power Conditioner，RPC)，如图1所示，它包括背靠背结构两三电平电压源变流器和一个共用的直流电容，直流电容给两变流器提供稳定直流电压。两变流器通过输出电抗和单相降压变压器连接到牵引变压器的两个二次侧供电臂。RPC的两变流器可以控制为受控电流源，能够实现两供电臂间有功功率的双向流动，并且能进行谐波抑制和无功补偿。这种结构可以使主电路开关管的电压降低一半，可以使dv/dt降低一半，由于输出多了一个电平，输出电压谐波含量减少。这样有利于采用低压器件实现高压输出，并且各开关器件间没有均压问题存在，减少了产品的设计，提高了设备的可靠性。图1中的铁路功率调节器5包含两个单相降压变压器2，两个输出电抗器4和背靠背结构的两个单相三电平H桥变流器3。然而，这种铁路功率调节器包含16个功率开关器件，功率器件多，成本高，电路复杂。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种结构简单、成本低、可靠性高的基于电容箝位式三电平结构的铁路功率调节器。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种基于电容箝位式的三电平铁路功率调节器，包括两个单相降压变压器、两个输出电抗器，还包括电容箝位式三电平功率模块和直流侧均压电路，两个单相降压变压器原边分别与牵引系统的两供电臂连接，两个单相降压变压器副边经输出电抗器与电容箝位式三电平功率模块相连，所述电容箝位式三电平功率模块包括两个电容箝位式三电平开关臂和至少两个串联电容组成的支路，电容箝位式三电平开关臂与串联电容支路并联；电容箝位式三电平开关臂由四个串联的开关管和一个电容组成，电容与中间两个开关管并联；两单相降压变压器副边非浮地线通过输出电抗器分别与两个电容箝位式三电平开关臂的中点连接，降压变压器浮地与三电平功率模块两电容的中点连接；直流侧均压电路由两个串联的开关管和一个电感组成，直流侧均压电路的开关管串联支路与电容箝位式三电平功率模块并联，直流侧均压电路的电感与电容箝位式三电平功率模块电容串联支路的中点连接。

所述直流侧均压电路开关管和平衡电感的额定电流在三电平开关臂开关管额定电流的5％之内。

本发明采用三电平两桥臂电容箝位式逆变器构成，包含8个开关管和2个箝位电容C_a、C_b替代了图1所示的含有16个开关管和8个功率续流二极管。为了实现直流侧电容电压的均衡，采用了一种直流侧均压电路，由两个容量很小的功率开关和平衡电感组成，成本低，并提高了补偿系统的可靠性。

附图说明

图1为现有铁路功率补偿系统的结构图；

图2为本发明的结构图；

图3为三电平功率变换模块结构图；

图4为本发明的系统控制框图。

其中：

1：Scott牵引变压器；2：单相降压变压器；3：三电平H桥变流器；4：输出电抗器；5：铁路功率调节器RPC；6：电容箝位式三电平功率模块；7：直流侧均压电路；8：三电平逆变器。

具体实施方式

参见图1，图1为普通RPC的结构图。它由单相降压变压器2、三电平H桥变流器3和2个输出电抗器4组成。其中，三电平H桥变流器3由背靠背结构两三电平电压源变流器和一个共用的直流电容组成，直流电容给两变流器提供稳定直流电压。两三电平变流器通过输出电抗和单相降压变压器连接到牵引变压器的两个二次侧供电臂。它包含16个功率开关器件8个功率续流二极管，功率器件多，成本高，电路复杂。

参见图2，图2为本发明的结构图。

本发明的补偿对象为高速铁路供电系统。本发明提出的基于电容箝位式三电平结构的铁路功率调节器由两个单相降压变压器2和三电平逆变器8构成。其中，三电平逆变器8由两个输出电抗器4，电容箝位式三电平功率模块6和直流侧均压电路7组成。

两个单相降压变压器原边分别与牵引供电系统中的两供电臂连接，两个单相降压变压器副边经输出电抗器与电容箝位式三电平功率模块相连，电容箝位式三电平功率模块由两个电容箝位式三电平开关臂和一组串联电容组成，两单相降压变压器副边非浮地线通过输出电抗器分别与两个电容箝位式三电平开关臂的中点连接，降压变压器浮地与三电平功率模块两电容的中点连接。定义图中右端的供电臂为α相，另一臂为β相。

与三电平结构的铁路功率调节器(RPC)比较，本发明用8个开关管和2个箝位电容C_a、C_b替代了图1所示的含有16个开关管和8个功率续流二极管。因此，这种补偿结构更为精简，降低了硬件的成本和复杂度，提高了补偿系统的可靠性，将大大利于该补偿系统的模块化大功率发展。

参见图3，图3为三电平逆变器结构图。该三电平逆变器由两输出电抗器4、电容箝位式三电平功率模块6和直流侧均压电路7组成。图3中，电容箝位式三电平功率模块6由两相三电平开关臂和一组电容组成。其中，电容箝位式三电平功率模块6的a相三电平开关臂由上对开关管T_a1和T_a2，下对开关管T′_a1和T′_a2及箝位电容C_a构成；电容箝位式三电平功率模块6的b相三电平开关臂由上对开关管T_b1和T_b2，下对开关管T′_b1和T′_b2及箝位电容C_b构成；电容箝位式三电平功率模块6的第三臂由电容C₁和C₂组成。直流侧均压电路7由小容量的开关管T₁，T₂和平衡电感L_b构成。

图3中，V_Sa，V_Sb，V_o为三相电源电压；V_a，V_b，V_o为三电平逆变器输出的三相电压；i_ca，i_cb，i_o为三电平逆变器的三相输入电流。用二个输出电感L来抑制过大的电流变化率，直流母线侧的电容C₁和C₂用来获得稳定的直流电压，每个桥臂有4个开关管和一个箝位电容来产生相对于交流电网侧中性点的三电平，交流电网的中间相直接与直流侧两电容的中点相连。功率开关器件的所承受电压为直流母线电压的一半。本发明提出的三相逆变器结构包含8个开关管和2个箝位电容C_a、C_b替代了图1所示的含有16个开关管和8个功率续流二极管的RPC。

假设逆变器所用开关管都工作在理想状态，且飞跨电容的电压等于直流侧电容电压，即V_C1＝V_C2＝V_Ca＝V_Cb＝u_dc/2。每一个三电平开关臂能输出三种电平u_dc/2，0，-u_dc/2。如果开关管T_a1和T_a2开通(组合状态1)，则交流电压V_ao等于u_dc/2，正向输入电流i_ca将向电容C₁充电，由于每个直流侧电容上的电压大于线电压(u_dc/2＞V_Sao和V_Sbo)，输入电流i_ca在这个组合状态是逐渐下降的。如果开关管T_a1和T′_a1开通(组合状态2)或T_a2和T′_a2开通(组合状态3)，则交流电压V_ao等于0。当开关管T_a1和T′_a1开通(组合状态2)时输入电流i_ca向电容C₁充电同时箝位电容C_a放电，开关管T_a2和T′_a2开通(组合状态3)时输入电流i_ca向箝位电容C_a充电同时电容C₂放电。因此有两个冗余的状态(组合状态2和3)可以选择去补偿箝位电容上的电压V_Ca。a开关臂的最后一个开关组合状态是开关管T′_a1和T′_a2开通，此时交流电压V_ao＝-u_dc/2，在这个组合状态逆变器输入电流i_ca逐渐上升，电容C₂放电。同样的分析方法适用于逆变器b开关臂的控制输入电流i_cb和补偿箝位电容C_b电压的工作状态。逆变器开关臂输出状态可以下式表示：

其中，x∈{a，b}，g_x表示开关臂的输出状态。如果假设系统处于理想工作状态，则交流端电压如下：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ao}}=V_a-V_o=g_a*\frac{u_{\mathrm{dc}}}{2}\\ V_{\mathrm{bo}}=V_b-V_o=g_b*\frac{u_{\mathrm{dc}}}{2}\\ V_{\mathrm{ab}}=V_{\mathrm{ao}}-V_{\mathrm{bo}}=(g_a-g_b)*\frac{u_{\mathrm{dc}}}{2}\end{array}\right.---\left(2\right)$

由于两个开关臂的控制是独立的，不会相互各自开关臂的输出电压，故该三电平逆变器共有9种控制状态输出，三相两回路逆变器的开关状态与其输出电压的关系如下表所示：

表1改进三电平逆变器的开关控制表

根据电路图3，有如下电压电流关系：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{Sa}}-V_o-V_{\mathrm{ac}}=V_{\mathrm{Sao}}-V_{\mathrm{ao}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cb}}}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{Sb}}-V_o-V_{\mathrm{bc}}=V_{\mathrm{Sbo}}-V_{\mathrm{bo}}\end{array}\right.---\left(3\right)$

参见图4，图4为本发明系统的控制框图。

针对该三电平铁路功率调节器，为了实现系统有功的转移，无功和谐波电流的补偿，并维持系统安全可靠的运行。本发明的整体控制框图如图4所示，具体方式如下：首先通过电压外环稳压调节，然后将外环输出信号与期望的负序与谐波电流指令信号叠加得到总的电流内环参考信号。电流内环通过采用无差拍控制精确计算出期望的占空比信号，然后采用相应的PWM调制方法驱动开关管以获得期望的电流。由于直流侧是由两个电容串联在一起构成，如果开关管控制上不合理或者没有配合好，则两直流侧电压不相等，这样会引起输出电流的畸变，甚至引起更大的电压不平衡，将会影响装置的安全可靠运行。本发明采用一种直流侧均压电路，由开关管T₁，T₂和平衡电感L_b构成。通过直流侧均压控制器来控制两开关管的导通，以实现直流侧电容电压的均压与平衡。

为了维持直流侧电压的稳定并弥补开关管的损失，一个PI调节器被采用来实现直流侧电压外环的闭环调节：

I_out＝k_P1Δu_dc+K_I1∫Δu_dcdt    (4)

其中，k_P1和k_I1分别为比例和积分系数；Δu_dc＝U_ref-u_dc，U_ref为直流侧电压的参考值，u_dc为直流侧电压的实际值。这样，可以计算得到直流侧电压控制器输出I_out。如果开关管功率损失由各自的开关臂共同承当，则将I_out分别乘以各自牵引臂的同步信号(假设为sinx和siny，由牵引变压器决定)，可得到其相应的调压指令信号：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{da}}=I_{\mathrm{out}}*\sin \left(x\right)\\ i_{\mathrm{db}}=I_{\mathrm{out}}*\sin \left(y\right)\end{array}\right.---\left(5\right)$

根据所采同的牵引系统的结构与补偿原理，假设该三电平功率调节器两开关臂的负序和谐波电流指令信号为

和

则电流内环总的参考信号为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ar}}=i_{\mathrm{ca}}^{*}+i_{\mathrm{da}}\\ i_{\mathrm{br}}=i_{\mathrm{cb}}^{*}+i_{\mathrm{db}}\end{array}\right.---\left(6\right)$

为了实现内环电流的快速跟踪，本发明采用一种无差拍的电流控制方法，能够快速准确跟踪指令电流的能力。根据式(3)式所述的三电平逆变器的电压电流关系，可以得到如下的无差拍公式：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ao}}=d_a\frac{u_{\mathrm{dc}}}{2}=V_{\mathrm{Sao}}-L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{Sao}}-L\frac{i_{\mathrm{ar}}-i_{\mathrm{ca}}}{T}\\ V_{\mathrm{bo}}=d_b\frac{u_{\mathrm{dc}}}{2}=V_{\mathrm{Sbo}}-L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cb}}}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{Sbo}}-L\frac{i_{\mathrm{br}}-i_{\mathrm{cb}}}{T}\end{array}\right.---\left(7\right)$

其中d_a和d_b为两开关臂的占空比信号；T为控制周期。由上式，可以推导出两个开关臂的占空比d_a和d_b的表达式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_a=(V_{\mathrm{Sao}}-L\frac{i_{\mathrm{ar}}-i_{\mathrm{ca}}}{T})\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}},-1<d_a<1\\ d_b=(V_{\mathrm{Sbo}}-L\frac{i_{\mathrm{br}}-i_{\mathrm{cb}}}{T})\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}},-1<d_b<1\end{array}\right.---\left(8\right)$

根据上式的占空比计算公式，通过采用合适的PWM调制方法计算出每个开关管的开关信号。从电容箝位式开关原理的分析可知，假设开关臂输出电流一定时，当功率开关臂要输出零电平时，系统有两种可用的开关状态，但是两种开关状态对箝位电容的充放电效果是相反的，这样就会影响箝位电容的电压，从而影响系统的补偿效果。为了消除这种影响，在输出零电平时，对两种开关状态进行轮换交替，从而实现箝位电容电压的稳态稳定与平衡。

图4中，S_x1和S_x2(x∈[a，b])是三电平开关臂的上对开关管的驱动信号；下对开关管的驱动信号S′_x1和S′_x2分别与对应的上对开关管的驱动信号互补。

由于直流侧是由两个串联的电容组成，则系统直流侧存在一个均压平衡的问题。如果电压不平衡，则会引起逆变器输出电压电流的畸变，影响的补偿效果和可靠性。

为了维持两电容电压的平衡，保证补偿系统的正常稳定运行，本文采用了一种均压电路，并通过闭环控制来调节开关管T₁和T₂的导通实现直流侧电压平衡。通过检测直流侧电容电压差，利用一个低通滤波器(lower pass filter，LPF)滤除交流成分，得到电容电压差的直流成分。然后，通过PI控制器和限幅调节后输出一个值，得到调节直流侧电容电压差的期望电流信号之后与反馈的直流电流信号i_m作差，进行PI控制器调节和限幅后输出直流侧均压电路的占空比信号d_o，最后通过PWM调制得到T₁和T₂的开关驱动信号。当V_C1＞V_C2时，d_o＞0.5，这样使T₁导通时间长，将电容C₁的能量释放到电感，之后转移到C₂，反之亦然。稳态平衡时，则有d_o＝0.5。均压控制方法如图4中所述。通过电流的闭环控制，直流电流i_m不会突变，且电压稳定后，直流电流i_m很小，一般只有几安培，所以均压电路的开关管和平衡电感的容量非常小。这样，通过小容量低成本的均压控制电路，可以实现直流侧电压的稳态平衡，降低了逆变器控制的复杂度，提高了系统的稳定性和可靠性。

Claims (2)

1.一种基于电容箝位式的三电平铁路功率调节器，包括两个单相降压变压器、两个输出电抗器，其特征在于，还包括电容箝位式三电平功率模块和直流侧均压电路，两个单相降压变压器原边分别与牵引系统的两供电臂连接，两个单相降压变压器副边经输出电抗器与电容箝位式三电平功率模块相连，所述电容箝位式三电平功率模块包括两个电容箝位式三电平开关臂和至少两个串联电容组成的支路，电容箝位式三电平开关臂与串联电容支路并联；电容箝位式三电平开关臂由四个串联的开关管和一个电容组成，电容与中间两个开关管并联；两单相降压变压器副边非浮地线通过输出电抗器分别与两个电容箝位式三电平开关臂的中点连接，降压变压器浮地与三电平功率模块两电容的中点连接；直流侧均压电路由两个串联的开关管和一个电感组成，直流侧均压电路的开关管串联支路与电容箝位式三电平功率模块并联，直流侧均压电路的电感与电容箝位式三电平功率模块电容串联支路的中点连接。

2.根据权利要求1所述的基于电容箝位式的三电平铁路功率调节器，其特征在于，所述直流侧均压电路开关管和电感的额定电流在三电平开关臂开关管额定电流的5％之内。

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