CN102170233A - 一种用于高速电磁阀驱动的升压变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于高速电磁阀驱动的升压变换器，属于高速执行器驱动领域，本发明为了克服单电感升压电路以及反激变压器中存在的缺点，结合了单电感升压方式和反激变压器升压方式的优点，采用中间抽头变压器作为升压电感，其升压比、工作频率、电感体积和工作效率都可以得到改善，系统成本可以降低，集成度可以提高，中间抽头变压器升压方式结合了变压器升压和电感升压的优点，特别适合高速电磁阀驱动用的高压产生，其输出电压范围可达到80～150V。

Description

一种用于高速电磁阀驱动的升压变换器

技术领域

本发明涉及一种低阻快速响应电磁阀驱动用升压变换器，属于高速执行器驱动领域，具体来说，是一种可增大输入输出升压倍数、提高升压变换模块功率密度、降低输出电压波动、减小输出电压恢复时间的高速电磁阀驱动用升压变换器。

背景技术

高速电磁阀在现代工业应用越来越广泛，不论是一般工业还是特别领域。一般工业中，高速响应电磁阀对于整个系统的控制精度和速度都有很大影响，电磁阀响应速度越快，系统控制越灵活，整体性能也越好。特别领域中，如汽车工业，高速电磁阀应用更为广泛。电控高压燃油喷射系统，防抱死ABS系统和电子气门系统都对高速电磁阀驱动有很大需求。在电控高压燃油喷射系统中，为了实现灵活精确的预喷射、主喷射、后喷射，甚至是多次喷射的要求，喷油器输出驱动响应时间必须很小。在防抱死ABS系统，高速液压电磁阀响应时间越小，ABS系统响应迟滞越小，性能也就越好。在电子气门系统中，高速电磁阀响应速度越快，进气气流响应也越快，发动机进气效果也越好。因此，高速电磁阀的快速响应对电磁阀的驱动方式和控制方式都带来很大挑战。

为了实现电磁阀在很短的时间内可靠开启和关闭，驱动电压和驱动电流必须比较大，同时为了防止电磁阀过热，电流不能上升的太大，故现有高速电磁阀驱动一般采用双电源的高低端驱动方式(参见申请号为200410033776.X的一种发动机用电磁阀驱动电路与申请号为200510011109.6的集成式双电压电磁阀驱动电路)。其实现方式为：由汽车蓄电池电压或者其他直流电源经直流升压变换得到高压电源部分，目标值一般至少为80V，最大值可达到150V左右。低压电源部分一般直接是汽车蓄电池电压或者其他直流电源。其控制方式采用两段电流方式：电磁阀开启时由高压电源驱动，电磁阀中电流迅速上升，达到峰值目标电流(一般在20A左右)后由低压电源对峰值电流进行调制直到电磁阀完全开启。电磁阀完全开启后，磁隙减小，所需维持开启状态的电磁力减小，采用低压电源对维持电流进行调制(一般在10A左右)，直到全部工作过程结束。其工作电流波形如图1所示，可以看出，在电磁阀开启阶段通过高压驱动、增加电流上升斜率减小了响应时间；同时由于对电磁阀电流进行调制控制，防止了电流持续增大，避免了电磁阀过热。

高速电磁阀采用双电压驱动，其高压电源一般不是单独提供，而是由低压电源经过直流升压变换得到。现阶段广泛采用的升压变换拓扑结构有单电感和反激变压器两种形式。其中，单电感直流升压电路实现，如图2所示，包括输入电源Vi，输入滤波电容Ci，升压电感L，升压控制器IC1，功率开关管M，电流采样电阻Rs，输出二极管D，输出电容Co，输出分压电阻R1和R2。在电流连续情况下，其输入电压Vi与输出电压Vo之间的关系为：Vo＝Vi/(1-D)，其中D为功率开关管控制信号占空比。理论情况下，随着占空比D的值不断接近1，输出电压Vo可以达到任意大的值。但考虑到实际情况，在采用PWM脉宽调制时，信号周期是一定的，占空比越大，开关管打开时间越长，而关断时间则越短。开关管打开时间长，意味着升压电感充电时间过长，磁路容易饱和，线圈会发热，效率会降低；开关管关断时间短，意味着升压电感放电时间短，电流不能下降到初始值，磁路不能复位，电流仍然持续增加最终导致磁路饱和，因此为了保证控制回路的稳定性，单电感的升压变换电路中，占空比一般控制在0.5左右，除非有特殊的补偿电路才允许占空比超过0.5，也即输出输入电压比值一般在2左右。除此之外，由于功率开关管M的漏极直接通过输出二极管D正向端和输出电容Co相连，开关管漏极电压很高，至少为输出二极管D正向压降和输出电压之和，也即功率开关管的漏极反向击穿电压必须至少大于输出电压才能保证对输出电容的充电，因此该升压变换形式对功率开关管漏极反向击穿电压要求很高，至少以输出电压Vo和输出二极管D正向电压压降之和为参考，同时还要保留一定的裕量，这样的高压功率管选择范围很窄，价格也比较高。

采用反激变压器实现直流升压变换的电路，如图3所示，包括输入电源Vi，输入滤波电容Ci，反激变压器T1，升压控制器IC1，功率开关管M，电流采样电阻Rs，输出二极管D，输出电容Co，输出分压电阻R1和R2。在功率开关管导通情况下，其初级线圈相当于电感，电流随导通时间增加而增加，能量存储在电感线圈中，此时次级线圈感应电压使得输出二极管D反向截止；在功率开关管关断情况下，反激变压器T1中的初级线圈和次级线圈以变压器方式工作，能量从初级线圈传到次级线圈，输出二极管D正向导通对输出电容充电。该方式的优点是由于变压器的作用，输出输入电压放大倍数范围增大，可轻易超过2，同时控制信号的占空比调节范围也可以扩大，稳定性有一定的提高。但是，该方式的缺点也是非常明显的，在功率开关管关断瞬间，磁路能量需要从初级传递到次级，变压器的实际磁路有漏磁，漏磁没有泄放通路则会产生很高的感应电压，该电压可能反向击穿功率开关管导致整个电路失效。除此之外，由于存在漏磁现象，该升压电路容易对其他电路造成干扰，电磁兼容性差。因此，反激变压器升压方式对于变压器的绕制工艺和封装有很高的要求，对于功率开关管的反向击穿电压也有较高的要求，至少为额定反向击穿电压的1.5倍以上，故该升压方式也不能很好的满足高速电磁阀驱动的要求。

发明内容

本发明为了克服单电感升压电路以及反激变压器中存在的缺点，结合了单电感升压方式和反激变压器升压方式的优点，采用中间抽头的变压器作为升压电感，提出一种用于高速电磁阀驱动的升压变换器，包括输入电源(Vi)、滤波电容(Ci)、功率开关管(M)、输出二极管(D)、输出电容(Co)、电流采样电阻(Rs)、升压控制器(IC1)、分压电阻(R1)和分压电阻(R2)、中间抽头变压器(T2)；

其中，输入电源(Vi)与滤波电容(Ci)相连，滤波电容(Ci)接地；输入电源(Vi)还与中间轴头变压器(T2)的一端相连，中间轴头变压器的另一端与输出二极管(D)的正端相连，输出二极管(D)的负端与输出电容(Co)相连；第一分压电阻(R1)和第二分压电阻(R2)串联后与输出电容(Co)并联，由输出二极管(D)输出的电压(Vo)经过分压电阻(R1)和(R2)的分压后，得到的反馈电压与升压控制器(IC1)或单片机(IC2)的第一电压反馈端(a)相连；

中间抽头变压器(T2)的抽头端与功率开关管(M)的漏端相连，功率开关管(M)的源端与电流采样电阻(Rs)相连，电流采样电阻(Rs)接地，电流采样电阻(Rs)得到的采样电流转换为电压后与升压控制器(IC1)或单片机(IC2)的第二电压反馈端(b)相连；功率开关管(M)的门端与升压控制器(IC1)或单片机(IC2)输出端(c)相连。

其中，升压控制器IC1为集成电路芯片，具有脉宽调制(PWM)控制、低端电流反馈和输出电压反馈功能。

本发明采用中间抽头变压器的升压变换器，其升压比、工作频率、电感体积和工作效率都可以得到改善，系统成本可以降低，集成度可以提高，中间抽头变压器升压方式结合了变压器升压和电感升压的优点，特别适合高速电磁阀驱动用的高压产生，其输出电压范围可达到80～150V。

本发明的优点在于：

1、本发明采用中间抽头变压器的变比使得电压升压比较大；

2、本发明采用中间抽头变压器，使升压变换器体积小，功率密度大；

3、本发明采用中间抽头变压器使升压变换器电感值小，响应速度快；

4、本发明采用中间抽头变压器使升压变换器漏磁小，电磁兼容性好；

5、本发明中开关管反向击穿电压要求低。

附图说明

图1为高低端双电源电磁阀驱动电路控制电流波形图；

图2为电磁阀驱动用单电感直流升压电路原理图；

图3为电磁阀驱动用反激变压器升压电路原理图；

图4为本发明升压变换器电路原理图；

图5为本发明第二种实施方式电路原理图；

图6为本发明升压变换器与单电感升压电路以及反激变压器升压电路中初级电感峰值电流的对比波形图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明作进一步的详细说明。

本发明一种用于高速电磁阀驱动的升压变换器，如图4所示，包括输入电源Vi、滤波电容Ci、中间抽头变压器T2、功率开关管M、输出二极管D、输出电容Co、电流采样电阻Rs、升压控制器IC1、第一分压电阻R1和第二分压电阻R2。其中，升压控制器IC1为集成电路芯片，具有脉宽调制(PWM)控制、低端电流反馈和输出电压反馈功能。

其中，输入电源Vi与滤波电容Ci相连，滤波电容Ci接地。输入电源Vi还与中间轴头变压器T2的一端相连，所述输入电源Vi也可通过继电器、保险丝或保护开关管与中间抽头变压器T2的输入端连接，由此保证了使用者的用电安全。中间轴头变压器T2的另一端与输出二极管D的正端相连，输出二极管D的负端与输出电容Co相连，电容Co接地。第一分压电阻R1和第二分压电阻R2串联后与输出电容Co并联，由输出二极管D输出的电压Vo经过第一分压电阻R1和第二分压电阻R2的分压后，得到的反馈电压与升压控制器IC1的第一电压反馈端a相连。

中间抽头变压器T2的抽头端与功率开关管M的漏端相连，功率开关管M的源端与电流采样电阻Rs相连，电流采样电阻Rs接地，电流采样电阻Rs得到的采样电流转换为电压后与升压控制器IC1的第二电压反馈端b相连；功率开关管M的门端与控制器输出端c相连。

由于现有的单片机IC2一般具有PWM调制模块、模拟比较器模块以及AD采集模块。因此，如图5所示，本发明升压变换器中的升压控制器IC1可采用单片机来替代，实现PWM调节、电压反馈和电流反馈，从而实现升压控制器IC1的功能。这种方式灵活性更强，通过软件可以实现更多的功能，比如电路保护和检测等。

其中，输入电源Vi与滤波电容Ci相连，电容Ci接地。输入电源Vi还与中间轴头变压器T2的一端相连，中间轴头变压器T2的另一端与输出二极管D的正端相连，输出二极管D的负端与输出电容Co相连，电容Co接地。第一分压电阻R1和第二分压电阻R2串联后与输出电容Co并联，由输出二极管D输出的电压Vo经过第一分压电阻R1和第二分压电阻R2的分压后，得到的反馈电压与单片机IC2的第一电压反馈端a相连。

中间抽头变压器T2的抽头端与功率开关管M的漏端相连，功率开关管M的源端与电流采样电阻Rs相连，电流采样电阻Rs接地，电流采样电阻Rs得到的采样电流转换为电压后与单片机IC2的第二电压反馈端b相连；功率开关管M的门端与控制器输出端c相连。

在功率开关管M打开导通T_on时间内，中间抽头变压器T2左端电压V_p和右端的电压V_s分别为：

V_p＝V_i＝L_p*ΔI_up/T_on            (1)

V_s＝N_s/N_p*V_p                    (2)

其中，N_p为中间轴头变压器T2中初级线圈匝数；N_s为中间轴头变压器T2中次级线圈匝数；ΔI_up为T_on时间内的电流上升值；L_p为初级电感；

此时中间轴头变压器T2中的初级线圈电流随导通时间增加而增加，输出二极管D反向截止不导通。

在开关管关断时间T_off内，整个升压变换器总电感L_total有：

(V_o-V_i)*T_off＝L_total*ΔI_down    (3)

其中，V_o为输出电压，V_i为输入电压；ΔI_down为T_off时间内的电流下降值；

对于中间轴头变压器T2来讲，初级与次级线圈安装匝数N_p与N_s必须保持一定，也即能量必须是连续的，故对功率开关管M关闭时刻有：

I_p初始*N_p+I_s初始*N_s＝I_p关闭*N_p+I_s关闭*N_s    (4)

其中，I_p初始为充电时间结束时刻初级峰值电流，I_p关闭为关闭后初级电流值；I_s初始为充电时间结束时刻次级峰值电流；I_s关闭为关闭后次级电流值；

由于I_s初始＝0，I_p关闭＝I_s关闭＝ΔI_down；因此I_p关闭＝I_s关闭＝ΔI_down＝N_p/(N_p+N_s)*I_p初始；设定匝数比k＝N_s/N_p，由于I_p初始＝ΔI_up，由此可知：

ΔI_down＝ΔI_up/(k+1)        (5)

当电感工作处于连续模式下时，由式(1)得出：

V_i*T_on＝L_p*ΔI_up            (6)

通过式(6)与式(3)相比得到：

$\frac{(V_o-V_i)*T_{\mathrm{off}}}{V_i*T_{\mathrm{on}}}=\frac{L_{\mathrm{total}}*{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{down}}}{L_p*{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{up}}}---\left(7\right)$

由于电感和匝数成平方关系，故可以得到：

L_total＝(k+1)²*L_p           (8)

由此，根据式(5)、(7)和(8)得出：

$\frac{(V_o-V_i)*T_{\mathrm{off}}}{V_{\mathrm{in}}*T_{\mathrm{on}}}=\frac{L_{\mathrm{total}}*{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{down}}}{L_p*{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{up}}}=k+1---\left(9\right)$

而由D＝T_on/(T_on+T_off)，最终可以得出本发明升压变换器的升压比为：

$\frac{V_o}{V_i}=\frac{(k+1)*D}{(1-D)}+1---\left(10\right)$

其中，D为控制信号占空比。

而反激变压器升压电路的升压比为：

$\frac{V_o}{V_i}=\frac{(k+1)*D}{(1-D)}---\left(11\right)$

单电感升压电路的升压比为：

$\frac{V_o}{V_i}=\frac{1}{(1-D)}---\left(12\right)$

通过公式(10)、(11)、(12)可以看出，本发明采用中间轴头变压器T2的升压变换器升压比最大，比反激变压器升压电路还要大1。高速电磁阀驱动电源一般为24V，在同样的占空比D和初级与次级线圈匝数比k情况下，中间抽头变压器T2升压所输出的电压比反激变压器T1升压输出的输出大24V，这对于高速电磁阀需要的高电压冲击是十分有利的，可以更好的加快响应速度。除此之外，由于占空比控制在0.5范围内，整个控制电路的稳定性也得到提高。

在开关管关断时刻，本发明升压变换器，对功率开关管漏端列的电压方程为：

(V_D-V_i)*k＝(V_o+V_diode-V_D)        (13)

得到功率开关管D漏端的反向击穿电压：

$V_D=\frac{V_o+V_{\mathrm{diode}}}{k+1}+\frac{k}{k+1}{V}_i---\left(14\right)$

而反激变压器升压电路中，功率开关管D漏端的反向击穿电压为：

$V_D=\frac{V_o+V_{\mathrm{diode}}}{k}+V_i---\left(15\right)$

在单电感的升压电路中，其功率开关管漏端的反向击穿电压为：

V_D＝V_o+V_diode                    (16)

其中，V_diode为二极管正向压降。

显然，结合公式(14)、(15)、(16)可以看出，本发明采用中间抽头变压器的升压变换器，其功率开关管漏端的反向击穿电压最低，这对于降低开关管的开关应力和降低系统成本非常有好处，可以采用低击穿电压的功率开关管实现较高的升压效果。所述功率开关管D的选择则由式(14)所确定反向击穿电压值来决定，功率开关管漏极反向击穿电压应小于输出电压，一般小于50V。

和反激变压器相比，本发明升压变换器中的中间抽头变压器本质是同一个线圈，磁场紧密耦合程度较好，漏磁现象非常小，漏磁产生的感应电压也较小，电磁兼容性相比反激变压器方式有很大提高，这也是电磁阀驱动系统中非常需要的。

图6为在本发明升压变换器与单电感升压电路以及反激变压器升压电路中，当峰值电感电流相同、电感电流下降关断时间相同时，初级电感峰值电流的对比波形图。从图中可以看出，单电感升压电路与反激变压器升压电路的工作周期s1、s2明显长于中间抽头变压器的升压变换器的工作周期s3，因此，本发明采用中间抽头变压器的升压变换器，工作周期最短，工作频率最高，这对于加快输出电压响应速度是很有利的，也意味着电磁阀工作频率可以进一步提高。

输出二极管D的选择由式(14)确定反向截止电压，电流根据封装和散热条件确定；中间抽头变压器T2的绕制按照普通单电感的绕法即可，但中间轴头变压器T2的初级与次级匝数比k一般不超过9；其余器件的选择按照一般原则即可，不需要特殊考虑。

由此可见，本发明采用中间抽头变压器的升压变换器，其升压比、工作频率、电感体积和工作效率都可以得到改善，系统成本可以降低，集成度可以提高，中间抽头变压器升压方式结合了变压器升压和电感升压的优点，特别适合高速电磁阀驱动用的高压产生，其输出电压范围可达到80～150V。

Claims (7)

1.一种用于高速电磁阀驱动的升压变换器，包括输入电源(Vi)、滤波电容(Ci)、功率开关管(M)、输出二极管(D)、输出电容(Co)、电流采样电阻(Rs)、升压控制器(IC1)、第一分压电阻(R1)和第二分压电阻(R2)；其特征在于：还包括中间抽头变压器(T2)；

其中，输入电源(Vi)与滤波电容(Ci)相连，滤波电容(Ci)接地；输入电源(Vi)还与中间轴头变压器(T2)的一端相连，中间轴头变压器的另一端与输出二极管(D)的正端相连，输出二极管(D)的负端与输出电容(Co)相连；第一分压电阻(R1)和第二分压电阻(R2)串联后与输出电容(Co)并联，由输出二极管(D)输出的电压(Vo)经过第一分压电阻(R1)和第二分压电阻(R2)的分压后，得到的反馈电压与升压控制器(IC1)或单片机(IC2)的第一电压反馈端(a)相连；

中间抽头变压器(T2)的抽头端与功率开关管(M)的漏端相连，功率开关管(M)的源端与电流采样电阻(Rs)相连，电流采样电阻(Rs)接地，电流采样电阻(Rs)得到的采样电流转换为电压后与升压控制器(IC1)或单片机(IC2)的第二电压反馈端(b)相连；功率开关管(M)的门端与升压控制器(IC1)或单片机(IC2)输出端(c)相连。

2.如权利要求1所述一种用于高速电磁阀驱动的升压变换器，其特征在于：所述输入电源(Vi)通过继电器、保险丝或保护开关管与中间抽头变压器(T2)的输入端连接。

3.如权利要求1所述一种用于高速电磁阀驱动的升压变换器，其特征在于：所述升压控制器为集成电路芯片。

4.如权利要求1所述一种用于高速电磁阀驱动的升压变换器，其特征在于：所述单片机具有脉宽调制模块。

5.如权利要求1所述一种用于高速电磁阀驱动的升压变换器，其特征在于：所述功率开关管漏极反向击穿电压V_D小于输出电压V_o。

6.如权利要求1所述一种用于高速电磁阀驱动的升压变换器，其特征在于：所述输出电压的范围在80～150V。

7.如权利要求1所述一种用于高速电磁阀驱动的升压变换器，其特征在于：所述中间轴头变压器(T2)中初级线圈与次级线圈的匝数比k≤9。 

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