CN103715903A - 正向升压型功率转换器和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了正向升压型功率转换器及相关方法。在耦合在第一端子对与第二端子对之间的开关模式功率转换器中，第一电感被耦合到跨越在第一端子对两端的第一电路路径中的第一开关。电容被耦合到第二电路路径中的第二电感和第三电路路径中的所述第一电感。在它们各自的导通周期期间，第一开关将第一电感耦合在第一端子对两端，第二开关完成第二端子对与第二电路路径或第三电路路径中的一者之间的电路，并且第三开关完成第二电路路径和第三电路路径中的另一者。能量传递涉及基本上线性变化的电流和基本上半正弦的电流脉冲这两者。

Description

正向升压型功率转换器和方法

技术领域

本发明一般地涉及开关功率转换器，尤其涉及具有谐振拓扑的频率调制的功率转换器。功率转换器可替换地被称为DC（直流）至DC转换器、DC至AC（交流）转换器、AC至AC转换器、AC至DC转换器、DC或DC至DC调节器、AC或AC至DC调节器、开关模式功率转换器、开关模式调节器或电源等。术语“功率转换器”或“转换器”在这里被用来包括所有这些术语。

背景技术

功率转换器是将在一个电压的电流转换成在另一电压的电流的电路。开关转换器使用一个或多个开关来实现该转换。通过使用开关的恒定“导通”时间并改变开关频率来控制输出电压的转换器被称为频率调制的转换器。谐振转换器是使用处于谐振的感性和容性（LC）电抗元件从输入源向输出传递功率的转换器。

功率转换器的设计目的包括：将从输入至输出的功率转换效率最大化；使部件数量和成本最小化；以及将各种转换器部件上的应力最小化以使可靠性最大化。另一重要设计目的是单调功率转移函数。转移函数将转换器的输出功率与其控制变量相关。对于频率调制的转换器，控制变量是开关频率。

发明内容

根据本公开的一方面，耦合在第一端子对与第二端子对之间的开关模式功率转换器包括：第一电感，耦合到跨越在所述第一端子对两端的第一电路路径中的第一开关，所述第一开关在所述第一开关的导通周期期间将所述第一电感耦合在所述第一端子对两端；电容，耦合到第二电路路径中的第二电感和第三电路路径中的所述第一电感；第二开关和第三开关，所述第二开关在所述第二开关的导通周期期间完成（complete）所述第二端子对与所述第二电路路径和所述第三电路路径中的一者之间的电路，所述第三开关在所述第三开关的导通周期期间完成所述第二电路路径和所述第三电路路径中的另一者。

所述第一端子对和所述第二端子对可以共享公共端子。

在一些实施方式中，所述第一端子对是输入端子对，所述第二端子对是输出端子对，其中所述电容在所述第二开关的导通周期期间将能量传递到所述输出端子对。

所述第一电感可以被耦合到所述电容并在所述第二开关的导通周期期间将能量传递到所述输出端子对。

所述第一电感可以耦合到所述电容并在所述第三开关的导通周期期间将能量传递到所述电容。

在一些实施方式中，所述第一端子对是输出端子对，所述第二端子对是输入端子对，并且所述第一电感在所述第一开关的导通周期期间将能量传递到所述输出端子对。

所述第一电感可以被耦合到所述电容并在所述第二开关的导通周期期间存储来自所述输入端子对的能量。

所述第一电感和所述电容可以在所述第一开关的导通周期期间将能量传递到所述输出端子对。

在一些实施方式中，所述第一电感通过变压器耦合到所述电容。所述第一电感可以接着包括所述变压器的磁化电感。所述第二电感可以包括所述变压器的漏电感。

所述变压器可以包括耦合在所述第一电感两端的第一绕组和耦合在具有所述电容和所述第二电感的所述第二电路路径中的第二绕组。所述变压器还可以包括第三绕组。

如果所述变压器进一步包括第三绕组，则所述开关模式功率转换器可以进一步包括第四开关，该第四开关耦合到所述第三绕组和跨越在第三端子对两端的第四电路路径中的所述变压器磁化电感的反射电感（reflectedinductance），所述第四开关具有所述第三开关的所述导通周期并在所述第三和第四开关的导通周期期间将所述第四电路路径耦合在所述第三端子对两端。

在另一实施方式中，所述变压器进一步包括第三绕组，并且所述开关模式功率转换器进一步包括：第四开关，该第四开关耦合到所述第三绕组和跨越在第三端子对两端的第四电路路径中的所述变压器磁化电感的第一反射电感，所述第四开关具有所述第三开关的所述导通周期并在所述第三开关和所述第四开关的所述导通周期期间将所述第四电路路径耦合在所述第三端子对两端；第五开关，该第五开关耦合到所述第三绕组的一部分和跨越在第四端子对两端的第五电路路径中的所述变压器磁化电感的第二反射电感，所述第五开关具有所述第三开关的所述导通周期并在所述第三开关和所述第五开关的所述导通周期期间将所述第五电路路径耦合在所述第四端子对两端。

该开关模式功率转换器可以包括下述一者或多者：耦合在第一端子对两端的电容；以及耦合在第二端子对两端的电容。

在一些实施方式中，所述第一电感在所述第一开关、所述第二开关和所述第三开关的非导通周期期间进行谐振，以在所述第一开关两端产生随时间变化的电压。

所述第一开关可以在所述电压处于震荡最小值处时进入导通周期。

还提供了一种开关模式功率转换器的操作方法。该开关模式功率转换器耦合在第一端子对与第二端子对之间，该转换器包括：第一电感，耦合到跨越在所述第一端子对两端的第一电路路径中的第一开关；电容，耦合到第二电路路径中的第二电感和第三电流电路路径中的所述第一电感；第二开关和第三开关。该方法包括：闭合所述第一开关以在所述第一开关的导通周期期间将所述第一电感耦合在所示第一端子对两端；闭合所述第二开关以在所述第二开关的导通周期期间完成在所述第二电路路径或所述第三电路路径与所述第二端子对之间的电路，以将能量传递到所述第二端子对；闭合所述第三开关以在所述第三开关的导通周期期间完成所述第二电路路径或所述第三电路路径，以将能量传递到所述电容。

根据本公开的另一方面，一种设备，包括：开关模式功率转换器，耦合在第一端子对与第二端子对之间，该转换器包括：第一电感，耦合到跨越在所述第一端子对两端的第一电路路径中的第一开关；电容，耦合到第二电路路径中的第二电感和第三电流电路路径中的所述第一电感；第二开关和第三开关；用于闭合所述第一开关以在所述第一开关的导通周期期间将所述第一电感耦合在所述第一端子对两端的装置；用于闭合所述第二开关以在所述第二开关的导通周期期间完成所述第二电路路径或所述第三电路路径与所述第二端子对之间的电路以将能量传递到所述第二端子对的装置；用于闭合所述第三开关以在所述第三开关的导通周期期间完成所述第二电路路径或所述第三电路路径以将能量传递到所述电容的装置。

本公开的另一方面提供了一种在开关模式功率转换器中进行能量传递的方法。该方法包括：通过基本上线性变化的电流在电感与第一端子对之间传递能量；以及以下步骤之一：通过基本上半正弦的电流脉冲在电容与第二端子对之间谐振地传递能量，并通过基本上线性变化的电流在所述电感与所述电容之间传递能量；以及将所述电容谐振半个正弦周期，并通过基本上线性变化的电流在所述电感与所述第二端子对之间传递能量。

该方法可以涉及在正向方向上操作所述开关模式功率转换器，其中将能量从第一端子对传递到第二端子对，和/或在反向方向上操作所述开关模式功率转换器，其中将能量从第二端子对传递到第一端子对。

在阅读了以下说明之后，本公开的实施方式的其他方面和特征对于本领域普通技术人员而言将变得显而易见。

附图说明

现在将参照附图来更详细地描述本公开实施方式的示例。

图1A是示出了示例性正向升压型转换器的示意图。

图1B是示出了变压器的寄生电感的示意图。

图2是示出了使用反相变压器的示例性正向升压型转换器的示意图。

图3A是示出了针对图2中的示例性正向升压型转换器200的初级绕组和次级绕组中的谐振和存储电流波形的电流相对时间的图示。

图3B是示出了针对图2中的示例性正向升压型转换器200的仿真的初级和次级电流波形的电流相对时间的图示。

图4是示出了针对图2中的示例性正向升压型转换器200的在初级开关204被闭合时的等效电路的示意图。

图5是示出了针对图2中的示例性正向升压型转换器200的在初级开关204打开时的等效电路的示意图。

图6是示出了针对图2中的示例性正向升压型转换器200的在变压器谐振周期期间的等效电路的示意图。

图7是示出了使用具有同相绕组的变压器的示例性正向升压型转换器电路的示意图。

图8是示出了针对图7中的示例性正向升压型转换器800的在初级开关804被闭合时的等效电路的示意图。

图9是示出了针对图7中的示例性正向升压型转换器800的在初级开关804打开时的等效电路的示意图。

图10是示出了针对图7中的示例性正向升压型转换器800的、初级开关804两端的仿真电压波形及仿真的初级与次级电流波形的图示。

图11是示出了在与图2中的示例性正向升压型转换器200相反的方向上进行操作的示例性正向升压型转换器的示意图。

图12A是示出了针对图11中的示例性正向升压型转换器1200的在高侧开关1220被闭合时的等效电路的示意图。

图12B是示出了针对图11中的示例性正向升压型转换器1200的输入部分在高侧开关1220打开时的等效电路的示意图。

图12C是示出了针对图11中的示例性正向升压型转换器1200的输出部分在高侧开关1220打开时的等效电路的示意图。

图12D是示出了针对图11中的示例性正向升压型转换器1200的输入部分在低侧开关1222被闭合时的等效电路的示意图。

图12E是示出了针对图11中的示例性正向升压型转换器1200的输入部分在低侧开关1220打开时的等效电路的示意图。

图13是示出了用于图11中的示例性正向升压型转换器1200的高侧开关1120、低侧开关1222和次级绕组的仿真的高侧和低侧开关驱动电压和电流波形的图示。

图14是示出了另一示例性正向升压型转换器的示意图。

图15是示出了正向升压型转换器的可替换示例的示意图。

图16是示出了正向升压型转换器的另一示例的示意图。

图17是示出了具有多个次级绕组的进行反向操作的示例性正向升压型转换器的示意图。

图18至图22是示出了示例性正向升压型转换器操作的状态的等效电路的示意图。

应当意识到，附图的内容仅意欲用于说明的目的，并且本公开没有以任何方式局限于附图和说明书中于此明确显示出的特定示例性实施方式。

具体实施方式

图1A是示出了示例性转换器100的示意图。转换器100是于此被称为“正向升压型”的转换器拓扑的示例。变压器102的初级绕组在一个末端或端子处被耦合到端子对106、108的端子106。初级绕组的另一末端或端子被耦合到初级开关104，该初级开关104可切换地将初级绕组耦合到端子对106、108的另一端子108。变压器102提供能量存储，并可选地电压倍增。变压器102的匝数比为N，其中N是次级绕组的匝数与初级绕组的匝数比。在图1中，变压器102已经被绘制了单个次级绕组。然而，于此公开的正向升压拓扑可以与具有多个次级绕组的变压器一起使用。

变压器102的初级侧具有耦合在初级绕组两端的存储电感L_STOR114。变压器102的次级绕组被耦合到谐振电容C_RES116和谐振电感L_S,RES118。次级绕组、L_S,RES118和C_RES116的这种串联组合通过开关122进行分流，通过开关120连接到端子110，并且连接到端子112。存储电容124被耦合在端子110、112两端。

图1A中的变压器102被示出为不具有寄生元件的理想变压器。实际的变压器具有多个寄生元件。能够在正向升压型转换器的操作中被利用的寄生元件是变压器的磁化电感和漏电感。图1B是示出了变压器的寄生电感的示意图，其包括磁化电感和漏电感的位置。磁化电感L_M跨越在初级变压器绕组的两端或与初级变压器绕组并联。L_M所抽取的电流表示对变压器的铁芯进行磁化所需的电流。变压器通常被设计成使得L_M的值最大化，因为L_M的值越大，存储电流越小。然而在正向升压型转换器中，小的L_M值在部分转换器周期期间存储能量方面是有用的。

可以因此有意地减小L_M，以便增加变压器的能量存储容量。在这方面，与传统反激式（flyback）DC至DC转换器相类似。在一个实施方式中，通过将小的气隙插入变压器铁芯中以增加其磁阻并增加其磁化电流，来减小L_M。在正向升压型转换器的一些实施方式中，变压器的磁化电感足够小以致于不需要额外的存储电感器，从而减小离散部件的数量。因此，在一些实施方式中，图1A中的存储电感114是变压器102的本征或寄生磁化电感，并且不是外部离散电感器。

在正向升压型转换器中有用的另一寄生变压器元件是变压器的寄生漏电感。漏电感产生自初级绕组与次级绕组之间磁通量的不完美耦合。变压器的漏电感典型地比其磁化电感小很多。漏电感在图1B中由与变压器的次级绕组串联的、值为L_S,LEAK的电感L_S,RES表示。可替换地且等价地，漏电感能够被示为与初级绕组串联的电感。变压器漏电感通常被认为是不期望的寄生部件。然而，在正向升压型转换器中，漏电感可以被有利地用于与谐振电容C_RES116串联以传递能量。在一些实施方式中，变压器的漏电感足够大以致于不需要额外的谐振电感，从而减小离散部件的数量。因此，在一些实施方式中，图1A中的电感器L_S,RES是变压器102的固有漏电感，而不是外部离散电感器。

再次参照图1A，开关104、120和122可以以各种方式被实施，包括例如功率MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）、BJT（双极结型晶体管）、IGBT（绝缘栅双极晶体管）、结型二极管和/或机械继电器。在可控开关的情况中，开关104、120和122的打开和闭合可由未示出的控制装置进行控制。

图1A中所示的示例性转换器100是双向的。依赖于开关104、120和122的操作，功率可以被供应给端子106和108并在端子110和112处输出，或者可替换地，功率可以被供应给端子110和112并在端子106和108处输出。电容124和电容126的存在依赖于示例性转换器100中功率流的方向。诸如，如果示例性转换器100仅在端子106和108作为输入的情况下进行操作，则电容126可能是不需要的。类似地，如果示例性转换器100仅在端子110和112作为输入的情况下进行操作，则电容124可能是不需要的。然而，在实际的实施方式中，期望电容124、126被耦合在每个端子对106、108和110、112两端。跨越在输入端子对两端的电容（如上所述，其可以是106、108或者110、112）不需要必须被提供在转换器电路中，但相反地例如能够以跨越在电压源的输出端子两端的电容形式。

图2是示出了使用反相变压器的示例性正向升压型转换器200的示意图。在图2的示例性转换器200中，初级侧端子（图1A中的106和108）是输入端子，而次级侧端子（图1A中的110和112）是输出端子。值为V_{输 入}的输入电压源201被施加到输入端子，并且值为R_L的负载电阻205被耦合在输出端子的两端。在该实施方式中，开关元件120和122（图1A）分别被实施为二极管D2220和D1222。

使用标准标记法，变压器202每个绕组的极性由黑点表示。在图2所示的示例性实施方式中，变压器202的绕组被反相布置。然而，在另一实施方式中，绕组可以被同相布置。虽然在图2中将变压器202示为磁芯变压器，但是在另一实施方式中，其可以是空气芯变压器。在示例性转换器200中，存储电感L_STOR214完全由变压器202的本征磁化电感构成，并且不存在外部存储电感器。而且在该实施方式中，谐振电感L_S,RES218完全由值为L_S,LEAK的变压器202的本征漏电感构成，并且不存在外部谐振电感器。

可选地，存在耦合跨越在变压器202的初级绕组两端的“限制器（snubber）”电路207。限制器电路207被设计成在初级开关204闭合时限制初级开关204上的电压应力。当初级开关204打开时，会因在存储电感L_STOR214中流动的电流的中断而在初级开关204两端产生高电压。限制器电路207在开关204闭合时提供电流路径，并限制开关204两端的电压。限制器电路能够以各种方式被实施。

图3A是示出了针对图2中的示例性正向升压型转换器200的初级绕组和次级绕组中的谐振和存储电流波形的电流相对时间的图示。图3A描述了对于示例性转换器200的完整操作周期而言，变压器202的初级绕组和次级绕组中的电流分量。图3A意欲示出通常的波形图，并且电流和时间的单位是任意的。

在稳态负载条件下的时间t=0处，输出电容224将先前已经被充电以达到值为V_输出的电压，并且谐振电容C_RES216将先前已经被充电以达到接近于V_输入*N的电压，其中V_输入是输入电压且N是变压器202的匝数比。出于说明的目的，选择V_输入和N以使得它们的乘积小于V_输出且二极管220因此被反向偏置且不导通。在一个实施方式中，将V_输入*N选择为V_输出的大约70%。二极管222通过跨越在谐振电容C_RES116两端的电压也被反向偏置。变压器202的芯将先前已经完全被消磁，以便变压器202的初级绕组和次级绕组中的电流都是零。

在时间t=0处，初级开关204闭合以开始其导通周期，并且初级绕组中的电流（I_P）开始从零开始进行增加。如图3A所示，对于初级电流而言，存在着两个分量。第一个分量I_P1在图3A中被示为“磁化”，其是流过存储电感L_STOR214的存储电流并且随着时间（t）线性增加。该电流流过变压器202的磁化电感，并且用于对变压器202的芯进行磁化。存储电流不会在次级绕组中创建相应的电流或不会向电路的输出侧进行能量传递。该存储电流I_P1由以下公式给出：

$I_{P1}=\frac{V_{\mathrm{IN}}t}{L_{\mathrm{STOR}}}.$

存储在携带电流i的值为L的电感中的磁化能量E_MAG由以下等式给出：

$E_{\mathrm{MAG}}=\frac{L_{\mathrm{STOR}}{i}^2}{2}.$

因此，在导通周期结束（t_ON）处存储在存储电感L_STOR214中的能量（E_MAG）为：

$E_{\mathrm{MAG}}=\frac{t_{\mathrm{ON}}^2{V}_{\mathrm{IN}}^2}{{2L}_{\mathrm{STOR}}}.$

初级电流的第二分量（I_PR）在图3A中被示为“初级谐振”，其是由变压器202的次级侧上的谐振LC电路（由耦合串联的谐振电容C_RES216和谐振电感L_S,RES218构成）所致。当初级开关204闭合时，电压V_输入出现在变压器202的初级绕组两端，从而在次级绕组的两端产生了幅度为V_输入*N但具有相反极性的电压。该电压足够大于存储在谐振电容器C_RES216中的电压，以正向偏置二极管222。二极管222然后开始其导通周期，并提供用于流过变压器202的次级绕组、电容器C_RES216和电感器L_S,RES218的电流的路径。二极管220保持被反向偏置。图4是示出了针对图2中的示例性正向升压型转换器200的在初级开关204被闭合时的等效电路的示意图。

图4中所示的LC电路具有由下式给出的谐振频率ω_R：

${\mathrm{\ω}}_R=\frac{1}{\sqrt{L_{S,\mathrm{LEAK}}{C}_{\mathrm{RES}}}}.$

在图3A中被示为“次级谐振”的谐振次级电流（I_SR）对电容C_RES216进行充电，使得其电压增加2*ΔV，等于次级电流的时间积分除以电容的值。在稳态负载情况下，电容C_RES216的电压是以V_输入*N为中心进行对称，因此该电压在周期开始时是V_输入*N–ΔV。

谐振次级电流I_SR是由下式给出的时间变化正弦曲线：

$I_{\mathrm{SR}}=\mathrm{\ΔV}\sqrt{\frac{C_{\mathrm{RES}}}{L_{S,\mathrm{LEAK}}}}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{R}t\right).$

该谐振次级电流I_SR被镜像到初级绕组中，从而产生初级电流I_PR的第二分量。谐振初级电流还具有正弦的形式，并且由下式给出：

I_PR=NI_PEAKsin(ω_Rt)。

谐振次级电流I_SR仅能够在二极管222被正向偏置时流动，因此I_SR和I_PR都被限制于正弦的至多半个周期，如图3A所示。实际上，谐振初级电流的精确图形依赖于由开关控制装置设置的初级开关204导通周期的长度（t_ON）。如果该导通周期比正弦的半个周期（T/2）长，则初级谐振电流和次级谐振电流的完整的半个周期将出现，如图3A所示。如果该导通周期比T/2小，则将出现仅半正弦的一部分。正弦的周期（T）由下式给出：

$T=\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_R}.$

谐振电容C_RES216的大小使得其电压变化非常小于其稳态电压V_输入*N。在一个实施方式中，V_输入*N是300V，且电压变化是6V。

在半正弦充电周期期间传递到电容C_RES216的能量与C_RES*ΔV²成比例。因此，所传递能量的量与变压器202的漏电感的值L_S,LEAK无关。L_S,LEAK的更小的值导致更窄和更高的半正弦脉冲，但是所传递能量的量是相同的。然而，存在一些实际限制。在非常小的L_S,LEAK值处，电流脉冲将具有大的幅度从而导致不期望的导通损失。因此，在一些实施方式中，外部电感可以被有利地添加以与次级绕组串联，以增加谐振电感的值并减小电流脉冲的峰值。

在非常大的L_S,LEAK值处，半正弦的宽度将非常大以致于其将在初级开关204被打开以结束其导通周期之前仍然没有完成。然而，由于该脉冲宽度仅与漏电感的平方根成比例，所以能够容许宽范围的L_S,LEAK值。

根据上面的分析，显而易见的是，变压器202的初级绕组中的电流在初级开关204的导通相位期间为由于存储电感导致的线性斜波与因LC谐振电路导致的半正弦的叠加，如图3A所示。

能量在初级开关204的导通相位期间被存储在存储电感L_STOR214和谐振电容C_RES216中。当开关204打开时，先前存储的能量被传递到负载205和输出电容224中。

当开关204打开时，变压器202的初级绕组中的电流下降至零，并且存储在存储电感L_STOR214和谐振电容C_RES216中的能量开始被传递到负载205和输出电容224中。存储电感L_STOR214的效应能够被建模为输出电路中的值为N²L_STOR的等效电感L’_STOR。当开关204打开时，L’_STOR两端的电压上升的足够大以正向偏置二极管220并开始其导通周期，以从而允许电流流入负载205和电容224中。二极管222被反向偏置以结束其导通周期。理想地，初级电流因开关204打开而不流动。

图5是示出了针对图2中的示例性正向升压型转换器200的在初级开关204打开时的等效电路的示意图。如上所述，L’_STOR515表示对存储电感L_STOR214的效应进行建模的等效电感。

电容224的大小根据电感L’_STOR515而定，以使转换器的输出电压V_输出将不明显改变。因此，电感L’_STOR515的那一侧上的电压被有效地箝位到V_输出之上的二极管压降。类似地，电感L’_STOR515的另一侧被电容C_RES216箝位到大约V_输入*N，从而使得电感L’_STOR515两端的电压大约为V_输出-V_输入*N。该电压被镜像到变压器202的初级绕组的两端，使得其两端的电压为V_输出/N-V_输入。初级开关204两端的电压（V_D）因此上升到大约V_输出/N。

次级绕组电流波形如图3A所示。在存储在电感L’_STOR515中的能量正在被传递到电容224和负载205中时，次级绕组电流近似线性地减小到零。变压器202的芯也在该操作期间正在消磁。谐振电容C_RES216的电压也减小到V_输入*N–ΔV，因为其存储的能量因电感L’_STOR515中的电流而被传递到负载205和输出电容224，从而产生能量的附加“增加”。

一旦变压器202的芯被完全消磁，次级电流流动就停止并且二极管220变成反向偏置，以在二极管222保持反向偏置时结束其导通周期。应当注意的是，图5中的等效电路包含由电感L’_STOR515、电感L_S,RES218和电容C_RES216构成的串联LC谐振。然而，由于电感L’_STOR515的值比电感L_S,RES218的值大很多，所以谐振行为在图3A所示的时标上看不到，并且电流波形呈现线性。

在变压器202的芯被消磁之后，变压器的初级绕组和次级绕组都是开路的。初级绕组通过初级开关204的打开而被打开，以及次级绕组通过都被反向偏置的二极管220和222而被打开。然而，寄生电容将典型地出现在二极管220、222和开关204两端。如果开关204用例如功率MOSFET来实现，则其寄生电容本质上是MOSFET源漏电容。这些寄生电容与变压器202的绕组的寄生电容一起产生了并联LC谐振电路，并且变压器磁化电感将进行谐振。图6是示出了针对图2中的示例性正向升压型转换器200的在变压器谐振周期期间的等效电路的示意图。

在该谐振周期期间，在输入与输出之间没有能量传递。当至示例性转换器200的输入功率非常低时，将转换器保持在该谐振状态而不是使其继续进行切换是有利的。这使得开关损耗最小化并保持了功率效率。为了退出谐振状态并开始下一个循环，初级开关204能够在其两端的电压处于震荡最小值时被闭合。这进一步使得开关损耗最小化。

图3B是示出了针对图2中的示例性正向升压型转换器200的仿真的初级和次级电流波形的电流相对时间的图示，该仿真使用商用电路仿真器SIMPLIS产生。于此公开的正向升压型转换器的实际操作期间观察到的电流波形可以呈现依赖于实现方式的不同特性。

示例性转换器200的特有方面是在初级开关204的导通周期和非导通周期都将能量从转换器的输入传递到转换器的输出。在初级开关204被闭合期间，能量被传递到谐振电容C_RES216中并被存储在存储电感L_STOR214中。在初级开关204打开期间，将能量从谐振电容C_RES216和存储电感L_STOR214传递到输出。于此公开的正向升压型转换器的潜在优点因此是增加的效率和减小的损耗，因为在两个开关循环上都传递能量。变压器202上的应力小于传统反激转换器，因为需要更少的能量被存储在变压器中。变压器202能够更小，从而相比于反激或正向转换器设计来减小示例性转换器202的成本和大小。还能够减小部件数量，因为使用了变压器202的本征元件（类似于磁化和漏电感）来替代专用外部部件。

因打开初级开关204而产生的开关损耗与传统反激转换器相比也减小了。参照图3A，在初级开关204打开时流过初级开关204的电流仅由磁化或存储电流构成。谐振电流为零，并且初级电流小于其最大值。与传统反激转换器相比这是有利的，在传统反激转换器中，当初级开关打开时初级电流是最大值。在一个实施方式中，初级开关204的打开被定时以与半正弦脉冲的终止相一致，从而最小化开关损耗。

在该拓扑中也减小了二极管220和222上的反向偏置应力。二极管220和222上的反向电压从不大于V_输出，而在传统反激转换器中，二极管上的反向偏置是V_输出+V_输入*N/D，其中D是初级开关的占空比。

正向升压型转换器设计不局限于具有反相绕组的变压器的使用。图7是示出了使用具有同相绕组的变压器的示例性正向升压型转换器电路800的示意图。值为V_输入的输入电压源801被施加到输入端子，并且负载电阻805连接到输出端子。在该示例中，变压器802是磁芯变压器，而且存储电感L_STOR814完全由变压器802的磁化电感构成，因此不存在外部存储电感器。而且，在该示例中，谐振电感L_S,RES818完全由值为L_S,LEAK的变压器802的本征漏电感构成，因此不存在外部谐振电感器。类似于图2中的示例性转换器200，示例性转换器800还包括初级开关804、谐振电容C_S,RES846、二极管820、822和输出电容824，它们如图所示那样可操作地耦合在一起。示例性转换器800的操作在概念上类似于图2中的示例性转换器200，其包括反向转换器。可选地，存在耦合在变压器802的初级绕组两端的“限制器”电路807，以在初级开关804闭合时限制初级开关804上的电压应力。

图10是示出了针对图7中的示例性正向升压型转换器800的、初级开关804两端的仿真电压波形及仿真的初级与次级电流波形的图示。这些波形使用商用电路仿真器SIMPLIS获得。波形特性可以随着不同仿真参数或实际转换器实现方式而改变。

在稳态负载条件下，刚好在初级开关804的闭合之前，输出电容824被充电以达到电压V_输出且谐振电容C_RES816被充电以稍微低于V_输出-V_输入*N。选择V_输入和N以使得它们的乘积小于V_输出且二极管820因此被反向偏置且不导通。二极管822也被反向偏置且不导通，并且在变压器802的初级绕阻和次级绕组中没有电流流动。当初级开关804闭合以开始其导通周期时，电流开始在初级绕组中流动。如之前实施方式中那样，初级电流具有两个分量，即谐振电流和在存储电感L_STOR814中流动的存储电流。存储电流用于对变压器802的芯进行磁化，因此在次级绕组中没有相应的电流并且没有至示例性转换器800的输出侧的能量传递。存储电流近似为线性依赖于时间的斜波。

当初级开关804闭合时，电压出现在变压器802的次级绕组的两端，对二极管820进行正向偏置以开始其导通周期。这与图2的先前的实施方式200相反，其中在图2中，二极管222在初级开关闭合时变得被正向偏置。谐振电流在由漏电感_S,RES818、电容C_RES816和输出电容824的串联组合所构成的LC谐振电路中流动。

图8是示出了针对图7中的示例性正向升压型转换器800在初级开关804被闭合时的等效电路的示意图。

与反相情况（图2）不同，输出电容824是谐振电路的一部分。然而，输出电容824被选择为明显大于谐振电容C_RES816，以使两个电容的串联组合产生不比C_RES816的值小很多的总电容值。在一个实施方式中，电容C_RES816的值为220nF且输出电容824的值为1uF。如反相情况（图2）中一样，仅半正弦脉冲的谐振电流流动。因此，在该配置中，在初级开关804的导通周期期间将能量从电容C_RES816传递到负载805和输出电容824中。这与先前实施方式的反相配置（图2）相反，其中在初级开关804的非导通周期期间将能量从电容C_RES816传递到负载中。

初级绕组中的存储电流继续流动，直到初级开关804被打开以结束其导通周期。如上面所讨论的，初级电流是存储电流和谐振电流的叠加。

在初级开关804的导通周期的结束处，初级开关804打开且初级绕组中的电流下降至零。存储在存储电感L_STOR814中的能量开始被传递到初级侧中。图9是示出了针对图7中的示例性正向升压型转换器800的在初级开关804打开时的等效电路的示意图。存储电感L_STOR814的效应能够被建模为输出电路中值为N²*L_STOR的等效电感L′_STOR1015。

当初级开关804打开时，在等效电感L′_STOR1015两端感应的电压与C_RES816两端的电压方向相反。当二极管820被反向偏置以结束其导通周期时，正向偏置二极管822开始其导通周期。

次级绕组电流波形如图10所示。在存储在L′_STOR1015中的能量正在传递到谐振电容器C_RES816中时，次级绕组电流幅度几乎线性减小至零。变压器802的芯也在该操作期间正在消磁。电容器C_RES816的电压在其存储来自电感器电流的能量时增加至稍微高于V_输出-V_输入*N。应当注意的是，图9中的等效电路是串联LC谐振电路。然而，等效电感L′_STOR1015的值太大以致于电流的正弦本质不能在图10的时标中清楚地看到，并且电流幅度看起来基本上呈线性减小。

当变压器802的芯完全被消磁时，次级电流流动停止并且二极管822变成反向偏置以结束其导通周期。

如先前实施方式中那样，变压器802的初级绕组和次级绕组现在都打开并且存储电感814将与该电路的寄生电容元件进行谐振。该谐振在初级开关804的两端产生了正弦变化的电压，如图10所示。

如先前实施方式中那样，在该谐振周期期间在输入与输出之间不存在能量传递。当至示例性转换器800的输入功率非常低时，能够将该转换器保持在该谐振周期状态中以保持功率效率。这能够通过减小示例性转换器800的开关频率同时维持初级开关804的相同导通周期来实现。

使用同相变压器的该正向升压型拓扑在概念上类似于具有反相变压器的拓扑。在每个初级开关204、804的导通和非导通周期中都将能量从每个示例性转换器200、800的输入级传递到其输出级。在初级开关804的导通周期期间，能量被存储在存储电感814中，但是能量也被从谐振电容C_RES816传递到负载805和输出电容824。在初级开关804的非导通周期期间，将能量从存储电感814传递到电容C_RES816。与先前的实施方式类似，该实施方式可以提供增加的效率、更小的变压器大小、减小的部件数量和二极管上减小的应力。

反向操作功率转换器的能力在例如涉及电存储器的应用（诸如电池或燃料电池）中是有用的，其中在涉及电存储器的应用中，该存储器将在某些周期供电并在其他周期接收功率。图11是示出了在与图2中的示例性正向升压型转换器200相反的方向上进行操作的示例性正向升压型转换器1200的示意图。在所示的示例中，反相变压器1202的初级与次级的匝数比为1/N并具有磁芯，即使同相变压器或反相或同相空气芯变压器也可以替代地被使用。存储电感L_STOR1214完全由变压器1202的磁化电感构成，因此不存在外部存储电感器。而且，在该示例中，谐振电感L_P,RES1218完全由值为L_S,LEAK的变压器1202的本征漏电感构成，因此不存在外部谐振电感器。

根据惯例，在示例性正向升压型转换器1200的输入侧处的变压器1202的绕组被称为初级绕组，并且在输出侧处的绕组被称为次级绕组。然而，示例性正向升压型转换器1200示出了相对于图2中的示例性正向升压型转换器200的反向操作，并且因此为变压器1202的磁化电感的L_STOR被显示在图11中的输出侧绕组处，以及为变压器1202的漏电感的L_P,RES被显示在输入侧绕组处。

示例性正向升压型转换器1200还包括输入源1201、电容1224、C_RES1216、电容1226和电阻性负载1205，它们如图所示耦合在一起。可控开关1220、1222替换先前的实施方式中的二极管220/820、222/822，并且二极管1204替换先前的实施方式中的初级开关204、804。

值为V_输入的输入电压源1201被施加到输入端子，并且负载电阻1205被连接到输出端子。

谐振电容C_RES1216现在位于电路的输入侧上而非输出侧上，并且与谐振电感L_P,RES1218进行谐振。二极管1204执行与示例性正向升压型转换器200中的初级开关204相类似的功能，但是位于示例性转换器1200的输出侧上。虽然在该实施方式中使用了二极管1204，但是能够替代地使用另一类型的开关器件，诸如MOSFET或继电器。高侧开关1220和低侧开关1222执行与示例性转换器200的二极管220和222相类似的功能。开关1220和1222能够以各种方式被实现。在一个实施方式中，存在N型MOSFET和旁路二极管，并且1221和1223是由每个MOSFET的P型体和N型漏形成的寄生二极管。

图13是示出了用于图11中的示例性正向升压型转换器1200的高侧开关1220、低侧开关1222和次级绕组的分别仿真的高侧和低侧开关驱动电压“驱动HS”和“驱动LS”及电流波形的图示。

在操作循环的开始处，在稳态负载条件下，开关1220和1222打开，电容1226被充电以达到电压V_输出（V_OUT），电容C_RES1216被充电以达到大约V_输入-V_输出*N（V_输入-V_OUT*N），二极管1204被反向偏置且变压器1202的芯被消磁。

当开关1220被闭合以开始其导通周期时，输入电压源1201连接在变压器1202的初级绕组两端。电流开始通过高侧开关1220流到初级绕组中，并且反射电压出现在次级绕组两端。没有次级电流流动，因为变压器1202是反相的且保持二极管1204反向偏置。

图12A是示出了针对图11中的示例性正向升压型转换器1200的在高侧开关1220被闭合时的等效电路的示意图。反射的存储电感L'_STOR1315与谐振电感L_P,RES1218和谐振电容C_RES1216串联。反射的存储电感L'_STOR1315的值为N²*L_STOR。初级电流随着时间接近线性地增加，因为L_P,RES1218、L'_STOR1315和C_RES1216的串联组合的谐振频率相对于开关的时标而言是低的。在一个实施方式中，L_STOR1214的值为7.2uH，C_RES1216的值为220nF，L_S,LEAK是90nH，且N为9。该初级电流对谐振电容C_RES1216进行充电，并将能量存储在存储电感C_RES1216中。在变压器1202的次级绕组中没有电流流动，因为二极管1204被反向偏置。

当高侧开关1220被打开以结束其导通周期时，通过高侧开关1220的电流停止且存储在存储电感1214中的能量开始传递到输出。图12B是示出了针对图11中的示例性正向升压型转换器1200的输入部分在高侧开关1220打开时的等效电路的示意图。初级绕组电流没有立即下降至零，因为跨越在开关1222两端的二极管1223简单地提供了继续流动的路径。该电流因为图13中的低侧开关电流波形中的小的电流峰值与驱动_HS（DRIVE_HS）电压的下降沿相一致而出现。

在示例性转换器1200的输出部分中，存储电感L_STOR1214两端的电压对二极管1214进行正向偏置以开始其导通周期。图12C是示出了针对图11中的示例性正向升压型转换器1200的输出部分在高侧开关1220打开时的等效电路的示意图。次级电流因为存储电感L_STOR1214向负载1205和输出电容1226释放电荷而流动。电流流动近似线性地减小，如图13所示。

在存储电感L_STOR1214已经放电之后，低侧开关1222被闭合以开始其导通周期，从而由初级绕组中的谐振电容C_RES1216和谐振电感L_P,RES1218形成串联LC谐振电路。图12D是示出了针对图11中的示例性正向升压型转换器1200在低侧开关1222被闭合时的等效电路的示意图。谐振电感L_P,RES1218和谐振电容C_RES1216形成谐振频率ω_R为下述值的串联谐振电路：

${\mathrm{\ω}}_R=\frac{1}{\sqrt{L_{S,\mathrm{LEAK}}{C}_{\mathrm{RES}}}}.$

谐振电流在初级绕组和次级绕组中都流动。如先前的示例那样，半正弦电流脉冲的最大值将在二极管1204变成反向偏置以结束其导通周期之前流动。

电容C_RES1216还向存储电感L_STOR1214供应电流，以向其供给能量。该存储电流由于比电感L_STOR1214大很多的电感而近似为线性斜波。通过低侧开关1222的电流因此是谐振电流和存储电流之和，并且是外加在线性斜波上的半正弦脉冲。存储电流没有被反射到次级中，因此次级电流仅由谐振电流构成并且具有半正弦的形状。一旦半正弦完成且二极管1204被反向偏置，次级电流就停止。

通过低侧开关1222的存储电流继续，直到其被打开以结束其导通周期。存储电感L_STOR1214两端的电压接着反向以维持电流并使高侧开关1222两端的二极管1221正向偏置。图12E是示出了针对图11中的示例性正向升压型转换器1200的输入部分在低侧开关1222打开时的等效电路的示意图。

存储电流线性减小至零，且二极管1221变成反向偏置。没有次级电流流动，因为二极管1204被反向偏置。

变压器1202的两个绕组现在都打开，并且变压器进行谐振。如先前的实施方式中那样，在该谐振周期期间在示例性转换器1200的输入与输出之间没有发生能量传递。当至示例性转换器1200的输入功率非常低时，能够将该转换器保持在该谐振周期状态中以保持功率效率。这能够通过减小示例性转换器1200的开关频率的同时维持低侧开关1222和高侧开关1220的相同导通周期来实现。

前面描述了特定的实施方式，但是这不意味着是限制性的。例如，虽然在正向升压型转换器的反向操作的示例中使用了反相变压器，但是也可以使用同相变压器。虽然使用变压器1202的寄生漏电感来形成具有谐振电容1216的谐振电路，但是专用与分离、离散的电感器也能够用于那个目的。虽然变压器1202的磁化电感被用作存储电感1214，但是专用与分离、离散的电感器也可以用于该目的。

正向升压型转换器的实施方式不局限于在它们的输入与输出之间采用变压器的转换器。图14是示出了另一示例性正向升压型转换器1500的示意图。不存在变压器，并且感性元件由电感器1514、1518提供。然而，示例性转换器1500的操作类似于先前描述的正向升压型转换器。类似于其他实施方式，如上所述，除了感性元件1514、1518之外，示例性正向升压型转换器1500还包括输入源1501、容性元件1526、1516、1524和开关元件1504、1520、1522。还在1505处显示了电阻性负载，且在1507处显示了可选的限制器电路。

在操作循环的开始处，电容1524被充电以达到V_输出，电容C_RES1516被充电以达到近似V_输入-V_输出，且二极管1522和1520被反向偏置。当开关1504闭合以开始其导通周期时，存储电流从电源1501流到存储电感L_STOR1514。二极管1522还变成正向偏置以开始其导通周期，并且谐振电流流过谐振电容C_RES1516和谐振电感L_RES1518的串联组合。如先前示例中那样，谐振电流由半正弦电流脉冲构成，而存储电流由线性斜波构成。没有能量被传递到负载1505。当开关1504打开以结束其导通周期时，存储电感L_STOR1514两端的电压反向，二极管1520变成正向偏置以开始其导通周期，且二极管1522变成反向偏置以结束其导通周期。在存储于L_STOR1514中的能量正在传递到输出电容1524和负载1505时，L_STOR1514中的电流近似线性地减小至零。存储在谐振电容C_RES1516中的能量也通过存储电感器电流传递到负载1505和输出电容C_RES1524，从而产生能量中的“增加”特性。

图15是示出了正向升压型转换器1600的可替换示例的示意图，该转换器1600以与1500基本上相同的方式起作用。示例性正向升压型转换器1600包括输入电压源1601、容性元件1626、1616、1624、感性元件1614、1618、开关元件1604、1622、1620、电阻性负载1605和可选限制器1607，它们如图所示耦合在一起。

在循环的开始处，开关1604闭合以开始其导通周期并且存储电流流至存储电感L_STOR1614。二极管1620变成正向偏置以开始其导通周期，并且谐振电流通过电感1618和电容1616流至电容1624和负载1605。在半正弦脉冲完成之后，开关1604打开以结束其导通周期，二极管1622变成正向偏置以开始其导通周期，并且二极管1620变成反向偏置以结束其导通周期，从而使得存储电感1614与谐振电感1618和谐振电容1616串联。在谐振电容1616充电升至V_输出时，L_STOR1614中的电流近似线性地减小至零。

图16是示出了正向升压型转换器1700的另一示例的示意图，转换器1700以与示例性正向升压型转换器1500基本上相同的方式起作用。示例性正向升压转换器1700包括输入电压源1701、容性元件1726、1716、1724、感性元件1714、1718、开关元件1704、1722、1720、电阻性负载1705和可选地限制器1707，它们如图所示耦合在一起。在该示例性转换器1700中，存储电感1714在开关1704的导通周期期间通过谐振电感1718充电并在开关1714的非导通周期期间通过谐振电感1716放电。

于此公开的正向升压型转换器也不局限于具有单个次级绕组的变压器。图17是示出了具有多个次级绕组的进行反向操作的示例性正向升压型转换器1800的示意图。示例性转换器1800的初级侧包括输入源1801、容性元件1826、1816、感性元件1818和1814、具有寄生二极管1821的高侧开关1820、具有寄生二极管1823的低侧开关1822及变压器1802的初级绕组。每个次级绕组耦合到二极管1830、1832、1834、1836和输出容性元件1831、1833、1835、1837。在所示的示例中，多个次级绕组产生输出电压V_输出1、V_输出2、V_输出3和V_输出4。输出电压V_输出3跨越在图17所示的整个分离的（split）次级绕组两端，以及V_输出4跨越在分离的次级绕组的下部分两端。输出电压V_{输 出3}和V_输出4的输出端子对因此共享一个公共端子，在该示例中尤其是分离的次级绕组的下端子。

在图17中，根据惯例及简单起见，存储电感L_STOR1814被显示为跨越在变压器1802的初级绕组两端。然而，应当理解，L_STOR将作为每个次级绕组中的反射的电感而出现，且由它们各自的匝数比的平方所反射。

图18-22是示出了示例性正向升压型转换器操作状态的等效电路的示意图。

图18-22是示出了正向升压型转换器的示例性状态的等效电路的示意图。图18中所示的状态1的等效电路共用于图2、7、11和14至17中所示的示例性实施方式，其中第一电感耦合到跨越在第一端子对两端的第一电路路径中的第一开关。在导通开关（在图18中被标记为“第一开关”）的导通周期期间，存储电感L_STOR通过该导通开关耦合在转换器的两个端子对中的其中一个端子对的两端。在该状态以及正向升压型转换器的正向操作中，将能量从这些端子传递到存储电感L_STOR。在该状态中以及反向操作中，将能量从存储电感L_STOR传出到这些端子中。

于此公开的正向升压型转换器的实施方式还使用状态2与4（图19和21）或状态3与5（图20和22）的组合。

考虑正向操作作为示例，在状态2中，包括谐振电容C_RES和存储电感L_STOR的电路路径在其导通周期期间通过导通低侧开关（在图19中被标记为“第三开关”）完成，并且能量从存储电感流至谐振电容。在状态4中，包括谐振电容C_RES和谐振电感L_P,RES的电路路径在高侧开关（在图21中被标记为“第二开关”）的导通周期期间耦合到第二端子对，并且能量从谐振电容传递到该端子对。

在状态3中，包括存储电感L_STOR和谐振电容C_RES的电路路径在高侧开关导通周期期间通过导通高侧开关耦合在第二端子对两端。在该状态中，在正向操作中，能量从存储电感L_STOR和谐振电容C_RES传递到这些端子。在该状态中，在反向操作中，能量从这些端子传递到存储电感L_STOR和谐振电容C_RES。虽然谐振电感L_P,RES在图20中被显示为与谐振电容C_RES和存储电感L_STOR串联，但是这是可选的且不会发生在所有实施方式中，诸如在图16中所显示的示例性转换器中。

在状态5中，包括谐振电感L_P,RES和谐振电容C_RES的电路路径在低侧开关导通周期期间通过导通低侧开关完成，并且电感和电容进行谐振以使半个循环最大化。

已经描述的内容仅是实施方式原理的应用的说明。其他配置和方法可由本领域技术人员在不背离本发明范围的情况下实施。

例如，虽然先前的实施方式中的负载被示为是电阻性的，但是于此公开的正向升压型转换器并不局限于驱动电阻性负载。

Claims (23)

1.一种耦合在第一端子对与第二端子对之间的开关模式功率转换器，该转换器包括：

第一电感，耦合到跨越在所述第一端子对两端的第一电路路径中的第一开关，所述第一开关在所述第一开关的导通周期期间将所述第一电感耦合在所述第一端子对两端；

电容，耦合到第二电路路径中的第二电感和第三电路路径中的所述第一电感；

第二开关和第三开关，

所述第二开关在所述第二开关的导通周期期间完成所述第二端子对与所述第二电路路径和所述第三电路路径中的一者之间的电路，

所述第三开关在所述第三开关的导通周期期间完成所述第二电路路径和所述第三电路路径中的另一者。

2.根据权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中，所述第一端子对和所述第二端子对共享公共端子。

3.根据权利要求1所述的开关模式功率转换器，所述第一端子对包括输入端子对，所述第二端子对包括输出端子对，所述电容在所述第二开关的导通周期期间将能量传递到所述输出端子对。

4.根据权利要求3所述的开关模式功率转换器，所述第一电感被耦合到所述电容并在所述第二开关的所述导通周期期间将能量传递到所述输出端子对。

5.根据权利要求3所述的开关模式功率转换器，所述第一电感耦合到所述电容并在所述第三开关的所述导通周期期间将能量传递到所述电容。

6.根据权利要求1所述的开关模式功率转换器，所述第一端子对包括输出端子对，所述第二端子对包括输入端子对，所述第一电感在所述第一开关的所述导通周期期间将能量传递到所述输出端子对。

7.根据权利要求6所述的开关模式功率转换器，所述第一电感被耦合到所述电容并在所述第二开关的所述导通周期期间存储来自所述输入端子对的能量。

8.根据权利要求7所述的开关模式功率转换器，所述第一电感和所述电容在所述第一开关的所述导通周期期间将能量传递到所述输出端子对。

9.根据权利要求1所述的开关模式功率转换器，所述第一电感通过变压器耦合到所述电容。

10.根据权利要求9所述的开关模式功率转换器，所述第一电感包括所述变压器的磁化电感。

11.根据权利要求9所述的开关模式功率转换器，所述第二电感包括所述变压器的漏电感。

12.根据权利要求9所述的开关模式功率转换器，所述变压器包括耦合在所述第一电感两端的第一绕组和耦合在具有所述电容和所述第二电感的所述第二电路路径中的第二绕组。

13.根据权利要求12所述的开关模式功率转换器，所述变压器还包括第三绕组。

14.根据权利要求10所述的开关模式功率转换器，

所述变压器还包括第三绕组，

所述开关模式功率转换器还包括第四开关，该第四开关耦合到所述第三绕组和跨越在第三端子对两端的第四电路路径中的所述变压器磁化电感的反射电感，所述第四开关具有所述第三开关的所述导通周期并在所述第三开关和所述第四开关的所述导通周期期间将所述第四电路路径耦合在所述第三端子对两端。

15.根据权利要求10所述的开关模式功率转换器，

所述变压器还包括第三绕组，

所述开关模式功率转换器还包括：

第四开关，该第四开关耦合到所述第三绕组和跨越在第三端子对两端的第四电路路径中的所述变压器磁化电感的第一反射电感，所述第四开关具有所述第三开关的所述导通周期并在所述第三开关和所述第四开关的所述导通周期期间将所述第四电路路径耦合在所述第三端子对两端；

第五开关，该第五开关耦合到所述第三绕组的一部分和跨越在第四端子对两端的第五电路路径中的所述变压器磁化电感的第二反射电感，所述第五开关具有所述第三开关的所述导通周期并在所述第三开关和所述第五开关的所述导通周期期间将所述第五电路路径耦合在所述第四端子对两端。

16.根据权利要求1所述的开关模式功率转换器，该转换器还包括下述中的一者或多者：

耦合在所述第一端子对两端的电容；以及

耦合在所述第二端子对两端的电容。

17.根据权利要求9所述的开关模式功率转换器，其中，所述第一电感在所述第一开关、所述第二开关和所述第三开关的非导通周期期间进行谐振以在所述第一开关两端产生随时间变化的电压。

18.根据权利要求17所述的开关模式功率转换器，其中，所述第一开关在所述电压处于震荡最小值处时进入所述导通周期。

19.一种耦合在第一端子对与第二端子对之间的开关模式功率转换器的操作方法，该转换器包括：第一电感，耦合到跨越在所述第一端子对两端的第一电路路径中的第一开关；电容，耦合到第二电路路径中的第二电感和第三电流电路路径中的所述第一电感；第二开关和第三开关，所述方法包括：

闭合所述第一开关以在所述第一开关的导通周期期间将所述第一电感耦合在所述第一端子对两端；

闭合所述第二开关以在所述第二开关的导通周期期间完成在所述第二电路路径或所述第三电路路径与所述第二端子对之间的电路，以将能量传递到所述第二端子对；

闭合所述第三开关以在所述第三开关的导通周期期间完成所述第二电路路径或所述第三电路路径，以将能量传递到所述电容。

20.一种设备，包括：

开关模式功率转换器，耦合在第一端子对与第二端子对之间，该转换器包括：第一电感，耦合到跨越在所述第一端子对两端的第一电路路径中的第一开关；电容，耦合到第二电路路径中的第二电感和第三电流电路路径中的所述第一电感；第二开关和第三开关；

用于闭合所述第一开关以在所述第一开关的导通周期期间将所述第一电感耦合在所述第一端子对两端的装置；

用于闭合所述第二开关以在所述第二开关的导通周期期间完成所述第二电路路径或所述第三电路路径与所述第二端子对之间的电路以将能量传递到所述第二端子对的装置；

用于闭合所述第三开关以在所述第三开关的导通周期期间完成所述第二电路路径或所述第三电路路径以将能量传递到所述电容的装置。

21.一种在开关模式功率转换器中进行能量传递的方法，该方法包括：

通过基本上线性变化的电流在电感与第一端子对之间传递能量；

以及以下步骤之一：

通过基本上半正弦的电流脉冲在电容与第二端子对之间谐振地传递能量，并通过基本上线性变化的电流在所述电感与所述电容之间传递能量，

以及

将所述电容谐振半个正弦周期，并通过基本上线性变化的电流在所述电感与所述第二端子对之间传递能量。

22.根据权利要求21所述的方法，该方法包括：

在正向方向上操作所述开关模式功率转换器，其中将能量从所述第一端子对传递到所述第二端子对。

23.根据权利要求21所述的方法，该方法还包括：

在反向方向上操作所述开关模式功率转换器，其中将能量从所述第二端子对传递到所述第一端子对。

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