CN102148681A - 连续相位调制信号实现迭代定时同步的系统与方法 - Google Patents

Abstract

一种CPM信号迭代实现定时同步的系统与方法，系统设有发送机和由顺序连接的最大似然检测器、解交织器、信道译码器和信宿，以及将信道译码器输出信号进行交织后、反馈给最大似然检测器的交织器所组成，其中最大似然检测器的组成电路包括匹配滤波器组和解调器，以及位于两者之间的定时同步环路电路，采用基于最大似然准则的检测方法对接收的CPM信号进行解调、定时误差值的检测计算和时延调整，并输出各符号的比特似然比。本发明基于最大似然准则的定时误差检测方法，利用信道译码器反馈的软信息辅助实现定时同步，能获得准确的定时偏差估计；同时，在解调与译码之间采取迭代处理，最大限度提升系统的误比特率，可用于对性能要求高的远距离通信。

Description

连续相位调制信号实现迭代定时同步的系统与方法

技术领域

本发明涉及一种连续相位调制CPM(Continuous phase modulation)信号实现迭代定时同步的系统与方法，用于解决连续相位调制的数字通信系统中的时延估计、时偏纠正和系统中的时钟抖动问题，属于数字通信的技术领域。

背景技术

定时同步是数字通信的一个重要部分。虽然有关线性调制定时方法的论述有很多，然而，描述非线性的连续相位调制信号的同步算法的文献却非常少。

参见图1，介绍传统的连续相位调制CPM的数字通信系统的结构组成，其中，t为系统时间，接收端的接收信号为r(t)。图中的定时同步环路电路用于计算定时误差值，对匹配滤波器的输出信号进行采样或插值，获得不同采样时刻下的信号值。现在使用的一种异步采样的定时同步环路电路是由定时同步误差检测器、环路滤波器以及由控制器和插值器组成的定时校正电路所构成(参见图2)。图2中的固定采样时钟的采样周期为T_s，即采样频率为接收端信号r(t)首先通过固定采样时钟的采样被转换为样条值序列后，送至匹配滤波器。当固定采样时钟的采样速率满足奈奎斯特采样条件时，通过插值器的计算可以得到任意时刻下匹配滤波器的输出值。定时校正电路是通过控制器和插值器完成的。定时同步误差检测器产生当前符号周期的定时误差值，由控制器决定需要调整的时延大小，送入到插值器，通过插值器的计算得到不同时延补偿下的信号值。如果采用同步采样的定时同步环路，则不需要固定采样时钟电路，定时同步环路的电路也会略有差异，这里不再详细说明。

下面介绍定时误差检测的方法：传统技术的CPM信号采用高斯滤波最小频移键控(GMSK)调制，即调制器中含有高斯低通滤波器，该滤波器的矩形脉冲响应波形(即频率响应，记为g(t))的持续时间为LT，其中L为记忆长度，T为符号周期。

当信源信号序列α＝(α₀，α₁，...，α_n，...)为独立等概的取值为+1或-1的序列，其中，自然数下标n为信号序列中的符号序号，同时表示第n个符号周期，n的最大数、即信号序列长度为N。当在信号处理与传输过程中引入时延τ时，则对二进制CPM信号进行Laurent分解的计算公式是：

式中，C_k(t)为Laurent分解的分量波形，自然数k为分量波形序号，系数b_k，n为信息序列{α_n}的函数，表示对应第n个符号周期中第k个PAM分量的伪符号。引入时延τ和信道噪声w(t)后，接收信号的复包络为：r(t)＝s(t-τ，α)+w(t)。

在先验概率相等条件下，加性高斯白噪声信道的最佳检测器采用最大似然(ML)准则，根据相关理论，要使接收端判决信号与接收信号r(t)的相关度量最大，其中

是任意一个序列长度为N的二进制信息序列，α是未知的，需要通过最大似然概率检测方法进行判决和估计。以Laurent分解为例，令t为系统时间，n为信息序列中的符号序号，k是匹配滤波器的序号，即k＝1，2，…，2^L-1，C_k(t)为Laurent分解的分量波形，为接收信号r(t)经过匹配滤波器C_k(t)的输出响应。考虑到加入时延补偿

后，接收端判决信号与接收信号的相关数值计算公式为：

式中，

其中自然数i表示部分响应波形调制的CPM格图状态分支，与当前符号周期内的相关状态和当前比特符号相对应着。在调制指数h＝2κ/η(κ、η都是整数)时，BCJR解调的状态转移格图一共有2^L-1η个状态，对应每符号周期的格图状态分支一共有2^Lη个。因此自然数i的最大值为2^Lη。

是伪符号

的共轭，是与i、k和n都有关系的变量。

可以通过对第k个匹配滤波器在第

时刻进行采样(即插值)得到。

关于线性调制定时方法的论述已有很多，然而，描述非线性的连续相位调制信号的同步算法的文献却很少。文献《Joint Phase and Timing Recovery With CPM Signals》(刊于：IEEE Trans on Communications.1997，VOL.45：867-876.)提出一种基于最大似然准则算法检测时钟偏移量的方法，可用于CPM信号的定时恢复。在该论文提出的方案中，假定可以通过维特比接收机判决出长度为N的信号比特序列并进而确定每个符号周期内i的值，即根据判决结果能够唯一地确定相关状态和当前比特符号

那么，此时

可以用

来代替。

预测的发送符号序列

的似然函数表达式为：

其中最佳采样时刻是接收匹配滤波器输出的似然函数值取得极大值时，也即使得该输出函数对时延

的微分为零。定时估计算法就是找到相应的时延

使得似然函数取得极大值，也就是对其偏导数为0。设

是第n个符号定时误差值。方程

的解

就是当前的时延。

现有技术的缺点是：现在的CPM同步算法中，接收端匹配滤波器冲击响应波形难以实现，致使接收端检测器的复杂度过高；虽然已经有上述文献提出对滤波器冲击响应波形进行线性分解来降低复杂度的思路，但是其未给出具体方法，实际上使用Laurent分解来近似表示CPM信号波形，可缩减接收端匹配滤波器的数量的优势的特点，也无法体现在现有技术的算法中。

再者，现有的CPM同步算法在计算定时误差值时，只选取一条维特比译码器反馈的幸存路径进行计算，而在低信噪比条件下，这种唯一的路径可靠度很低。如果在该路径上计算定时误差值，再根据不可靠的计算结果进行时延调整，很可能造成同步失败。同时，现有的同步算法没有充分利用信道译码器的软信息，使得系统性能存在继续提升的空间。

另外，现有的CPM同步算法只探讨了在固定时延时计算及调整系统定时误差的方法，对于时钟抖动情况，就没有给出详细的说明。而且，现有的同步算法主要用于线性调制，不能适用于非线性调制(如CPM)。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提供一种实现连续相位调制信号迭代定时同步的系统与方法，用于解决连续相位调制CPM数字通信系统中的时延估计与时偏纠正，以及系统中的时钟抖动问题，从而在低信噪比条件下提升同步环路的信噪比门限，并由此提升系统正常工作的信噪比门限。本发明利用信道译码器反馈的信息辅助实现定时同步，以便获得更准确的定时偏差估计；同时，在解调电路和译码电路之间采取迭代处理，能够最大限度提升系统的误比特率性能，适用于对性能要求高的远距离通信(如卫星通信和深空通信)。

为了达到上述目的，本发明提供了一种连续相位调制CPM(Continuous phase modulation)信号迭代实现定时同步的系统，设有：由信源、信道编码器、交织器和连续相位调制器组成的发送机和接收机；其特征在于：所述接收机为：由顺序连接的最大似然检测器、解交织器、信道译码器和信宿，以及将信道译码器的输出信号进行交织、再反馈给最大似然检测器的交织器所组成的迭代接收机；所述最大似然检测器对接收的CPM信号采用基于最大似然准则的检测方法进行解调、定时误差值的检测计算和时延调整，并输出各符号的比特似然比，其组成电路设有匹配滤波器组和解调器，以及位于两者之间、由顺序连接的定时误差检测器、环路滤波器、控制器和插值器组成的定时同步环路电路；其中，

匹配滤波器组，用于将接收的CPM信号的各个脉幅调制PAM(Pulse amplitude modulation)分量波形作为冲击响应波形而输出响应信号；因CPM信号在Laurent分解为多个PAM分量时，只用少量、甚至一个PAM分量就能包含该CPM信号的绝大部分能量，故该匹配滤波器组只设置1个或2个与PAM线性分量波形对应的滤波器，大大减少了匹配滤波器数量；

插值器，负责根据控制器的采样时刻对接收到的匹配滤波器的输出信号序列进行信号采样，即用插值方法计算每个采样时刻的匹配滤波器的输出值，并将插值后的信息序列输出到解调器和定时误差检测器；

定时误差检测器，负责检测接收信号的时延：接收插值器输出的插值后信号，并根据解调器给出的幸存路径计算当前时刻的定时误差值，经由环路滤波器输出至控制器；

环路滤波器，作为传统定时同步环路电路的组成部分，负责滤除定时误差检测器输出信号的高频分量和干扰；

控制器，负责接收定时误差检测器输出的定时误差值，确定下一个符号周期的时延和采样时刻，并告知插值器；

解调器，负责采用改进的最大后验概率BCJR算法进行解调，以便给定时误差检测器输出每个符号周期内所有状态的幸存路径，并向外部电路输出解调软信息；因BCJR算法会产生多条格图状态分支，且只有在正确路径上计算的定时误差值才正确和有意义；因此，该解调器还接收外部电路、即信道译码器的反馈信息用作解调的辅助信息，以便能够在最接近正确的路径上进行逐比特的定时偏差检测和时延调整，以对抗时钟抖动。

为了达到上述目的，本发明还提供了一种采用本发明系统迭代实现定时同步的方法，其特征在于：所述系统的发送机的信源产生的二进制数据序列sc＝(sc₀，sc₁，...，sc_n，...)，送入信道编码器编码后，得到的二进制数据序列{b_n}又被送入交织器处理，得到的随机交织的二进制数据序列{b_π(n)}，又被送入连续相位调制器处理后的CPM信号，作为发送信号s(t)送入信道传输，所述系统的迭代接收机接收的信号为r(t)；该迭代接收机的工作方法包括下列操作步骤：

(1)系统启动后，初始化设置本地交织器输出的比特似然比信息序列{λ₂[b_π(n)]}为0，并将该比特似然比信息序列{λ₂[b_π(n)]}送入最大似然检测器；

(2)最大似然检测器接收到比特似然比信息序列{λ₂[b_π(n)]}后，有下述两种可选操作步骤：

(2A)对该比特似然比信息序列作硬判决得到硬判决信息序列，再通过该硬判决信息序列对接收信号r(t)顺序地逐比特进行最大似然解调、定时误差值的检测计算和时延调整，以对抗时钟抖动和生成解调后符号的比特似然比信息序列λ₁[b_π(n)]，并将其送至解交织器；该方式操作的复杂度低，系统性能有所损失；

(2B)直接利用该信息序列作为反馈的软信息对接收信号r(t)顺序地逐比特进行最大似然解调、定时误差值的检测计算和时延调整，以对抗时钟抖动和生成解调后符号的比特似然比信息序列λ₁[b_π(n)]，并将其送至解交织器；该方式完成的定时恢复可靠性高，鲁棒性强；

(3)解交织器对该比特似然比信息序列λ₁[b_π(n)]进行解交织处理，再将解交织后的比特似然比信息序列{λ₁[b_n]}送至信道译码器；

(4)信道译码器对该比特似然比信息序列{λ₁[b_n]}进行译码后，将得到的带有校验位的比特似然比信息序列{λ₂[b_n]}送至交织器处理后，得到随机交织后的译码比特似然比信息序列{λ₂[b_π(n)]}；

(5)交织器将该随机交织后的译码比特似然比信息序列{λ₂[b_π(n)]}作为反馈信息送至最大似然检测器，用于辅助进行解调和同步；

(6)返回循环执行步骤(2)-(5)，即经过1～2次迭代后，停止译码；

(7)迭代结束后，将信道译码器输出的比特似然比信息序列{λ₂[b_n]}的校验位剔除，并进行硬判决，得到信息位的硬判决的二进制数据序列λ₃[sc_n]；再将该二进制数据序列λ₃[sc_n]送到信宿，迭代接收机完成检测和译码操作，流程结束。

本发明创新构建了一个由发送机和迭代接收机组成的、具有定时同步功能的CPM信号处理系统，并提出其中迭代接收机接收信号的处理方法。其中创新关键技术是接收端的迭代接收机的构建和迭代处理以及迭代接收机增设的最大似然检测器，采用最大似然检测方法进行CPM信号的解调和定时误差值的计算；解调器采用改进了的BCJR算法，使用信道译码器的反馈软/硬信息和执行迭代操作。

本发明还创新提出用于连续相位调制系统的、基于最大似然准则的定时误差检测方法，并提出了几种近似的误差检测方法和简化接收机处理复杂度方法。

本发明系统在迭代接收机中增设的最大似然检测器具有下述三个优点：

(一)简化系统的迭代接收机：CPM信号在Laurent分解下被分解为多个脉幅调制PAM分量时，有些PAM分量包含的能量很小，因此只用几个甚至一个PAM分量就能包含CPM信号的绝大部分能量，这样信号序列{z_k；k＝K+1，K+2，L，2^L-1}的作用就可以忽略不计。所以该检测器中的匹配滤波器的数量就从原来的2^L-1个减少到很少的几个、甚至1个，从而降低接收机的复杂度。本发明在实施例仿真中使用的匹配滤波器数量就只有1个，即只使用CPM信号线性分解下的主分量。

(二)能够利用信道译码器反馈信息的硬判决信息序列实现定时同步，即通过硬判决信息得到BCJR解调的最佳路径，并在该路径进行时延调整，这样就降低了解调操作的复杂度，诚然，系统性能也会有所损失。

(三)能够利用信道译码器反馈的软信息(比特似然比信息序列)实现定时同步，这种情况下最大似然检测器在传统BCJR算法中加入PSP(Per-survivor process)处理，即遍历每个符号周期所有格图状态的幸存路径分支，并分别计算定时误差和执行时延调整。在进行BCJR算法解调时，引入信道译码器反馈的软信息作为辅助，使得γ度量值与计算的α和β度量值更加可靠。同时，由于在计算定时误差值时，没有特定的唯一路径，而是遍历各格图状态分支分别计算，故比利用硬判决信息在唯一路径上进行定时恢复更可靠，鲁棒性更佳。

因此，本发明的优点是：为使定时同步算法适用于CPM系统，本发明采用基于最大似然准则的定时误差检测方法进行迭代定时同步，提升系统正常工作的信噪比门限。再用基于Laurent分解的脉冲幅度调制PAM的线性分量叠加来表示CPM信号，以及在最大似然检测器和译码器间执行迭代操作，都降低了系统的操作复杂度和最大限度提升系统的误比特率性能，本发明利用信道译码器的反馈信息，能够提升同步环路和系统工作的信噪比门限，使得系统能够在低信噪比条件下工作。此外，本发明既适用于二进制CPM信号系统，也能推广至多进制CPM信号系统和具有格图结构的非线性调制信号系统。在计算定时误差值时，本发明除了采用特定的判决路径之外，还可以遍历各格图状态分支分别计算，从而比利用硬判决信息在唯一路径上进行的定时恢复更可靠，鲁棒性更佳。再者，本发明能够对抗数据帧内的时钟抖动，有良好的定时追踪性能。所以，本发明能够适用于性能要求很高的远距离通信，如卫星通信和深空通信。

附图说明

图1是传统的CPM调制数字通信系统的结构组成示意图。

图2是现在使用的一种异步采样定时同步环路电路结构组成示意图。

图3是本发明CPM信号迭代实现定时同步的系统的结构组成示意图。

图4是本发明系统中的迭代接收机的最大似然检测器结构组成示意图。

图5是本发明计算定时误差值的早迟门检测方法的流程图。

图6是本发明计算定时误差值的Mueller-and-Mueller检测方法流程图。

图7是本发明计算定时误差值的过零点检测方法的流程图。

图8是本发明实施例中的定时误差检测算法的时延估计均值曲线图。

图9是本发明实施例在采用卷积码时CPM迭代定时同步算法对抗固定时延的性能比较图。

图10是本发明实施例在加入时钟抖动后CPM迭代定时同步算法的追踪性能比较图。

图11是本发明实施例中的CPM迭代定时同步方法的抗抖动性能图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细描述。

参见图3，介绍本发明CPM信号迭代实现定时同步的系统的结构组成：包括由信源、信道编码器、交织器和连续相位调制器组成的发送机和迭代接收机；其中创新要点的迭代接收机是由顺序连接的最大似然检测器、解交织器、信道译码器和信宿，以及将信道译码器的输出信号进行交织、再反馈给最大似然检测器的交织器所组成。该最大似然检测器对接收的CPM信号采用基于最大似然准则的检测方法进行解调、定时误差值的检测计算和时延调整，并输出各符号的比特似然比，

参见图4，介绍最大似然检测器的组成电路：设有匹配滤波器组和解调器，以及位于两者之间、由顺序连接的定时误差检测器、环路滤波器、控制器和插值器组成的定时同步环路电路。其中：

匹配滤波器组，用于将接收的CPM信号的各个PAM分量波形作为冲击响应波形而输出响应信号；因CPM信号在Laurent分解为多个PAM分量时，只用少量、甚至一个PAM分量就能包含该CPM信号的绝大部分能量，故该匹配滤波器组只设置1个或2个与PAM线性分量波形对应的滤波器，大大减少了匹配滤波器数量。

插值器，负责根据控制器的采样时刻对接收到的匹配滤波器的输出信号序列进行信号采样，即用插值方法计算每个采样时刻的匹配滤波器的输出值，并将插值后的信息序列输出到解调器和定时误差检测器。

定时误差检测器，负责检测接收信号的时延：接收插值器输出的插值后信号，并根据解调器给出的幸存路径计算当前时刻的定时误差值，经由环路滤波器输出至控制器。

环路滤波器，作为传统定时同步环路电路的组成部分，负责滤除定时误差检测器输出信号的高频分量和干扰。

控制器，负责接收定时误差检测器输出的定时误差值，确定下一个符号周期的时延和采样时刻，并告知插值器；该控制器在当前符号周期的时延为

定时误差为e_n，设置的调整系数为μ时，其下一个采样时刻的时延调整公式为：

式中，自然数下标n为符号周期的序号，其最大数为数据帧的符号个数N；调整系数μ的取值范围为0.001T～0.004T，T是符号周期的时长。

解调器，负责采用改进的最大后验概率BCJR算法进行解调，以便给定时误差检测器输出每个符号周期内所有状态的幸存路径，并向外部电路输出解调软信息；因BCJR算法会产生多条格图状态分支，且只有在正确路径上计算的定时误差值才正确和有意义；因此，该解调器还接收外部电路、即信道译码器的反馈信息用作解调的辅助信息，以便能够在最接近正确的路径上进行逐比特的定时偏差检测和时延调整，以对抗时钟抖动。

本发明还提供了一种采用本发明系统迭代实现定时同步的方法：本发明系统中的发送机的信源产生的二进制数据序列sc＝(sc₀，sc₁，...，sc_n，...)，送入信道编码器编码后，得到的二进制数据序列{b_n}又被送入交织器处理，得到的随机交织的二进制数据序列{b_π(n)}，又被送入连续相位调制器处理后的CPM信号，作为发送信号s(t)送入信道传输，则该系统的迭代接收机接收的信号为r(t)。

本发明迭代接收机的工作方法包括下列操作步骤：

(1)系统启动后，初始化设置本地交织器输出的比特似然比信息序列{λ₂[b_π(n)]}为0，并将该比特似然比信息序列{λ₂[b_π(n)]}送入最大似然检测器。

(2)最大似然检测器接收到比特似然比信息序列{λ₂[b_π(n)]}后，有下述两种可选操作步骤：

(2A)对该比特似然比信息序列作硬判决得到硬判决信息序列，再通过该硬判决信息序列对接收信号r(t)顺序地逐比特进行最大似然解调、定时误差值的检测计算和时延调整，以对抗时钟抖动和生成解调后符号的比特似然比信息序列λ₁[b_π(n)]，并将其送至解交织器；该方式操作的复杂度低，系统性能有所损失。

该步骤包括下列具体操作内容：最大似然检测器先对反馈的比特似然比信息序列做一次硬判决，得到的硬判决信息序列就是对调制符号的估计序列；再根据该硬判决信息序列确定唯一一条长度为N的分支路径，将其送入到定时误差检测器和控制器，然后在这条路径上计算定时误差，并进行时延估计和时延调整；此时的解调器使用传统的BCJR算法进行最大似然解调；解调、定时误差值的检测计算和时延调整同步进行。

(2B)直接利用该信息序列作为反馈的软信息对接收信号r(t)顺序地逐比特进行最大似然解调、定时误差值的检测计算和时延调整，以对抗时钟抖动和生成解调后符号的比特似然比信息序列λ₁[b_π(n)]，并将其送至解交织器；该方式完成的定时恢复可靠性高，鲁棒性强。

该步骤包括下列具体操作内容：

(21)确定循环迭代次数；最大似然检测器中的解调器初始化BCJR解调算法的状态转移格图和设置反馈的译码信息初始值为0，控制器初始化设置当前数据帧的初始时延；经由信道传输被接收机接收的信号首先送入最大似然检测器中的匹配滤波器组进行处理。

(22)解调器初始化设置BCJR算法状态转移格图中的格图状态数N_s的所有状态初始α值：如果是第一次迭代操作，则控制器将当前数据帧的初始时延作为各BCJR格图状态的初始化时延信息；否则，将上一次反向迭代的各状态最后时延信息作为各BCJR格图状态初始化时延信息。

(23)对接收信号序列中的每个符号周期n顺序执行前向迭代操作，即执行下列操作内容：

(231)匹配滤波器的输出信号送入插值器，插值器在各状态对应的时延估计值基础上对信号进行多次采样、即多次插值，得到第n个符号周期各格图状态下匹配滤波器的输出采样值z_k(n)，因不同分支的时延补偿不同，每个匹配滤波器的输出采样值有N_s个不同值，故以向量形式代替nT时刻的采样输出值z_k(nT)，式中，自然数k为接收机匹配滤波器序号，其最大值为该匹配滤波器组的匹配滤波器总数K；T为信号序列的符号周期时长；N_s为格图状态的自然数序号j的最大值，

为第n个符号周期下第j个格图状态对应的时延。

(232)解调器用BCJR算法计算每条格图状态分支的γ度量，并在计算过程中利用反馈的软信息作为辅助，增加γ数值的可靠度；继而计算α数值，并根据γ和α数值探索每个状态的前向幸存路径。

(233)将插值后的信号与幸存路径都送入定时误差检测器，定时误差检测器在各格图状态对应的幸存路径上采用定时误差检测方法计算每个状态下的定时误差值

(234)定时误差值e_n经过环路滤波器滤波后，送入控制器；控制器确定下一个采样时刻需要调整的时延补偿，更新各状态的时延估计值：用向量

表示所有状态的新时延估计值，再将该新时延估计值送入到插值器，得到下一符号周期内的采样时刻，即第(n+1)个符号的插值时刻。

(24)解调器初始化所有N_s个状态的初始β值，控制器将前向迭代的各状态最后时延信息作为反向迭代的初始化时延信息。

(25)对接收信号序列中的每个符号周期n执行反向顺序的迭代操作，即执行下列操作内容：

(251)匹配滤波器的输出信号送入插值器，插值器在各状态对应的时延估计值基础上进行多次信号采样、即多次插值，得到每个时刻n各分支下匹配滤波器输出的新采样值

式中，上标b表示反向迭代。

(252)用BCJR算法计算每条格图状态分支的γ度量，并在计算过程中利用反馈的软信息作为辅助，增加γ数值的可靠度；进而计算β数值，并根据γ和β数值探索每个状态的反向幸存路径。

(253)将插值后的信号与幸存路径都送入定时误差检测器，定时误差检测器在各格图状态对应的幸存路径上采用定时误差检测方法计算当前各状态下的定时误差值e_n。

(254)定时误差值e_n经过环路滤波器滤波后，送入控制器；控制器确定调整的时延补偿值，更新各状态的时延估计值；用向量

表示所有状态下的新时延估计值再将该新时延估计值

送入到插值器，得到下一符号周期内的采样时刻，即第(n-1)个符号的插值时刻。

(26)解调器根据最新的α、β和γ数值计算BCJR解调的软信息，即各符号周期内的比特似然比信息序列{λ₁[b_π(n)]}；并将{λ₁[b_π(n)]}输出给该系统的解交织器，并从该系统的交织器得到反馈的比特似然比信息序列{λ₂[b_π(n)]}。

(27)判断当前迭代次数是否达到步骤(21)设置的循环迭代次数，如果已经达到，则执行后续步骤(28)；否则，返回执行步骤(22)。

(28)控制器记录当前数据帧帧尾α数值最大的状态的时延信息，作为下一帧的初始时延，以保持对多个数据帧的定时同步追踪性能；流程结束。

(3)解交织器对该比特似然比信息序列λ₁[b_π(n)]进行解交织处理，再将解交织后的比特似然比信息序列{λ₁[b_n]}送至信道译码器。

(4)信道译码器对该比特似然比信息序列{λ₁[b_n]}进行译码后，将得到的带有校验位的比特似然比信息序列{λ₂[b_n]}送至交织器处理后，得到随机交织后的译码比特似然比信息序列{λ₂[b_π(n)]}。

(5)交织器将该随机交织后的译码比特似然比信息序列{λ₂[b_π(n)]}作为反馈信息送至最大似然检测器，用于辅助进行解调和同步。

(6)返回循环执行步骤(2)-(5)，即经过1～2次迭代后，停止译码。该步骤执行的循环迭代次数的选择，取决于对系统计算复杂度和性能的综合均衡考虑：1次迭代操作的复杂度低，2次迭代操作的复杂度高，但更接近系统理想同步的性能。

(7)迭代结束后，将信道译码器输出的比特似然比信息序列{λ₂[b_n]}的校验位剔除，并进行硬判决，得到信息位的硬判决的二进制数据序列λ₃[sc_n]；再将该二进制数据序列λ₃[sc_n]送到信宿，迭代接收机完成检测和译码操作，流程结束。

本发明上述步骤(233)或步骤(253)计算定时误差值时，需要计算接收端似然函数的微分，而微分滤波器因复杂度高而很难实现；借鉴线性调制的相关理论，定时误差值的计算方法有多种近似实现方式。本发明定时误差检测器计算定时误差值时采用的基于最大似然准则的定时误差检测方法有下述两种：

(A)基于CPM信号的Laurent分解实现的定时误差检测方法：基于最大似然准则计算接收信号似然函数的偏导数并用于检测定时误差；该方法只用Laurent分解下能量较大的少数几个、甚至1个线性分量波形来近似计算定时误差值，以降低计算复杂度和系统结构，故适用于简化后的CPM接收机。

从本发明最大似然检测器的工作方法中可以获知：定时误差检测器在各状态对应的幸存路径上计算当前状态对应的定时误差值，每个符号周期内会产生多个时延估计和定时误差值。为方便说明，研究任意一条格图状态分支上定时误差的计算时，在时钟抖动影响下，时延是时变的，因此令是估计的时延，时延估计在每个符号周期内各不相同，用

表示第n个符号周期内的时延估计，Δ_n表示接收端匹配滤波器第n个符号周期内的输出函数采样值，也就是最大似然检测器用于进行解调和判决的似然函数。

设置任意一个二进制信息序列

简化后系统的迭代接收机匹配滤波器的个数为K，根据背景技术中介绍的基于最大似然准则的定时误差检测方法，结合简化后系统的迭代接收机的特性，并考虑到加入时延补偿对似然函数的影响，则第n个符号周期内，在任意一条格图状态分支

上匹配滤波器输出的的似然函数可以表示为：其中，该格图状态分支中由前L-1个预测比特决定的相关状态为

是该格图状态分支的当前比特符号。的组合情况有2N_s种，分别对应2N_s个格图状态分支。

是伪符号

的共轭，它的值是由k和当前所处的格图状态分支

决定的。

是第k个匹配滤波器输出响应在

时刻的采样值。对上式求关于

的偏导，得到下式：其中z′_k是z_k的一阶导数，

就是第n个符号周期内的定时误差值。该数值为当前采样时刻相对于最佳采样时刻的偏移量。

当

时，似然函数达到极值，斜率为0，就认为对时延的补偿使采样时刻达到最佳，当前的就是系统的时延。而当

说明采样点相对于最佳采样点右偏，即采样时刻滞后；反之，则是采样时刻超前或左偏。定时误差值绝对值越大，说明时延也越大，即相对于理想采样位置的偏移量也越大。但是上述方法需要迭代接收机计算似然函数的微分，而微分滤波器因复杂度高而很难实现，工程上采用下述近似检测方法以替代微分滤波器。

(B)分别采用适用于CPM信号的早迟门检测、Mueller-and-Mueller检测或过零点检测三种方法来检测定时误差，以简化Laurent分解检测的微分计算公式而近似实现基于最大似然准则的定时误差检测；这三种定时误差检测方法操作步骤简单、容易，更适于工程应用。

参见图5，介绍基于线性调制信号同步早迟门算法机制的CPM信号早迟门检测(Early-late Detector)方法：用当前采样点左右两侧附近采样时刻的似然函数之差表示当前采样点的似然函数的斜率。具体方法是：将接收端接收到的数据通过匹配滤波器，在第n个符号周期时延估计值

的基础上，分别在

和

两个时刻对匹配滤波器的输出进行采样，所得到的后者采样结果与前者采样结果的差，再与第n个符号周期的幸存路径上对应的伪符号相乘，得到的复数值取其实部，即为第n个符号周期的幸存路径上的定时误差值。

参见图6介绍CPM信号的Mueller-and-Mueller检测方法：接收端的接收数据通过匹配滤波器，在第n个和第(n-1)个两个符号周期的时延估计值

和

的基础上，分别在

和

两个时刻对匹配滤波器的输出进行采样，得到两个采样结果后，又分别计算第n个符号周期的采样结果与第(n-1)个符号周期的幸存路径上对应的伪符号相乘之积，以及第(n-1)个符号周期的采样结果与第n个符号周期的幸存路径上对应的伪符号相乘之积，然后，计算这两个积的差，得到的复数值取其实部，即为第n个符号周期的幸存路径上的定时误差值。

参见图7，介绍CPM信号的过零点检测(Zero-crossing Detector)方法：接收端的接收数据通过匹配滤波器，在第n个符号周期时延估计值

的基础上，在

时刻对匹配滤波器的输出进行采样的采样结果，分别与第(n-1)个符号周期的幸存路径上对应的伪符号相乘和与第n个符号周期的幸存路径上对应的伪符号相乘，然后，求该两个乘积的差值，得到的复数值取其实部，即为第n个符号周期的幸存路径上的定时误差值。

本发明已经进行了多次实施试验和模拟仿真，下面具体说明实验结果情况：

固定时延下的仿真情况：采用CPM信号的早迟门检测方法来检测定时误差，先研究最大似然检测器中的定时同步算法在时延估计的范围和精度上的性能。

不加入系统编译码，仿真参数如下表所示

调制指数(h)	1/2
		频率响应(g(t))	GMSK
主分量脉冲持续时间(L)	4(T)
		过采样速率(fs)	8
相位状态数	4
		帧长	2000
时延调整系数(μ)	0.004(T)

参见图8，说明定时误差检测算法的时延估计均值曲线情况：信噪比越高，时延估计的结果越理想，可以纠正的时延偏差范围也越大。在较低的信噪比条件下，对0.5T范围内的时延偏差纠正效果较好。

参见图9，介绍加入1/2码率的卷积码编译码以及随机交织器后，本发明方法在不同技术方案下的误比特率性能。在早迟门检测方法检测定时误差值的基础上，采用公式

进行逐比特的时延调整，得到图9的仿真结果。其中横坐标中的SNR表示信噪比，即E_s/N₀。从图9的结果可知：在系统的时延固定为0.5T的情况下，利用信道译码器给出的软信息作辅助，误比特率同传统的BCJR算法相比较下降显著，并能够接近完全同步下的性能。另外经过2次迭代，还有0.1～0.2dB的增益。总体来看，本发明定时同步算法能够降低系统工作SNR门限1～2dB。

再介绍时钟抖动下的仿真结果，即研究CPM迭代定时同步算法的抗时钟抖动性能。在实际数字通信系统中，时钟漂移是随机的，因此实施例选择加性随机过程作为时延抖动的模型为：τ_m+1＝τ_m+N(0，σ²)，其中，自然数下标m是采样点序号，σ代表抖动的标准差。这里的抖动是相对于采样点而言，即每次采样引入一次抖动。仍然采用CPM信号的早迟门检测方法检测定时误差值，并作逐比特的时延调整，仿真参数如下表所示。在1/2码率卷积码的编码方案下，定时同步算法的性能如下：

调制指数(h)	1/2
		频率响应(g(t))	GMSK
符号周期(T)	1
		主分量脉冲持续时间(L)	4(T)
过采样速率(fs)	8
		相位状态数	4
帧长	200
		时延调整系数(μ)	0.001(T)
时钟抖动标准差σj	0.002T～0.005T

首先研究该定时同步方法能够容忍的时钟抖动的严重程度，由于在远距离通信中系统经常工作在低信噪比下，因此先观察在0dB时，该定时同步方法的抗抖动性能。图10表明：在0db时，当每个采样点采样时刻的抖动标准差为0.002T，在处理连续到来的多个数据帧时，本发明定时算法对每一帧的帧时延的估计基本准确，有比较好的追踪效果。且经过200帧后，系统仍保持较好的同步率。标准差增大到0.005T后，时钟漂移恶化幅度明显，出现追踪失败的几率开始变高，很有可能需要重新进行帧同步。

再选择时钟抖动的标准差为0.002T时，观察系统在不同信噪比条件下的误比特率性能。参见图11所示的结果表明：在加入时钟抖动的情况下，误比特率性能恶化严重，如果没有执行定时同步操作，系统几乎无法正常工作；加入定时同步操作后，本发明系统的误比特率有了明显下降，经过迭代后，会获得更多的性能增益，并能够接近于完全同步的系统性能。这说明本发明方法有比较好的抗抖动性能。迭代次数越多，额外获得的性能增益就越来越小，性能也越来越接近于理想同步的情况。横坐标中的SNR表示信噪比，即E_s/N₀。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明保护的范围之内。

Claims (10)

1.一种连续相位调制CPM信号迭代实现定时同步的系统，设有：由信源、信道编码器、交织器和连续相位调制器组成的发送机和接收机；其特征在于：所述接收机为：由顺序连接的最大似然检测器、解交织器、信道译码器和信宿，以及将信道译码器的输出信号进行交织、再反馈给最大似然检测器的交织器所组成的迭代接收机；所述最大似然检测器对接收的CPM信号采用基于最大似然准则的检测方法进行解调、定时误差值的检测计算和时延调整，并输出各符号的比特似然比，其组成电路设有匹配滤波器组和解调器，以及位于两者之间、由顺序连接的定时误差检测器、环路滤波器、控制器和插值器组成的定时同步环路电路；其中，

匹配滤波器组，用于将接收的CPM信号的各个脉幅调制PAM分量波形作为冲击响应波形而输出响应信号；因CPM信号在Laurent分解为多个PAM分量时，只用少量、甚至一个PAM分量就能包含该CPM信号的绝大部分能量，故该匹配滤波器组只设置1个或2个与PAM线性分量波形对应的滤波器，大大减少了匹配滤波器数量；

插值器，负责根据控制器的采样时刻对接收到的匹配滤波器的输出信号序列进行信号采样，即用插值方法计算每个采样时刻的匹配滤波器的输出值，并将插值后的信息序列输出到解调器和定时误差检测器；

定时误差检测器，负责检测接收信号的时延：接收插值器输出的插值后信号，并根据解调器给出的幸存路径计算当前时刻的定时误差值，经由环路滤波器输出至控制器；

环路滤波器，作为传统定时同步环路电路的组成部分，负责滤除定时误差检测器输出信号的高频分量和干扰；

控制器，负责接收定时误差检测器输出的定时误差值，确定下一个符号周期的时延和采样时刻，并告知插值器；

解调器，负责采用改进的最大后验概率BCJR算法进行解调，以便给定时误差检测器输出每个符号周期内所有状态的幸存路径，并向外部电路输出解调软信息；因BCJR算法会产生多条格图状态分支，且只有在正确路径上计算的定时误差值才正确和有意义；因此，该解调器还接收外部电路、即信道译码器的反馈信息用作解调的辅助信息，以便能够在最接近正确的路径上进行逐比特的定时偏差检测和时延调整，以对抗时钟抖动。

2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于：所述控制器在当前符号周期的时延为

定时误差为e_n，设置的调整系数为μ时，其下一个采样时刻的时延调整公式为：

式中，自然数下标n为符号周期的序号，其最大数为数据帧的符号个数N；调整系数μ的取值范围为0.001T～0.004T，T是符号周期的时长。

3.一种采用权利要求1所述的系统迭代实现定时同步的方法，其特征在于：所述系统的发送机的信源产生的二进制数据序列sc＝(sc₀，sc₁，...，sc_n，...)，送入信道编码器编码后，得到的二进制数据序列{b_n}又被送入交织器处理，得到的随机交织的二进制数据序列{b_π(n)}，又被送入连续相位调制器处理后的CPM信号，作为发送信号s(t)送入信道传输，所述系统的迭代接收机接收的信号为r(t)；该迭代接收机的工作方法包括下列操作步骤：

(1)系统启动后，初始化设置本地交织器输出的比特似然比信息序列{λ₂[b_π(n)]}为0，并将该比特似然比信息序列{λ₂[b_π(n)]}送入最大似然检测器；

(2)最大似然检测器接收到比特似然比信息序列{λ₂[b_π(n)]}后，有下述两种可选操作步骤：

(2A)对该比特似然比信息序列作硬判决得到硬判决信息序列，再通过该硬判决信息序列对接收信号r(t)顺序地逐比特进行最大似然解调、定时误差值的检测计算和时延调整，以对抗时钟抖动和生成解调后符号的比特似然比信息序列λ₁[b_π(n)]，并将其送至解交织器；该方式操作的复杂度低，系统性能有所损失；

(2B)直接利用该信息序列作为反馈的软信息对接收信号r(t)顺序地逐比特进行最大似然解调、定时误差值的检测计算和时延调整，以对抗时钟抖动和生成解调后符号的比特似然比信息序列λ₁[b_π(n)]，并将其送至解交织器；该方式完成的定时恢复可靠性高，鲁棒性强；

(3)解交织器对该比特似然比信息序列λ₁[b_π(n)]进行解交织处理，再将解交织后的比特似然比信息序列{λ₁[b_n]}送至信道译码器；

(4)信道译码器对该比特似然比信息序列{λ₁[b_n]}进行译码后，将得到的带有校验位的比特似然比信息序列{λ₂[b_n]}送至交织器处理后，得到随机交织后的译码比特似然比信息序列{λ₂[b_π(n)]}；

(5)交织器将该随机交织后的译码比特似然比信息序列{λ₂[b_π(n)]}作为反馈信息送至最大似然检测器，用于辅助进行解调和同步；

(6)返回循环执行步骤(2)-(5)，即经过1～2次迭代后，停止译码；

(7)迭代结束后，将信道译码器输出的比特似然比信息序列{λ₂[b_n]}的校验位剔除，并进行硬判决，得到信息位的硬判决的二进制数据序列λ₃[sc_n]；再将该二进制数据序列λ₃[sc_n]送到信宿，迭代接收机完成检测和译码操作，流程结束。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于：所述步骤(6)执行的循环迭代操作次数的选择，取决于对系统计算复杂度和性能的综合均衡考虑：1次迭代操作的复杂度低，2次迭代操作的复杂度高，但更接近系统理想同步的性能。

5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于：所述步骤(2A)中，通过硬判决信息序列对接收信号顺序地逐比特进行最大似然解调、定时误差值的检测计算和时延调整的具体方法为：最大似然检测器先对反馈的比特似然比信息序列做一次硬判决，得到的硬判决信息序列就是对调制符号的估计序列；再根据该硬判决信息序列确定唯一一条长度为N的分支路径，将其送入到定时误差检测器和控制器，然后在这条路径上计算定时误差，并进行时延估计和时延调整；此时的解调器使用传统的BCJR算法进行最大似然解调；解调、定时误差值的检测计算和时延调整同步进行。

6.根据权利要求3所述的方法，其特征在于：所述步骤(2B)中，直接利用比特似然比信息序列作为反馈的软信息对接收信号顺序地逐比特进行最大似然解调、定时误差值的检测计算和时延调整的具体方法为：

(21)确定循环迭代次数；最大似然检测器中的解调器初始化BCJR解调算法的状态转移格图和设置反馈的译码信息初始值为0，控制器初始化设置当前数据帧的初始时延；经由信道传输被接收机接收的信号首先送入最大似然检测器中的匹配滤波器组进行处理；

(22)解调器初始化设置BCJR算法状态转移格图中的格图状态数N_s的所有状态初始α值：如果是第一次迭代操作，则控制器将当前数据帧的初始时延作为各BCJR格图状态的初始化时延信息；否则，将上一次反向迭代的各状态最后时延信息作为各BCJR格图状态初始化时延信息；

(23)对接收信号序列中的每个符号周期n顺序执行前向迭代操作；

(24)解调器初始化所有N_s个状态的初始β值，控制器将前向迭代的各状态最后时延信息作为反向迭代的初始化时延信息；

(25)对接收信号序列中的每个符号周期n执行反向顺序的迭代操作；

(26)解调器根据最新的α、β和γ数值计算BCJR解调的软信息，即各符号周期内的比特似然比信息序列{λ₁[b_π(n)]}；并将{λ₁[b_π(n)]}输出给该系统的解交织器，并从该系统的交织器得到反馈的比特似然比信息序列{λ₂[b_π(n)]}；

(27)判断当前迭代次数是否达到步骤(21)设置的循环迭代次数，如果已经达到，则执行后续步骤(28)；否则，返回执行步骤(22)；

(28)控制器记录当前数据帧帧尾α数值最大的状态的时延信息，作为下一帧的初始时延，以保持对多个数据帧的定时同步追踪性能；流程结束。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于：所述步骤(23)的前向迭代操作步骤包括下列内容：

(231)匹配滤波器的输出信号送入插值器，插值器在各状态对应的时延估计值基础上对信号进行多次采样、即多次插值，得到第n个符号周期各格图状态下匹配滤波器的输出采样值z_k(n)，因不同分支的时延补偿不同，每个匹配滤波器的输出采样值有N_s个不同值，故以向量形式

代替nT时刻的采样输出值z_k(nT)，式中，自然数k为接收机的匹配滤波器序号，其最大值为该匹配滤波器组的匹配滤波器总数K；T为信号序列的符号周期时长；N_s为格图状态的自然数序号j的最大值，

为第n个符号周期下第j个格图状态对应的时延；

(232)解调器用BCJR算法计算每条格图状态分支的γ度量，并在计算过程中利用反馈的软信息作为辅助，增加γ数值的可靠度；继而计算α数值，并根据γ和α数值探索每个状态的前向幸存路径；

(233)将插值后的信号与幸存路径都送入定时误差检测器，定时误差检测器在各格图状态对应的幸存路径上采用定时误差检测方法计算每个状态下的定时误差值

(234)定时误差值e_n经过环路滤波器滤波后，送入控制器；控制器确定下一个采样时刻需要调整的时延补偿，更新各状态的时延估计值：用向量

表示所有状态的新时延估计值，再将该新时延估计值送入到插值器，得到下一符号周期内的采样时刻，即第(n+1)个符号的插值时刻。

8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于：所述步骤(25)的反向顺序的迭代操作步骤包括下列内容：

(251)匹配滤波器的输出信号送入插值器，插值器在各状态对应的时延估计值基础上进行多次信号采样、即多次插值，得到每个时刻n各分支下匹配滤波器输出的新采样值

式中，上标b表示反向迭代；

(252)用BCJR算法计算每条格图状态分支的γ度量，并在计算过程中利用反馈的软信息作为辅助，增加γ数值的可靠度；进而计算β数值，并根据γ和β数值探索每个状态的反向幸存路径

(253)将插值后的信号与幸存路径都送入定时误差检测器，定时误差检测器在各格图状态对应的幸存路径上采用定时误差检测方法计算当前各状态下的定时误差值e_n；

(254)定时误差值e_n经过环路滤波器滤波后，送入控制器；控制器确定调整的时延补偿值，更新各状态的时延估计值；用向量

表示所有状态下的新时延估计值再将该新时延估计值送入到插值器，得到下一符号周期内的采样时刻，即第(n-1)个符号的插值时刻。

9.根据权利要求7或8所述的方法，其特征在于：所述步骤(233)或步骤(253)中，定时误差检测器计算定时误差值时采用的基于最大似然准则的定时误差检测方法有下述两种：

(A)基于CPM信号的Laurent分解实现的定时误差检测方法：基于最大似然准则计算接收信号似然函数的偏导数并用于检测定时误差；该方法只用Laurent分解下能量较大的少数几个、甚至1个线性分量波形来近似计算定时误差值，以降低计算复杂度和系统结构，故适用于简化后的CPM接收机；但该方法需要计算接收端似然函数的微分，而微分滤波器因复杂度高而很难实现，工程上采用近似检测方法以替代微分滤波器；

(B)分别采用适用于CPM信号的早迟门检测、Mueller-and-Mueller检测或过零点检测三种方法来检测定时误差，以简化Laurent分解检测的微分计算公式而近似实现基于最大似然准则的定时误差检测；这三种定时误差检测方法操作步骤简单、容易，更适于工程应用。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于：所述早迟门检测方法是基于迟早门算法机制，即用当前采样点左右两侧附近采样时刻的似然函数之差表示当前采样点的似然函数的斜率；具体方法是：将接收端接收到的数据通过匹配滤波器，在第n个符号周期时延估计值

的基础上，分别在

和

两个时刻对匹配滤波器的输出进行采样，所得到的后者采样结果与前者采样结果的差，再与第n个符号周期的幸存路径上对应的伪符号相乘，得到的复数值取其实部，即为第n个符号周期的幸存路径上的定时误差值；

所述Mueller-and-Mueller检测方法是：接收端的接收数据通过匹配滤波器，在第n个和第(n-1)个两个符号周期的时延估计值

和

的基础上，分别在

和两个时刻对匹配滤波器的输出进行采样，得到两个采样结果后，又分别计算第n个符号周期的采样结果与第(n-1)个符号周期的幸存路径上对应的伪符号相乘之积，以及第(n-1)个符号周期的采样结果与第n个符号周期的幸存路径上对应的伪符号相乘之积，然后，计算这两个积的差，得到的复数值取其实部，即为第n个符号周期的幸存路径上的定时误差值；

所述过零点检测方法是：接收端的接收数据通过匹配滤波器，在第n个符号周期时延估计值

的基础上，在

时刻对匹配滤波器的输出进行采样的采样结果，分别与第(n-1)个符号周期的幸存路径上对应的伪符号相乘和与第n个符号周期的幸存路径上对应的伪符号相乘，然后，求该两个乘积的差值，得到的复数值取其实部，即为第n个符号周期的幸存路径上的定时误差值。

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