CN110011724A - 一种船舶自动识别系统的接收方法、接收机及通信卫星 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种船舶自动识别系统的接收方法、接收机及通信卫星。其中，接收方法包括以下步骤：AIS射频信号接收、滤波放大、模数转换、多级正交下变频与抽取滤波、存储、恒虚警率检验、载波同步、匹配滤波、码元同步、白化滤波、解调解码；接收机包括射频前端处理模块与基带信号处理模块，射频前端处理模块用于对所接收的射频信号进行中频滤波与功放、射频采样、正交下变频与抽取滤波处理获得基带信号，基带信号处理模块用于对AIS基带信号中的AIS消息进行检测、同步、解调解码。本发明具有解调性能优异、节约资源、碰撞信号处理的技术特点。

Description

一种船舶自动识别系统的接收方法、接收机及通信卫星

技术领域

本发明属于船舶卫星通信技术领域，尤其涉及一种船舶自动识别系统的接收方法、接收机及通信卫星。

背景技术

船舶间的相互通信与识别是海上航行安全和船舶交通管理的前提。为了避免由于船舶碰撞造成的人类生命财产损失以及海洋生态环境污染，船舶自动识别系统(AIS)应运而生。AIS工作在海上甚高频频段(30MHz～300MHz)，同时，由于岸基、船载天线的高度有限，AIS发射机只能覆盖直径大约40海里的区域。随着社会经济的快速发展，国家间的经贸政治往来日趋频繁。船舶数量的增加导致远洋事故率的增长，再加上海盗势力日益猖獗，远洋船舶的航行安全受到巨大威胁，因而，海上主管部门迫切希望对远洋航行的船舶进行实时监管与跟踪，提高船舶航行的安全性。

通过组网卫星可以实时监管与跟踪全球范围内的船舶，从而保障远洋船舶的航行安全。然而，AIS星载接收机面临着新的技术问题：(1)陆/海基AIS系统中，船舶之间以及船舶与岸台基站之间的相对运行速度慢，产生的多普勒频率偏移小，因而，现有的AIS信号解调算法并没有将多普勒频偏作为一个主要性能影响因素加以考虑。然而，与船舶的运行速度相比，卫星的运行速度非常快，使得星载接收机接收到的由船舶发送的AIS信号会产生大的多普勒频偏，而大多普勒频偏将会恶化现有的AIS信号解调算法的性能。(2)陆/海基AIS系统采用自组织时分多址(SOTDMA)接入技术来协调区域内的船舶通信，避免了SOTDMA小区内的消息碰撞。然而，由于星载接收机的视野范围广，能够覆盖许多的SOTDMA小区，而目前并没有相应的机制来协调小区之间与卫星的通信。因此，不同SOTDMA小区内的船舶发送的AIS信号可能会同时到达星载接收机，形成消息碰撞，而相互碰撞的AIS信号会影响彼此的解调性能。(3)陆/海基AIS系统中，船舶之间以及船舶与岸台基站之间的距离近。AIS信号传输时延短，能在一个时隙内传输结束。ITU-R M.1371技术标准中预留的14bit传输时延完全能够满足陆/海基AIS系统的需求。然而，由于星载接收机与船舶之间的距离远，AIS信号传输时延长，往往需要跨时隙才能传输结束。因此，无论卫星是否装备协调世界时(UTC)，星载接收机都无法知道AIS信号具体到达的时间。因而，星载接收机需要检测是否有AIS信号到达，否则后续处理模块一直处于工作状态，造成不必要的资源浪费。(4)陆/海基AIS系统中信号传输距离短，链路损耗低。然而，对于星载接收机而言，由于AIS信号传输距离长、链路损耗大，卫星接收到的AIS信号信噪比低，对解调算法性能要求高，而现有的解调算法在低信噪比下的解调性能比较差。

发明内容

本发明的技术目的是提供一种船舶自动识别系统的接收方法、接收机及通信卫星，具有解调性能优异、节约资源、碰撞信号处理的技术特点。

为解决上述问题，本发明的技术方案为：

本发明提供一种船舶自动识别系统的接收方法，包括以下步骤：

S1：接收船舶自动识别系统发送的AIS射频信号，并对所述AIS射频信号进行直接采样，获取AIS基带信号；

S2：对所述AIS基带信号进行帧同步，以确定所述AIS基带信号的数据准确起始位置；

S3：根据所述AIS基带信号获取所述AIS基带信号的载波频率估计与定时误差估计，并根据所述载波频率估计和所述定时误差估计对所述AIS基带信号进行同步；

S4：循环冗余校验纠错译码器对所述AIS基带信号进行解调解码，得到所述AIS射频信号中的消息内容。

根据本发明一实施例，所述步骤S1具体包括以下步骤：

S11：接收所述AIS射频信号，并对所述AIS射频信号进行中频滤波与放大；

S12：对所述中频滤波与所述放大后的所述AIS射频信号进行射频直接采样，得到数字化的AIS数字信号；

S13：对于所述AIS数字信号进行多级正交下变频与抽取滤波，得到所述AIS基带信号。

根据本发明一实施例，所述步骤S3具体包括以下步骤：

S31：根据GMSK信号二阶循环累积量的谱线特性获取所述载波频率估计，并根据所述载波频率估计进行载波同步；

S32：根据连续相位调制信号Laurent展开式第一项对所述AIS基带信号进行匹配滤波；

S33：根据所述AIS基带信号获取所述定时误差估计，并根据所述定时误差估计进行码元同步；

S34：对所述码元同步后的所述AIS基带信号进行有色噪声白化，得到所述AIS基带信号的数据位与帧校验位信号，以发送至所述循环冗余校验纠错译码器进行所述解调解码。

根据本发明一实施例，在所述步骤S1执行后与所述步骤S2执行前还包括步骤A1：

对所述AIS基带信号进行存储；

基于恒虚警率检测是否存储有所述AIS基带信号：若有所述AIS基带信号，则执行所述步骤S2至所述步骤S4；若无所述AIS基带信号，则执行工作待机。

根据本发明一实施例，所述循环冗余校验纠错译码器基于Viterbi算法对所述AIS基带信号进行所述解调解码，其中，所述循环冗余校验纠错译码器为循环冗余校验纠错非相干Viterbi译码器，所述循环冗余校验纠错非相干Viterbi译码器设有循环冗余校验移位寄存器，所述步骤S4具体包括以下步骤：

S41：根据所述Viterbi算法的分支度量状态和所述循环冗余校验移位寄存器的状态构建所述循环冗余校验纠错译码器的拓展状态，再根据所述拓展状态构建所述循环冗余校验纠错译码器的状态转移表；

所述循环冗余校验移位寄存器的初始状态所对应的所述拓展状态在0时刻的路径度量设置为0，所述初始状态为0xFFFF；所述初始状态之外的所有所述拓展状态在0时刻的路径度量设置为负无穷大；所有所述拓展状态在0时刻的连续1的数目、插值0的数目均设置为0；

S42：根据各个所述拓展状态在n时刻的路径度量与可能的转出状态，计算出各个所述拓展状态在n时刻的转移变量；

S43：根据各个所述拓展状态在n+1时刻可能的转入路径度量值选择最优路径，同时更新各个所述转移变量的状态；

S44：通过找到时刻184到时刻188上所述循环冗余校验移位寄存器的状态为0x0000的所有路径度量中最优的一条路径并进行回溯，得到所述AIS基带信号对应最可能的译码序列；

S45：对所述译码序列进行内容解析，得到所述AIS基带信号对应的消息内容。

根据本发明一实施例，所述步骤S4执行之后，还包括步骤S5：

S51：根据所述译码序列进行参数估计，得到所述AIS基带信号的幅度、相位、频偏以及时延的估计值；

S52：根据所述译码序列和所述幅度、相位、频偏以及时延的估计值，对所述译码序列进行重构，得到AIS重构信号；

S53：从存储的所述AIS基带信号中消除所述AIS重构信号。

根据本发明一实施例，所述AIS基带信号包括第一基带信号、第二基带信号，所述第一基带信号为对应于161.975MHz频道的基带信号，所述第二基带信号为对应于162.025MHz频道的基带信号，其中，通过所述步骤S2至所述步骤S4分别对所述第一基带信号、所述第二基带信号进行处理，以获取不同频道的消息内容。

本发明还提供一种船舶自动识别系统的接收机，包括：射频前端处理模块和基带信号处理模块，所述基带信号处理模块包括帧同步单元、预处理模块、循环冗余校验纠错译码器；

所述射频前端处理模块用于接收船舶自动识别系统发送的AIS射频信号，并对所述AIS射频信号进行直接采样，获取AIS基带信号；

所述帧同步单元用于对所述AIS基带信号进行帧同步，以确定所述AIS基带信号的数据准确起始位置；

所述预处理模块还用于根据所述AIS基带信号获取所述AIS基带信号的载波频率估计与定时误差估计，并根据所述载波频率估计和所述定时误差估计对所述AIS基带信号进行同步；

所述循环冗余校验纠错译码器用于对所述AIS基带信号进行解调解码，得到所述AIS射频信号中的消息内容。

根据本发明一实施例，所述射频前端处理模块包括滤波放大单元、模数转换单元、数字下变频与抽取滤波单元；

所述滤波放大单元用于接收所述AIS射频信号，并对所述AIS射频信号进行中频滤波与放大；

所述模数转换单元用于对所述中频滤波与所述放大后的所述AIS射频信号进行射频直接采样，得到数字化的AIS数字信号；

所述数字下变频与抽取滤波单元用于对于所述AIS数字信号进行多级正交下变频与抽取滤波，得到所述AIS基带信号。

根据本发明一实施例，所述预处理模块包括载波同步单元、匹配滤波单元、码元同步单元、白化滤波单元；

所述载波同步单元用于根据GMSK信号二阶循环累积量的谱线特性获取所述载波频率估计，并根据所述载波频率估计进行载波同步；

所述匹配滤波单元用于根据连续相位调制信号Laurent展开式第一项对所述AIS基带信号进行匹配滤波；

所述码元同步单元用于根据所述AIS基带信号获取所述定时误差估计，并根据所述定时误差估计进行码元同步；

所述白化滤波单元用于对所述码元同步后的所述AIS基带信号进行有色噪声白化，得到所述AIS基带信号的数据位与帧校验位信号，以发送至所述循环冗余校验纠错译码器进行所述解调解码。

根据本发明一实施例，所述基带信号处理模块还包括存储器、恒虚警率检测器；

所述存储器用于对所述AIS基带信号进行存储；

所述恒虚警率检测器用于基于恒虚警率检测是否存储有所述AIS基带信号：若有所述AIS基带信号，则执行所述基带信号处理模块对所述AIS基带信号的处理；若无所述AIS基带信号，则所述基带信号处理模块工作待机。

根据本发明一实施例，所述循环冗余校验纠错译码器基于Viterbi算法对所述AIS基带信号进行所述解调解码，其中，所述循环冗余校验纠错译码器为循环冗余校验纠错非相干Viterbi译码器，所述循环冗余校验纠错非相干Viterbi译码器设有循环冗余校验移位寄存器；

所述循环冗余校验纠错译码器的拓展状态为根据所述Viterbi算法的分支度量状态和所述循环冗余校验移位寄存器的状态构建的拓展状态，所述循环冗余校验纠错译码器的状态转移表为根据所述拓展状态构建的状态转移表；所述循环冗余校验移位寄存器的初始状态所对应的所述拓展状态在0时刻的路径度量设置为0，所述初始状态为0xFFFF；所述初始状态之外的所有所述拓展状态在0时刻的路径度量设置为负无穷大；所有所述拓展状态在0时刻的连续1的数目、插值0的数目均设置为0；

所述循环冗余校验纠错译码器用于根据各个所述拓展状态在n时刻的路径度量与可能的转出状态，计算出各个所述拓展状态在n时刻的转移变量，并且根据各个所述拓展状态在n+1时刻可能的转入路径度量值选择最优路径，同时更新各个所述转移变量的状态；

所述循环冗余校验纠错译码器还用于通过找到时刻184到时刻188上所述循环冗余校验移位寄存器的状态为0x0000的所有路径度量中最优的一条路径并进行回溯，得到所述AIS基带信号对应最可能的译码序列；

所述基带信号处理模块还包括消息解析单元，所述消息解析单元用于对所述译码序列进行内容解析，得到所述AIS基带信号对应的消息内容。

根据本发明一实施例，所述基带信号处理模块还包括信号重构与抵消模块，所述信号重构与抵消模块用于根据所述译码序列进行参数估计，得到所述AIS基带信号的幅度、相位、频偏以及时延的估计值，并根据所述译码序列和所述幅度、相位、频偏以及时延的估计值，对所述译码序列进行重构，得到AIS重构信号；所述信号重构与抵消模块还用于从存储的所述AIS基带信号中消除所述AIS重构信号。

根据本发明一实施例，所述AIS基带信号包括第一基带信号、第二基带信号，所述第一基带信号为对应于161.975MHz频道的基带信号，所述第二基带信号为对应于162.025MHz频道的基带信号，其中，所述接收机设有两个所述基带信号处理模块，分别用于处理所述第一基带信号、所述第二基带信号，以获取不同频道的消息内容。

本发明还提供一种船舶自动识别系统的通信卫星，包括上述任意一项实施例所述的船舶自动识别系统的接收机。

本发明由于采用以上技术方案，使其与现有技术相比具有以下的优点和积极效果：

(1)本发明通过载波频率估计与定时误差估计对AIS基带信号进行同步，并且通过循环冗余校验纠错译码器对AIS基带信号进行解调解码，解决了多普勒频偏大对信号解调恶化、低信噪比下解调性能较差的技术问题，达到了解调解码性能优异的技术效果；

(2)本发明利用循环冗余移位校验寄存器在接收端进行检错操作时的状态转移特性，即：若传输过程中数据位与帧校验位无错误比特，循环冗余校验寄存器将由初始状态0xFFFF变为0x0000，本发明引入循环冗余校验纠错概念，将Viterbi算法分支度量状态与循环冗余校验寄存器状态相结合，基于无差错传输时的循环冗余校验寄存器状态转移特性确定拓展状态下Viterbi算法的最优路径，从而保证该路径能够通过循环冗余校验，降低了译码算法的误帧率，提高了解调解码性能；

(3)本发明通过对AIS基带信号进行存储并且基于恒虚警率检测是否有AIS基带信号，若检测到存在AIS基带信号则进行信号处理，否则工作待机，解决了无法知道AIS射频信号何时到达的技术问题，达到了节约资源的技术效果；

(4)本发明通过对已经解调解码的基带信号进行重构获取重构信号，并在存储的AIS基带信号中消除已经解调解码的基带信号，解决了AIS射频信号之间消息碰撞而影响解调性能的技术问题，达到了相互碰撞的多个AIS射频信号的接收解调的技术效果。

附图说明

图1为船舶自动识别系统的AIS信号的时隙结构图；

图2为高斯低通滤波器脉冲响应图；

图3为本发明的星载AIS接收机的高层次框图；

图4a为本发明的48MHz射频直接采样前的射频信号频谱示意图；

图4b为本发明的48MHz射频直接采样后的射频信号频谱示意图；

图5为本发明的数字下变频与抽取滤波单元的原理框图

图6为CIC滤波器的结构框图；

图7为直接型FIR滤波器的结构框图；

图8为本发明的恒虚警率检测器的结构框图；

图9a为本发明的GMSK信号二阶循环累积量频域滤波前的谱线图；

图9b为本发明的GMSK信号二阶循环累积量频域滤波后的谱线图；

图10为本发明的循环冗余校验纠错非相干Viterbi译码器的结构框图；

图11为本发明的循环冗余校验纠错译码器的拓展状态结构框图；

图12为本发明的AIS接收机的AIS消息碰撞示意图；

图13为本发明的波形重构轮换解调的结构框图；

图14为本发明的两个AIS射频信号分离的结构框图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明提出的一种船舶自动识别系统的接收方法、接收机及通信卫星作进一步详细说明。根据下面说明和权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。

国际电信联盟给AIS系统分配了两个频道，分别是AIS1(CH87B，161.975MHz)及AIS2(CH88B，162.025MHz)。ITU-R M.1371-5标准规定1min作为1帧，被划分为2250个时隙。每个时隙约为26.67ms，由于AIS系统的码元传输速率为R_b＝9.6kbps，于是，每个时隙的数据长度为256bit。AIS中的信息数据是按照高级数据链路控制结构标准进行打包传输的。AIS时隙结构如图1所示。

图1中信息内容详细分析如下：

上升沿：留给射频接收机开机启动的缓冲时间，大约为800μs。

训练序列：用于收发端时钟对齐、码元同步，也被称为位同步码。训练序列是‘0’、‘1’交替，长度为24bit的一组信息序列。当检测到训练序列时，接收端能快速地实现码元同步。

开始标志：‘01111110’，表示信息的起始位置，由标准的HDLC结构打包。

数据位：表示数据包中真正传输的信息内容，通常长度为168bit，而待传输数据若长度超过168bit，则需要选择多个时隙对数据进行打包传送。

帧校验序列：是对数据位进行循环冗余校验后的校验码，长度为16bit。AIS系统计算校验码使用的生成多项式是国际标准[ISO/IEC 13239:2002]中定义的CCITT-16。

结束标志：表示一个时隙数据传输的结束，与开始标志拥有相同的数据结构。

缓冲位：包括了4bit的插值填充、14bit的距离延迟以及6bit的同步抖动，总长度为24bit。

在AIS信息数据打包的过程中需要注意如下问题：

比特填充：针对数据位与帧校验序列组成的184bit长度的数据流，若其中连续出现5个‘1’，则后面必须插入1个‘0’，防止数据流中出现开始标志或结束标志，这是因为解调数据中若出现‘01111110’将会导致后续信号处理在寻找开始或结束标志时出错。

HDLC字节反转：AIS标准规定，需要对待发送的数据分段，将每8位信息比特作为一个字节，排列顺序由高位到低位，而在发送时，字节中信息比特按照由低位到高位的顺序依次发送。

AIS采用二进制GMSK调制(调制指数为0.5)，时宽带宽积BT_b在0.4和0.5之间(标称值为0.4)，则AIS基带信号表达式为

其中，{α_n}为反向非归零编码后的序列，α_n∈{±1}，T_b为码元周期。g(t)表示高斯低通滤波器脉冲响应，如图2所示(BT_b＝0.4)。

实施例1

参看图3，本实施例提供一种船舶自动识别系统的接收方法，包括以下步骤：

S1：接收船舶自动识别系统发送的AIS射频信号，并对AIS射频信号进行直接采样，获取AIS基带信号；

S2：对AIS基带信号进行帧同步，以确定AIS基带信号的数据准确起始位置；

S3：根据AIS基带信号获取AIS基带信号的载波频率估计与定时误差估计，并根据载波频率估计和定时误差估计对AIS基带信号进行同步；

S4：循环冗余校验纠错译码器对AIS基带信号进行解调解码，得到AIS射频信号中的消息内容。

现具体对本实施例进行详细说明：

1)步骤S1：接收船舶自动识别系统发送的AIS射频信号，并对AIS射频信号进行直接采样，获取AIS基带信号：

具体地，AIS基带信号包括第一基带信号、第二基带信号，第一基带信号为对应于161.975MHz频道的基带信号，第二基带信号为对应于162.025MHz频道的基带信号，其中，通过步骤S2至步骤S4分别对第一基带信号、第二基带信号进行处理，以获取不同频道的消息内容。

具体地，步骤S1具体包括以下步骤：S11：接收AIS射频信号，并对AIS射频信号进行中频滤波与放大；S12：对中频滤波与放大后的AIS射频信号进行射频直接采样，得到数字化的AIS数字信号；S13：对于AIS数字信号进行多级正交下变频与抽取滤波，得到AIS基带信号。

步骤S11中，通过滤波器与放大器对接收的原始AIS射频信号进行中频滤波与放大。

步骤S12中，通过模数转换器ADC对AIS射频信号进行射频直接采样，基于软件无线电的思想使得A/D尽可能靠近天线，以48MHz为射频直接采样速率为例，采样前、后的射频信号频谱示意图分别如图4a、图4b所示；

步骤S13中，通过数字下变频与抽取滤波模块进行多级正交下变频与抽取滤波，数字下变频与抽取滤波模块的原理框图如图5所示，模拟信号r(t)，经过滤波放大后的以f_s＝48MHz的采样频率对中频进行采样并后，通过A/D转换器得到数字信号r(n)，经过正交下变频和低通滤波后得到包含AIS1和AIS2两个信道的低中频复信号，再通过复数正交下变频和低通滤波进行信道分离，输出两个信道AIS1和AIS2的复基带信号r_I1(n)+jr_Q1(n)和r_I2(n)+jr_Q2(n)。

由于AIS基带系统设计要求输出复基带信号的数据率为8倍AIS信号符号率，即76.8kHz,因此在下变频处理过程中必须包含进行滤波抽取，总抽取因子为D＝48MHz/76.8kHz＝625。为了减少硬件资源开销，采用多级滤波抽取的方法，数据率的降低可以有效减少滤波器的资源消耗。因此抽取滤波分别包含在滤波抽取(I)和滤波抽取(II)两个模块中。

本实施例中把总抽取倍数D＝625分解成D₁×D₂×D₃＝25×5×5，抽取滤波(I)模块包含了两次滤波(分别是25阶CIC滤波及FIR1低通滤波)、两次抽取(D1＝25倍的抽取及D2＝5倍的抽取)，抽取滤波(II)模块为两次低通滤波(低通FIR2及低通FIR3滤波)与一次D3＝5倍抽取。

CIC滤波器相对于一般FIR低通滤波器更加简单，也省去了很多乘法器资源，简化了硬件。本实施例采用的CIC滤波结构，如图6所示，CIC滤波器从本质上是一个系数均为1的低通FIR滤波器。

如图7为直接型FIR滤波器的结构框图，滤波器是由乘法器、多位加法器和移位寄存器构成的。由图7可知对于k阶的FIR滤波器，共需要k个移位寄存器和乘法器及k-1个加法器。

信号经过CIC滤波抽取后数据率降为f_s1＝f_s/D₁＝1.92MHz。根据输入信号频谱，考虑到信号存在±4kHz范围内的多普勒频偏，FIR1此时的通带频率取为f_p1＝35kHz；为了防止抽取产生信号混迭，止带截止频率f_a1由抽取因子确定，即f_a1＝f_s1/2D₂＝192kHz，根据指标止带衰减取δ₁＝45dB，根据上述条件设计所得的滤波阶数为19阶(硬件资源消耗较少)。

FIR2通带频率f_p2＝10kHz，阻带截止频率由抽取因子确定，即f_a2＝f_s2/2D₃＝38.4kHz，得到通带衰减3dB，阻带衰减45dB的25阶滤波器，从直接型滤波结构来看至少需要25个乘法器。

FIR3低通滤波器设计中，通带频率满足f_p3≥B_b＝10kHz(包含多普勒频移最大为4kHz)，而阻带频率尽可能接近信号的截止频率，阻带衰减取为55dB，此时28阶滤波器可以满足要求。

若要得到基带信号，需分别对AIS1和AIS2进行下变频，由于两个频道相隔较近，而相隔的25kHz相对于采样率较小，因此采用分级下变频的方法，即将两个频道上的两个AIS窄带信号看做成多通道的宽带信号，进行第一次正交下变频，再通过复数正交下变频将两个信道分离。

最后，AIS信号在通过射频采样与数字下变频的框架系统后，得到的两路数据率为76.8kHz的复信号r_I1(n)+jr_Q1(n)和r_I2(n)+jr_Q2(n)，并分别执行步骤S2至步骤S4。

2)较优地，在步骤S1执行后与步骤S2执行前还包括步骤A1：对AIS基带信号进行存储；基于恒虚警率检测是否存储有AIS基带信号：若有AIS基带信号，则执行步骤S2至步骤S4；若无AIS基带信号，则执行工作待机。

通过存储模块进行AIS基带信号进行存储。

传统的星载接收机不知道AIS信号具体到达的时间，因而需要检测AIS信号。对于600km高度的星载接收机而言，AIS信号的传输时延在2ms到9.43ms之间(对应于19.2bit到90.5bit)，已经超出了时隙结构预留的14bit传输时延。

由‘0’、‘1’交替组成的24bit训练序列{0101...0101}经过NRZI编码后，得到序列{-1-1+1+1...-1-1+1+1}。可以看出，NRZI编码后训练序列的周期为4T_b，若对其进行傅里叶变换，则频谱能量集中在f＝1/4T_b整数倍频率点上且主要在f＝±1/4T_b的两个频率点上。正是基于这一特性，AIS信号恒虚警检测器结构如图8所示，检测器每次检测的信号长度为24bit。

恒虚警信号检测具体步骤如下：首先，给定检测算法的虚警概率P_f，计算出阈值λ₀。阈值λ₀与虚警概率P_f之间的关系N_σ表示用来估计噪声功率的样点数。然后，根据公式估计噪声功率，其中，k₀＝N/4Ro。最后，定义检测特征量当时，则认为检测到AIS信号，否则认为没有检测到AIS信号。若连续三次检测到AIS信号，则认为有AIS信号达到，从而，进行后续信号处理工作。

3)S2：对AIS基带信号进行帧同步，以确定AIS基带信号的数据准确起始位置：

本实施例中，需先对AIS基带信号进行帧同步，找到数据位准确的起始位置。具体地，帧同步过程如下：

首先，选定初始定位位置前后64T_b长度的接收信号，进行1比特差分运算得到△r(t)。然后，将AIS信号的时隙结构中的先验信息(训练序列与起始标志)进行本地GMSK调制后，进行1比特差分运算得到△s(t)。最后，对△r(t)与△s(t)作相关运算，获取最大值的位置，即为起始标志(‘01111110’)结束比特‘0’的最后一个采样点，从而实现帧同步。

4)S3：根据AIS基带信号获取AIS基带信号的载波频率估计与定时误差估计，并根据载波频率估计和定时误差估计对AIS基带信号进行同步：

具体地，步骤S3具体包括以下步骤：S31：根据GMSK信号二阶循环累积量的谱线特性获取载波频率估计，并根据载波频率估计进行载波同步；S32：根据连续相位调制信号Laurent展开式第一项对AIS基带信号进行匹配滤波；S33：根据AIS基带信号获取定时误差估计，并根据定时误差估计进行码元同步；S34：对码元同步后的AIS基带信号进行有色噪声白化，得到AIS基带信号的数据位与帧校验位信号，以发送至循环冗余校验纠错译码器进行解调解码。

步骤S31中，在这一阶段需要对帧同步以后的信号进行载波同步。本实施例使用GMSK信号二阶循环累积量的谱线特性来估计载波频率。GMSK信号二阶共轭循环累积量为C_r(f,τ₀)＝<E{r(t)r(t+τ₀)}e^-j2πft>_t。其中，τ₀表示时延，<·>_t表示时间平均。在τ₀＝0且E_b/N₀＝15dB的情况下，GMSK信号二阶循环累积量的谱线(2048点傅里叶变换)如图9a所示。图9a中两根谱峰分别代表GMSK信号的两个二阶循环频率分别为f₁＝2△f+1/2T_b与f₂＝2△f-1/2T_b。相应地，可以得到多普勒频偏的估计值

为了进一步提高频率估计性能，本实施例引入频域滤波，由于两个二阶循环频率之间的间隔固定为1/T_b，设计窗函数：

其中，取窗函数长度为L＝f_b/(f_s/N)+1，其中采样速率为f_s，符号速率为f_b，信号经过N点傅里叶变换。在τ₀＝0且E_b/N₀＝15dB的情况下，GMSK信号二阶循环累积量的谱线(2048点傅里叶变换)经频域滤波后如图9b所示。信号频谱在信号两倍载频处会出一个更高的谱峰，该谱峰是频率点f₁和f₂处的两个峰共同作用的结果，所以精确度更高，受干扰和噪声的影响也更小。进而，进行载波频率补偿，将接收信号搬移至0中频附近。

步骤S32中，通过匹配滤波器对载波同步后的基带信号进行匹配滤波，匹配滤波器设计是基于连续相位调制信号Laurent展开式进行的。

基于Laurent展开式，AIS基带信号s(t)可以改写为：

其中，表示线性调制脉冲信号{h_k(t)}的个数(M＝2，L＝3)，{α_k,n}是与信息序列{α_n}相关的函数。因为信号的能量大多数集中在Laurent展开式的第一项上，所以可以根据h₀(t)设计匹配滤波器且

步骤S33与步骤S34中，对经过匹配滤波后的信号进行码元同步及抽取，抽取后进行有色噪声白化，其中，定时误差可由下列等式估计得到：

其中，

L₀表示联合估计使用的码元个数(L₀＝64)，R_o表示离散信号的过采样率(R_o＝8)，x(t)表示匹配滤波器的输出，根据定时误差估计将接收信号由8倍过采样抽取至1倍采样，送入白化滤波器，白化滤波器的目的在于使得经过匹配滤波后的噪声白化，白化滤波器可以是5抽头FIR滤波器。

5)S4：循环冗余校验纠错译码器对AIS基带信号进行解调解码，得到AIS射频信号中的消息内容。

具体地，循环冗余校验纠错译码器基于Viterbi算法对AIS基带信号进行解调解码，将白化滤波后的数据位与帧校验位信号送入循环冗余校验纠错非相干Viterbi译码器，如图10所示。其中，循环冗余校验纠错译码器为循环冗余校验纠错非相干Viterbi译码器，循环冗余校验纠错非相干Viterbi译码器设有循环冗余校验移位寄存器，步骤S4具体包括以下步骤：

S41：根据Viterbi算法的分支度量状态和循环冗余校验移位寄存器的状态构建循环冗余校验纠错译码器的拓展状态，再根据拓展状态构建循环冗余校验纠错译码器的状态转移表；

循环冗余校验移位寄存器的初始状态所对应的拓展状态在0时刻的路径度量设置为0，初始状态为0xFFFF；初始状态之外的所有拓展状态在0时刻的路径度量设置为负无穷大；所有拓展状态在0时刻的连续1的数目、插值0的数目均设置为0；

S42：根据各个拓展状态在n时刻的路径度量与可能的转出状态，计算出各个拓展状态在n时刻的转移变量；

S43：根据各个拓展状态在n+1时刻可能的转入路径度量值选择最优路径，同时更新各个转移变量的状态；

S44：通过找到时刻184到时刻188上循环冗余校验移位寄存器的状态为0x0000的所有路径度量中最优的一条路径并进行回溯，得到AIS基带信号对应最可能的译码序列；

S45：对译码序列进行内容解析，得到AIS基带信号对应的消息内容。

具体解调解码步骤如下：

步骤S41：初始化，根据图11建立拓展状态表以及拓展状态转移表。将所有拓展状态(A,X)在0时刻的路径度量Λ[0,(A；X)]设置为负无穷大。根据国际标准，循环冗余校验移位寄存器的初始状态A₀为全1，因此将0时刻循环冗余校验移位寄存器的状态为A₀的拓展状态的度量路径Λ[0,(A₀；X)]设置为0。到达拓展状态(A,X)的幸存路径所对应的序列中出现的连续‘1’的个数P[0,(A；X)]设置为0。到达拓展状态(A,X)的幸存路径所对应的序列中出现的插值‘0’的个数S[0,(A；X)]设置为0。拓展状态(A,X)在比特c输入时可能的转移路径度量Λ_trans[0,(A；X),(b；c)]设置为0。拓展状态(A,X)在比特c输入时可能的转移路径度量所对应的连续‘1’的个数P_trans[0,(A；X),(b；c)]设置为0。拓展状态(A,X)在比特c输入时可能的转移路径度量所对应的插值‘0’的个数S_trans[0,(A；X),(b；c)]设置为0。

步骤S42：转移变量计算，在n时刻对于拓展状态(A,X)，如果P[n,(A；X)]＝p，意味着下一时刻的输入比特为插值比特。此时，对于不可能存在的转移路径如b＝{0,1}，其转移变量Λ_trans[n,(A；X),(b；c)]设置为负无穷大。对于可能的转移路径如b＝SB，计算其转移变量

Λ_trans[n,(A；X),(b；c)]＝Λ[n,(A；X)]+λ_n+1((b；c))

其中，

其中，表示滤波器系数且与白化滤波器系数相关，表示该滤波器的长度。相反，如果P[n,(A；X)]≠5，意味着下一时刻的输入比特为信息比特。此时，对于不可能存在的转移路径如b＝SB，其转移变量Λ_trans[n,(A；X),(SB；c)]设置为负无穷大。对于可能的转移路径如b＝{0,1}，计算其转移变量Λ_trans[n,(A；X),(b；c)]。对于变量P_trans[n,(A；X),(b；c)]，在b＝{0,SB}时，设置为0，在b＝1时设置为P[n,(A；X)]+1。在b＝{0,1}时，变量S_trans[n,(A；X),(b；c)]为S[n,(A；X)]，而在b＝SB时，变量S_trans[n,(A；X),(b；c)]为S[n,(A；X)]+1。

步骤S43：状态变更，在n+1时刻对于拓展状态(A,X)，通过比较选出进入此拓展状态所有转移路径中最大的那条路径作为幸存路径，并保存相应的路径信息与路径度量。用幸存路径中的转移变量Λ_trans[n,(A；X),(b；c)]，P_trans[n,(A；X),(b；c)]，S_trans[n,(A；X),(b；c)]作为n+1时刻对于拓展状态(A,X)的Λ[n+1,(A；X)]，P[n+1,(A；X)]，S[n+1,(A；X)]。

步骤S44：回溯解码，通过找到时刻S_min+N_min到时刻S_max+N_max上所有状态(0,X)的最大值所在的位置，确定出唯一的幸存路径并进行回溯，得到接收信号最可能的发送序列。其表达式如下：

且满足如下限制条件：

从最大路径的结束位置开始回溯，得到译码序列。将译码序列送入消息解析器模块便可以获取传播广播的消息内容。

6)较优地，步骤S4执行之后，还包括步骤S5：S51：根据译码序列进行参数估计，得到AIS基带信号的幅度、相位、频偏以及时延的估计值；S52：根据译码序列和幅度、相位、频偏以及时延的估计值，对译码序列进行重构，得到AIS重构信号；S53：从存储的AIS基带信号中消除AIS重构信号。

由于卫星的覆盖范围非常广而SOTDMA小区半径为20海里(1海里＝1.852公里)相对较小，因此，卫星覆盖范围内会有许多SOTDMA小区。

SOTDMA小区之间并没有协调机制，因而，多个小区发送的AIS信号有可能同时到达星载接收机，形成消息碰撞。消息碰撞主要有两种类型：(1)星载接收机接收到不同小区的船舶在相同时隙内发送的消息；(2)由于传输时延的差异比较大，星载接收机接收到不同小区的船舶在相邻时隙发送的消息。

星载接收机覆盖范围大，只考虑卫星接收小区1与小区2消息的情况来说明消息碰撞的现象。如图12所示，每个小区内有若干数量的船舶(假设各小区内的船舶分别标号a，b，c，...)。每个小区内部的船舶在SOTDMA接入规则下，有条不紊的进行消息的发送。消息1-a表示小区1内的标号为a的船舶发送的消息，其它消息亦然。考虑到短时间内小区位置相对固定，从而小区到卫星的距离相对固定，即同小区内的消息传输时延变化较小，图12中的消息位置很好的体现了这一特性。消息1-a与消息2-a的碰撞属于第一种类型的消息碰撞，而消息1-c与消息2-b的碰撞则属于第二种。消息1-b与消息2-c由于对应时隙内小区2与小区1没有消息发送而不存在消息碰撞。

显然，卫星覆盖范围内不可能只有两个小区在工作，星载接收机消息碰撞是一种常态。因此，星载接收机接收到的信号模型表示为

其中，I_c表示星载接收机接收到的AIS信号个数。A_i、τ_i、△f_i以及θ_i分别表示第i个AIS信号s_i(t)的信道增益、传输时延、多普勒频偏以及载波初始相位。

当信干比满足一定条件时，干扰信号的解码仍然是有可能的。假设混合信号中有K个AIS信号，信号功率由高到低排列依次为AIS信号1，AIS信号2，……，AIS信号K分别对应消息1，消息2，……，消息K。波形重构轮换解调结构图如图13所示。首先，对消息1的信号进行解调，将解调得到消息1的信息序列作为辅助数据进行信号参数估计，从而得到AIS信号1的幅度、相位、频偏以及时延估计值。再利用解调得到消息1的信息序列及其参数估计值重构AIS信号1，并从混合信号中消除AIS信号1的分量。接着，解调出混合信号中消息2的信息序列，估计出AIS信号2的幅度、相位、频偏以及时延估计值。重构出AIS信号2，并从混合信号中消除。进而依次解调出消息3，消息4，……，消息K。

以混合AIS信号模型两个信号混叠的情况为例具体介绍波形重构轮换解调算法。在强信号解调完后，对强信号进行重构，并将重构的强信号从接收的混合信号中消去，对剩余信号进行第二次解调。弱信号的解调过程与强信号解调过程一致。

接收信号在t＝nT_b+iT_s时的样点为

其中，s₁(t)、s₂(t)表示AIS基带信号，A₁、A₂表示幅度且A₁>A₂，τ₁、τ₂表示传输时延，△f₁、△f₂表示多普勒频偏，θ₁、θ₂为载波初始相位。w_n[i]表示均值为0、方差为σ²的复高斯白噪声w(t)在t＝nT_b+iT_s时的样点。

实现混合AIS信号分离结构如图14所示。图14中，表示经过上述解调算法解调出的AIS强信号的信号估计序列，表示AIS强信号多普勒频偏粗估计结果。考虑到多普勒频偏，强信号解调解码模块与弱信号解调解码模块中的低通滤波器的截止频率均为0.25π。由于输入强信号重构抵消模块中低通滤波器的混合信号中强信号的多普勒频偏已经被估计补偿，因而该低通滤波器截止频率设置为0.125π。

忽略码间串扰、弱信号以及噪声的影响，码元同步及抽取后信号z_n表达式为

其中，△f₁₂表示强信号中残余的频率偏移量。尽管强信号在解调时估计过频偏但是与实际频偏△f₁之间仍然存在差异。θ₁是强信号的相位偏移。

对强信号解调解码输出的信息估计序列进行预处理得到

其中，为序列经过NRZI编码后的序列。当估计序列与原始信息序列a1一致时，与相同，将与z_n按位共轭相乘，则可以得到

显然，利用y_n便可对强信号的幅度、频偏和初始相位进行精确估计。再利用码元同步与抽取模块中的定时误差估计，便可以重构出离散的强信号

强信号重构完成以后，重构的信号相对应的采样点需要与混合信号采样点对齐。从混合信号中消去强信号的分量，便可得到弱信号。接下来便是对弱信号进行解调，解调过程与强信号相同。通过上述过程便实现了两个AIS信号的解调与分离。可以通过解调后强弱信号的CRC校验通过率来评价分离算法的性能。假设接收到的混合信号中包含一个强信号和一个弱信号，信干比在3-10dB之间。以强信号为基准，信噪比为E_b/N₀＝15dB。强信号和弱信号的多普勒频偏在区间[-4kHz,4kHz]内随机选取。强信号和弱信号的载波初始相位在区间[0，2π)内随机选取。弱信号与强信号之间的时延差在50个采样点之内浮动。提供1000组数据进行分离处理，解调后CRC校验的通过情况如表1所示。

表1

表中，“强信号”表示混合信号中强信号解调后通过CRC校验；“弱信号”表示混合信号中强、弱信号解调后都能通过CRC校验。从表1的统计结果可以看出，强弱信号信干比在4-6dB时，强弱信号经过图14中的结构分离后都能通过CRC校验的概率超过了85％。在SIR＝5dB时，强信号的通过率为99.3％，已经接近100％。在SIR＝5dB时能达到强弱信号同时通过的概率最大为94.4％。从而说明，本发明提出的接收机分离性能优良。

本实施的AIS接收方法具有以下技术优势：

本实施例通过载波频率估计与定时误差估计对AIS基带信号进行同步，并且通过循环冗余校验纠错译码器对AIS基带信号进行解调解码，解决了多普勒频偏大对信号解调恶化、低信噪比下解调性能较差的技术问题，达到了解调解码性能优异的技术效果；

本实施例利用循环冗余移位校验寄存器在接收端进行检错操作时的状态转移特性，即：若传输过程中数据位与帧校验位无错误比特，循环冗余校验寄存器将由初始状态0xFFFF变为0x0000，本实施例引入循环冗余校验纠错概念，将Viterbi算法分支度量状态与循环冗余校验寄存器状态相结合，基于无差错传输时的循环冗余校验寄存器状态转移特性确定拓展状态下Viterbi算法的最优路径，从而保证该路径能够通过循环冗余校验，降低了译码算法的误帧率，提高了解调解码性能；

本实施例通过对AIS基带信号进行存储并且基于恒虚警率检测是否有AIS基带信号，若检测到存在AIS基带信号则进行信号处理，否则工作待机，解决了无法知道AIS射频信号何时到达的技术问题，达到了节约资源的技术效果；

本实施例通过对已经解调解码的基带信号进行重构获取重构信号，并在存储的AIS基带信号中消除已经解调解码的基带信号，解决了AIS射频信号之间消息碰撞而影响解调性能的技术问题，达到了相互碰撞的多个AIS射频信号的接收解调的技术效果。

实施例2

参看图3，本实施例提供一种基于实施例1的船舶自动识别系统的接收机，包括：射频前端处理模块和基带信号处理模块，基带信号处理模块包括帧同步单元、预处理模块、循环冗余校验纠错译码器；

射频前端处理模块用于接收船舶自动识别系统发送的AIS射频信号，并对AIS射频信号进行直接采样，获取AIS基带信号；

帧同步单元用于对AIS基带信号进行帧同步，以确定AIS基带信号的数据准确起始位置；

预处理模块还用于根据AIS基带信号获取AIS基带信号的载波频率估计与定时误差估计，并根据载波频率估计和定时误差估计对AIS基带信号进行同步；

循环冗余校验纠错译码器用于对AIS基带信号进行解调解码，得到AIS射频信号中的消息内容。

现具体对本实施例进行详细说明：

具体地，AIS基带信号包括第一基带信号、第二基带信号，第一基带信号为对应于161.975MHz频道的基带信号，第二基带信号为对应于162.025MHz频道的基带信号，其中，接收机设有两个基带信号处理模块，分别用于处理第一基带信号、第二基带信号，以获取不同频道的消息内容。

具体地，本实施例的接收机包括了射频前端处理模块和两个基带信号处理模块。在将由天线接收的信号送到基带信号处理模块之前，需要利用直接连接到天线的射频前端处理模块对其进行接收处理，再由基带信号处理模块从接收处理的信号中提取AIS消息。

1)具体地，射频前端处理模块包括滤波放大单元、模数转换单元、数字下变频与抽取滤波单元；滤波放大单元用于接收AIS射频信号，并对AIS射频信号进行中频滤波与放大；模数转换单元用于对中频滤波与放大后的AIS射频信号进行射频直接采样，得到数字化的AIS数字信号；数字下变频与抽取滤波单元用于对于AIS数字信号进行多级正交下变频与抽取滤波，得到AIS基带信号。

其中，通过滤波器与放大器对接收的原始AIS射频信号进行中频滤波与放大。通过模数转换器ADC对AIS射频信号进行射频直接采样，基于软件无线电的思想使得A/D尽可能靠近天线，以48MHz为射频直接采样速率为例，采样前、后的射频信号频谱示意图分别如图4a、图4b所示；通过数字下变频与抽取滤波单元进行多级正交下变频与抽取滤波，数字下变频与抽取滤波单元的原理框图如图5所示，模拟信号r(t)，经过滤波放大后的以f_s＝48MHz的采样频率对中频进行采样并后，通过A/D转换器得到数字信号r(n)，经过正交下变频和低通滤波后得到包含AIS1和AIS2两个信道的低中频复信号，再通过复数正交下变频和低通滤波进行信道分离，输出两个信道AIS1和AIS2的复基带信号r_I1(n)+jr_Q1(n)和r_I2(n)+jr_Q2(n)。

由于AIS基带系统设计要求输出复基带信号的数据率为8倍AIS信号符号率，即76.8kHz，因此在下变频处理过程中必须包含进行滤波抽取，总抽取因子为D＝48MHz/76.8kHz＝625。为了减少硬件资源开销，采用多级滤波抽取的方法，数据率的降低可以有效减少滤波器的资源消耗。因此抽取滤波分别包含在滤波抽取(I)和滤波抽取(II)两个模块中。

本实施例中把总抽取倍数D＝625分解成D₁×D₂×D₃＝25×5×5，抽取滤波(I)模块包含了两次滤波(分别是25阶CIC滤波及FIR1低通滤波)、两次抽取(D1＝25倍的抽取及D2＝5倍的抽取)，抽取滤波(II)模块为两次低通滤波(低通FIR2及低通FIR3滤波)与一次D3＝5倍抽取。

CIC滤波器相对于一般FIR低通滤波器更加简单，也省去了很多乘法器资源，简化了硬件。本实施例采用的CIC滤波结构，如图6所示，CIC滤波器从本质上是一个系数均为1的低通FIR滤波器。

如图7为直接型FIR滤波器的结构框图，滤波器是由乘法器、多位加法器和移位寄存器构成的。由图7可知对于k阶的FIR滤波器，共需要k个移位寄存器和乘法器及k-1个加法器。

信号经过CIC滤波抽取后数据率降为f_s1＝f_s/D₁＝1.92MHz。根据输入信号频谱，考虑到信号存在±4kHz范围内的多普勒频偏，FIR1此时的通带频率取为f_p1＝35kHz；为了防止抽取产生信号混迭，止带截止频率f_a1由抽取因子确定，即f_a1＝f_s1/2D₂＝192kHz，根据指标止带衰减取δ₁＝45dB，根据上述条件设计所得的滤波阶数为19阶(硬件资源消耗较少)。

FIR2通带频率f_p2＝10kHz，阻带截止频率由抽取因子确定，即f_a2＝f_s2/2D₃＝38.4kHz，得到通带衰减3dB，阻带衰减45dB的25阶滤波器，从直接型滤波结构来看至少需要25个乘法器。

FIR3低通滤波器设计中，通带频率满足f_p3≥B_b＝10kHz(包含多普勒频移最大为4kHz)，而阻带频率尽可能接近信号的截止频率，阻带衰减取为55dB，此时28阶滤波器可以满足要求。

若要得到基带信号，需分别对AIS1和AIS2进行下变频，由于两个频道相隔较近，而相隔的25kHz相对于采样率较小，因此采用分级下变频的方法，即将两个频道上的两个AIS窄带信号看做成多通道的宽带信号，进行第一次正交下变频，再通过复数正交下变频将两个信道分离。

最后，AIS信号在通过射频采样与数字下变频的框架系统后，得到的两路数据率为76.8kHz的复信号r_I1(n)+jr_Q1(n)和r_I2(n)+jr_Q2(n)，并分别传输给基带信号处理模块进行处理。

2)较优地，基带信号处理模块还包括存储器、恒虚警率检测器；存储器用于对AIS基带信号进行存储；恒虚警率检测器用于基于恒虚警率检测是否存储有AIS基带信号：若有AIS基带信号，则执行基带信号处理模块对AIS基带信号的处理；若无AIS基带信号，则基带信号处理模块工作待机。

其中，通过存储器进行AIS基带信号进行存储。传统的星载接收机不知道AIS信号具体到达的时间，因而需要检测AIS信号。对于600km高度的星载接收机而言，AIS信号的传输时延在2ms到9.43ms之间(对应于19.2bit到90.5bit)，已经超出了时隙结构预留的14bit传输时延。

由‘0’、‘1’交替组成的24bit训练序列{0101...0101}经过NRZI编码后，得到序列{-1-1+1+1...-1-1+1+1}。可以看出，NRZI编码后训练序列的周期为4T_b，若对其进行傅里叶变换，则频谱能量集中在f＝1/4T_b整数倍频率点上且主要在f＝±1/4T_b的两个频率点上。正是基于这一特性，AIS信号恒虚警率检测器结构如图8所示，检测器每次检测的信号长度为24bit。

恒虚警率信号检测具体步骤如下：首先，给定检测算法的虚警概率P_f，计算出阈值λ₀。阈值λ₀与虚警概率P_f之间的关系N_σ表示用来估计噪声功率的样点数。然后，根据公式估计噪声功率，其中，k₀＝N/4Ro。最后，定义检测特征量当时，则认为检测到AIS信号，否则认为没有检测到AIS信号。若连续三次检测到AIS信号，则认为有AIS信号达到，从而，进行后续信号处理工作。

3)本实施例中，帧同步单元需先对AIS基带信号进行帧同步，找到数据位准确的起始位置。具体地，帧同步过程如下：

首先，选定初始定位位置前后64T_b长度的接收信号，进行1比特差分运算得到△r(t)。然后，将AIS信号的时隙结构中的先验信息(训练序列与起始标志)进行本地GMSK调制后，进行1比特差分运算得到△s(t)。最后，对△r(t)与△s(t)作相关运算，获取最大值的位置，即为起始标志(‘01111110’)结束比特‘0’的最后一个采样点，从而实现帧同步。

4)具体地，预处理模块包括载波同步单元、匹配滤波单元、码元同步单元、白化滤波单元；载波同步单元用于根据GMSK信号二阶循环累积量的谱线特性获取载波频率估计，并根据载波频率估计进行载波同步；匹配滤波单元用于根据连续相位调制信号Laurent展开式第一项对AIS基带信号进行匹配滤波；码元同步单元用于根据AIS基带信号获取定时误差估计，并根据定时误差估计进行码元同步；白化滤波单元用于对码元同步后的AIS基带信号进行有色噪声白化，得到AIS基带信号的数据位与帧校验位信号，以发送至循环冗余校验纠错译码器进行解调解码。

载波同步单元：在这一阶段需要对帧同步以后的信号进行载波同步。本实施例使用GMSK信号二阶循环累积量的谱线特性来估计载波频率。GMSK信号二阶共轭循环累积量为C_r(f,τ₀)＝<E{r(t)r(t+τ₀)}e-^j2πft＞_t。其中，τ₀表示时延，<·>_t表示时间平均。在τ₀＝0且E_b/N₀＝15dB的情况下，GMSK信号二阶循环累积量的谱线(2048点傅里叶变换)如图9a所示。图9a中两根谱峰分别代表GMSK信号的两个二阶循环频率分别为f₁＝2△f+1/2T_b与f₂＝2△f-1/2T_b。相应地，可以得到多普勒频偏的估计值

为了进一步提高频率估计性能，本实施例引入频域滤波，由于两个二阶循环频率之间的间隔固定为1/T_b，设计窗函数：

其中，取窗函数长度为L＝f_b/(f_s/N)+1，其中采样速率为fs，符号速率为f_b，信号经过N点傅里叶变换。在t₀＝0且E_b/N₀＝15dB的情况下，GMSK信号二阶循环累积量的谱线(2048点傅里叶变换)经频域滤波后如图9b所示。信号频谱在信号两倍载频处会出一个更高的谱峰，该谱峰是频率点f₁和f₂处的两个峰共同作用的结果，所以精确度更高，受干扰和噪声的影响也更小。进而，进行载波频率补偿，将接收信号搬移至0中频附近。

匹配滤波单元：通过匹配滤波器对载波同步后的基带信号进行匹配滤波，匹配滤波器设计是基于连续相位调制信号Laurent展开式进行的。

基于Laurent展开式，AIS基带信号s(t)可以改写为：

其中，表示线性调制脉冲信号{h_k(t)}的个数(M＝2，L＝3)，{α_k,n}是与信息序列{α_n}相关的函数。因为信号的能量大多数集中在Laurent展开式的第一项上，所以可以根据h₀(t)设计匹配滤波器且

码元同步单元与白化滤波单元：对经过匹配滤波后的信号进行码元同步及抽取，抽取后进行有色噪声白化，其中，定时误差可由下列等式估计得到：

其中，

L₀表示联合估计使用的码元个数(L₀＝64)，R_o表示离散信号的过采样率(R_o＝8)，x(t)表示匹配滤波器的输出，根据定时误差估计将接收信号由8倍过采样抽取至1倍采样，送入白化滤波器，白化滤波器的目的在于使得经过匹配滤波后的噪声白化，白化滤波器可以是5抽头FIR滤波器。

5)具体地，循环冗余校验纠错译码器基于Viterbi算法对AIS基带信号进行解调解码，其中，循环冗余校验纠错译码器为循环冗余校验纠错非相干Viterbi译码器，循环冗余校验纠错非相干Viterbi译码器设有循环冗余校验移位寄存器；

循环冗余校验纠错译码器的拓展状态为根据Viterbi算法的分支度量状态和循环冗余校验移位寄存器的状态构建的拓展状态，循环冗余校验纠错译码器的状态转移表为根据拓展状态构建的状态转移表；循环冗余校验移位寄存器的初始状态所对应的拓展状态在0时刻的路径度量设置为0，初始状态为0xFFFF；初始状态之外的所有拓展状态在0时刻的路径度量设置为负无穷大；所有拓展状态在0时刻的连续1的数目、插值0的数目均设置为0；

循环冗余校验纠错译码器用于根据各个拓展状态在n时刻的路径度量与可能的转出状态，计算出各个拓展状态在n时刻的转移变量，并且根据各个拓展状态在n+1时刻可能的转入路径度量值选择最优路径，同时更新各个转移变量的状态；

循环冗余校验纠错译码器还用于通过找到时刻184到时刻188上循环冗余校验移位寄存器的状态为0x0000的所有路径度量中最优的一条路径并进行回溯，得到AIS基带信号对应最可能的译码序列；

基带信号处理模块还包括消息解析单元，消息解析单元用于对译码序列进行内容解析，得到AIS基带信号对应的消息内容。

具体解调解码过程如下：

初始化，根据图11建立拓展状态表以及拓展状态转移表。将所有拓展状态(A,X)在0时刻的路径度量Λ[0,(A；X)]设置为负无穷大。根据国际标准，循环冗余校验移位寄存器的初始状态A₀为全1，因此将0时刻循环冗余校验移位寄存器的状态为A₀的拓展状态的度量路径Λ[0,(A₀；X)]设置为0。到达拓展状态(A,X)的幸存路径所对应的序列中出现的连续‘1’的个数P[0,(A；X)]设置为0。到达拓展状态(A,X)的幸存路径所对应的序列中出现的插值‘0’的个数S[0,(A；X)]设置为0。拓展状态(A,X)在比特c输入时可能的转移路径度量Λ_trans[0,(A；X),(b；c)]设置为0。拓展状态(A,X)在比特c输入时可能的转移路径度量所对应的连续‘1’的个数P_trans[0,(A；X),(b；c)]设置为0。拓展状态(A,X)在比特c输入时可能的转移路径度量所对应的插值‘0’的个数S_trans[0,(A；X),(b；c)]设置为0。

转移变量计算，在n时刻对于拓展状态(A,X)，如果P[n,(A；X)]＝p，意味着下一时刻的输入比特为插值比特。此时，对于不可能存在的转移路径如b＝{0,1}，其转移变量Λ_trans[n,(A；X),(b；c)]设置为负无穷大。对于可能的转移路径如b＝SB，计算其转移变量

Λ_trans[n,(A；X),(b；c)]＝Λ[n,(A；X)]+λ_n+1((b；c))

其中，

其中，表示滤波器系数且与白化滤波器系数相关，表示该滤波器的长度。相反，如果P[n,(A；X)]≠5，意味着下一时刻的输入比特为信息比特。此时，对于不可能存在的转移路径如b＝SB，其转移变量Λ_trans[n,(A；X),(SB；c)]设置为负无穷大。对于可能的转移路径如b＝{0,1}，计算其转移变量Λ_trans[n,(A；X),(b；c)]。对于变量P_trans[n,(A；X),(b；c)]，在b＝{0,SB}时，设置为0，在b＝1时设置为P[n,(A；X)]+1。在b＝{0,1}时，变量S_trans[n,(A；X),(b；c)]为S[n,(A；X)]，而在b＝SB时，变量S_trans[n,(A；X),(b；c)]为S[n,(A；X)]+1。

状态变更，在n+1时刻对于拓展状态(A,X)，通过比较选出进入此拓展状态所有转移路径中最大的那条路径作为幸存路径，并保存相应的路径信息与路径度量。用幸存路径中的转移变量Λ_trans[n,(A；X),(b；c)]，P_trans[n,(A；X),(b；c)]，S_trans[n,(A；X),(b；c)]作为n+1时刻对于拓展状态(A,X)的Λ[n+1,(A；X)]，P[n+1,(A；X)]，S[n+1,(A；X)]。

回溯解码，通过找到时刻S_min+N_min到时刻S_max+N_max上所有状态(0,X)的最大值所在的位置，确定出唯一的幸存路径并进行回溯，得到接收信号最可能的发送序列。其表达式如下：

且满足如下限制条件：

从最大路径的结束位置开始回溯，得到译码序列。将译码序列送入消息解析器模块便可以获取传播广播的消息内容。

6)较优地，基带信号处理模块还包括信号重构与抵消模块，信号重构与抵消模块用于根据译码序列进行参数估计，得到AIS基带信号的幅度、相位、频偏以及时延的估计值，并根据译码序列和幅度、相位、频偏以及时延的估计值，对译码序列进行重构，得到AIS重构信号；信号重构与抵消模块还用于从存储的AIS基带信号中消除AIS重构信号。

由于卫星的覆盖范围非常广而SOTDMA小区半径为20海里(1海里＝1.852公里)相对较小，因此，卫星覆盖范围内会有许多SOTDMA小区。

SOTDMA小区之间并没有协调机制，因而，多个小区发送的AIS信号有可能同时到达星载接收机，形成消息碰撞。消息碰撞主要有两种类型：(1)星载接收机接收到不同小区的船舶在相同时隙内发送的消息；(2)由于传输时延的差异比较大，星载接收机接收到不同小区的船舶在相邻时隙发送的消息。

星载接收机覆盖范围大，只考虑卫星接收小区1与小区2消息的情况来说明消息碰撞的现象。如图12所示，每个小区内有若干数量的船舶(假设各小区内的船舶分别标号a，b，c，...)。每个小区内部的船舶在SOTDMA接入规则下，有条不紊的进行消息的发送。消息1-a表示小区1内的标号为a的船舶发送的消息，其它消息亦然。考虑到短时间内小区位置相对固定，从而小区到卫星的距离相对固定，即同小区内的消息传输时延变化较小，图12中的消息位置很好的体现了这一特性。消息1-a与消息2-a的碰撞属于第一种类型的消息碰撞，而消息1-c与消息2-b的碰撞则属于第二种。消息1-b与消息2-c由于对应时隙内小区2与小区1没有消息发送而不存在消息碰撞。

显然，卫星覆盖范围内不可能只有两个小区在工作，星载接收机消息碰撞是一种常态。因此，星载接收机接收到的信号模型表示为

其中，I_c表示星载接收机接收到的AIS信号个数。A_i、τ_i、△f_i以及θ_i分别表示第i个AIS信号s_i(t)的信道增益、传输时延、多普勒频偏以及载波初始相位。

当信干比满足一定条件时，干扰信号的解码仍然是有可能的。假设混合信号中有K个AIS信号，信号功率由高到低排列依次为AIS信号1，AIS信号2，……，AIS信号K分别对应消息1，消息2，……，消息K。波形重构轮换解调结构图如图13所示。首先，对消息1的信号进行解调，将解调得到消息1的信息序列作为辅助数据进行信号参数估计，从而得到AIS信号1的幅度、相位、频偏以及时延估计值。再利用解调得到消息1的信息序列及其参数估计值重构AIS信号1，并从混合信号中消除AIS信号1的分量。接着，解调出混合信号中消息2的信息序列，估计出AIS信号2的幅度、相位、频偏以及时延估计值。重构出AIS信号2，并从混合信号中消除。进而依次解调出消息3，消息4，……，消息K。

以混合AIS信号模型两个信号混叠的情况为例具体介绍波形重构轮换解调算法。在强信号解调完后，对强信号进行重构，并将重构的强信号从接收的混合信号中消去，对剩余信号进行第二次解调。弱信号的解调过程与强信号解调过程一致。

接收信号在t＝nT_b+iT_s时的样点为

其中，s₁(t)、s₂(t)表示AIS基带信号，A₁、A₂表示幅度且A₁>A₂，τ₁、τ₂表示传输时延，△f₁、△f₂表示多普勒频偏，θ₁、θ₂为载波初始相位。w_n[i]表示均值为0、方差为σ²的复高斯白噪声w(t)在t＝nT_b+iT_s时的样点。

实现混合AIS信号分离结构如图14所示。图14中，表示经过上述解调算法解调出的AIS强信号的信号估计序列，表示AIS强信号多普勒频偏粗估计结果。考虑到多普勒频偏，强信号解调解码模块与弱信号解调解码模块中的低通滤波器的截止频率均为0.25π。由于输入强信号重构抵消模块中低通滤波器的混合信号中强信号的多普勒频偏已经被估计补偿，因而该低通滤波器截止频率设置为0.125π。

忽略码间串扰、弱信号以及噪声的影响，码元同步及抽取后信号z_n表达式为

其中，△f₁₂表示强信号中残余的频率偏移量。尽管强信号在解调时估计过频偏但是与实际频偏△f₁之间仍然存在差异。θ₁是强信号的相位偏移。

对强信号解调解码输出的信息估计序列进行预处理得到

其中，为序列经过NRZI编码后的序列。当估计序列与原始信息序列a¹一致时，与相同，将与z_n按位共轭相乘，则可以得到

显然，利用y_n便可对强信号的幅度、频偏和初始相位进行精确估计。再利用码元同步与抽取模块中的定时误差估计，便可以重构出离散的强信号

强信号重构完成以后，重构的信号相对应的采样点需要与混合信号采样点对齐。从混合信号中消去强信号的分量，便可得到弱信号。接下来便是对弱信号进行解调，解调过程与强信号相同。通过上述过程便实现了两个AIS信号的解调与分离。可以通过解调后强弱信号的CRC校验通过率来评价分离算法的性能。假设接收到的混合信号中包含一个强信号和一个弱信号，信干比在3-10dB之间。以强信号为基准，信噪比为E_b/N₀＝15dB。强信号和弱信号的多普勒频偏在区间[-4kHz,4kHz]内随机选取。强信号和弱信号的载波初始相位在区间[0，2π)内随机选取。弱信号与强信号之间的时延差在50个采样点之内浮动。提供1000组数据进行分离处理，解调后CRC校验的通过情况如表2所示。

表2

表中，“强信号”表示混合信号中强信号解调后通过CRC校验；“弱信号”表示混合信号中强、弱信号解调后都能通过CRC校验。从表2的统计结果可以看出，强弱信号信干比在4-6dB时，强弱信号经过图14中的结构分离后都能通过CRC校验的概率超过了85％。在SIR＝5dB时，强信号的通过率为99.3％，已经接近100％。在SIR＝5dB时能达到强弱信号同时通过的概率最大为94.4％。从而说明，本发明提出的接收机分离性能优良。

本实施的AIS接收方法具有以下技术优势：

本实施例通过载波频率估计与定时误差估计对AIS基带信号进行同步，并且通过循环冗余校验纠错译码器对AIS基带信号进行解调解码，解决了多普勒频偏大对信号解调恶化、低信噪比下解调性能较差的技术问题，达到了解调解码性能优异的技术效果；

本实施例利用循环冗余移位校验寄存器在接收端进行检错操作时的状态转移特性，即：若传输过程中数据位与帧校验位无错误比特，循环冗余校验寄存器将由初始状态0xFFFF变为0x0000，本实施例引入循环冗余校验纠错概念，将Viterbi算法分支度量状态与循环冗余校验寄存器状态相结合，基于无差错传输时的循环冗余校验寄存器状态转移特性确定拓展状态下Viterbi算法的最优路径，从而保证该路径能够通过循环冗余校验，降低了译码算法的误帧率，提高了解调解码性能；

本实施例通过对AIS基带信号进行存储并且基于恒虚警率检测是否有AIS基带信号，若检测到存在AIS基带信号则进行信号处理，否则工作待机，解决了无法知道AIS射频信号何时到达的技术问题，达到了节约资源的技术效果；

本实施例通过对已经解调解码的基带信号进行重构获取重构信号，并在存储的AIS基带信号中消除已经解调解码的基带信号，解决了AIS射频信号之间消息碰撞而影响解调性能的技术问题，达到了相互碰撞的多个AIS射频信号的接收解调的技术效果。

实施例3

本实施例提供一种基于实施例2的船舶自动识别系统的通信卫星，该通信卫星采用如实施例2中任意一项要求的船舶自动识别系统的接收机。

本实施例的通信卫星安装有船舶自动识别系统的接收机，可实现与船舶的通信与对船舶的识别，通过组网卫星可以实时监管与跟踪全球范围内的船舶，从而保障远洋船舶的航行安全，其中，该通信卫星具有以下技术优势：

本实施例通过载波频率估计与定时误差估计对AIS基带信号进行同步，并且通过循环冗余校验纠错译码器对AIS基带信号进行解调解码，解决了多普勒频偏大对信号解调恶化、低信噪比下解调性能较差的技术问题，达到了解调解码性能优异的技术效果；

本实施例利用循环冗余移位校验寄存器在接收端进行检错操作时的状态转移特性，即：若传输过程中数据位与帧校验位无错误比特，循环冗余校验寄存器将由初始状态0xFFFF变为0x0000，本实施例引入循环冗余校验纠错概念，将Viterbi算法分支度量状态与循环冗余校验寄存器状态相结合，基于无差错传输时的循环冗余校验寄存器状态转移特性确定拓展状态下Viterbi算法的最优路径，从而保证该路径能够通过循环冗余校验，降低了译码算法的误帧率，提高了解调解码性能；

本实施例通过对AIS基带信号进行存储并且基于恒虚警率检测是否有AIS基带信号，若检测到存在AIS基带信号则进行信号处理，否则工作待机，解决了无法知道AIS射频信号何时到达的技术问题，达到了节约资源的技术效果；

本实施例通过对已经解调解码的基带信号进行重构获取重构信号，并在存储的AIS基带信号中消除已经解调解码的基带信号，解决了AIS射频信号之间消息碰撞而影响解调性能的技术问题，达到了相互碰撞的多个AIS射频信号的接收解调的技术效果。

上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式。即使对本发明作出各种变化，倘若这些变化属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则仍落入在本发明的保护范围之中。

Claims (15)

1.一种船舶自动识别系统的接收方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1：接收船舶自动识别系统发送的AIS射频信号，并对所述AIS射频信号进行直接采样，获取AIS基带信号；

S2：对所述AIS基带信号进行帧同步，以确定所述AIS基带信号的数据准确起始位置；

S3：根据所述AIS基带信号获取所述AIS基带信号的载波频率估计与定时误差估计，并根据所述载波频率估计和所述定时误差估计对所述AIS基带信号进行同步；

S4：循环冗余校验纠错译码器对所述AIS基带信号进行解调解码，得到所述AIS射频信号中的消息内容。

2.根据权利要求1所述的船舶自动识别系统的接收方法，其特征在于，所述步骤S1具体包括以下步骤：

S11：接收所述AIS射频信号，并对所述AIS射频信号进行中频滤波与放大；

S12：对所述中频滤波与所述放大后的所述AIS射频信号进行射频直接采样，得到数字化的AIS数字信号；

S13：对所述AIS数字信号进行多级正交下变频与抽取滤波，得到所述AIS基带信号。

3.根据权利要求2所述的船舶自动识别系统的接收方法，其特征在于，所述步骤S3具体包括以下步骤：

S31：根据GMSK信号二阶循环累积量的谱线特性获取所述载波频率估计，并根据所述载波频率估计进行载波同步；

S32：根据连续相位调制信号Laurent展开式第一项对所述AIS基带信号进行匹配滤波；

S33：根据所述AIS基带信号获取所述定时误差估计，并根据所述定时误差估计进行码元同步；

S34：对所述码元同步后的所述AIS基带信号进行有色噪声白化，得到所述AIS基带信号的数据位与帧校验位信号，以发送至所述循环冗余校验纠错译码器进行所述解调解码。

4.根据权利要求1-3任意一项所述的船舶自动识别系统的接收方法，其特征在于，在所述步骤S1执行后与所述步骤S2执行前还包括步骤A1：

对所述AIS基带信号进行存储；

基于恒虚警率检测是否存储有所述AIS基带信号：若有所述AIS基带信号，则执行所述步骤S2至所述步骤S4；若无所述AIS基带信号，则执行工作待机。

5.根据权利要求4所述的船舶自动识别系统的接收方法，其特征在于，所述循环冗余校验纠错译码器基于Viterbi算法对所述AIS基带信号进行所述解调解码，其中，所述循环冗余校验纠错译码器为循环冗余校验纠错非相干Viterbi译码器，所述循环冗余校验纠错非相干Viterbi译码器设有循环冗余校验移位寄存器，所述步骤S4具体包括以下步骤：

S41：根据所述Viterbi算法的分支度量状态和所述循环冗余校验移位寄存器的状态构建所述循环冗余校验纠错译码器的拓展状态，再根据所述拓展状态构建所述循环冗余校验纠错译码器的状态转移表；

所述循环冗余校验移位寄存器的初始状态所对应的所述拓展状态在0时刻的路径度量设置为0，所述初始状态为0xFFFF；所述初始状态之外的所有所述拓展状态在0时刻的路径度量设置为负无穷大；所有所述拓展状态在0时刻的连续1的数目、插值0的数目均设置为0；

S42：根据各个所述拓展状态在n时刻的路径度量与可能的转出状态，计算出各个所述拓展状态在n时刻的转移变量；

S43：根据各个所述拓展状态在n+1时刻可能的转入路径度量值选择最优路径，同时更新各个所述转移变量的状态；

S44：通过找到时刻184到时刻188上所述循环冗余校验移位寄存器的状态为0x0000的所有路径度量中最优的一条路径并进行回溯，得到所述AIS基带信号对应最可能的译码序列；

S45：对所述译码序列进行内容解析，得到所述AIS基带信号对应的消息内容。

6.根据权利要求5所述的船舶自动识别系统的接收方法，其特征在于，所述步骤S4执行之后，还包括步骤S5：

S51：根据所述译码序列进行参数估计，得到所述AIS基带信号的幅度、相位、频偏以及时延的估计值；

S52：根据所述译码序列和所述幅度、相位、频偏以及时延的估计值，对所述译码序列进行重构，得到AIS重构信号；

S53：从存储的所述AIS基带信号中消除所述AIS重构信号。

7.根据权利要求1-3任意一项所述的船舶自动识别系统的接收方法，其特征在于，所述AIS基带信号包括第一基带信号、第二基带信号，所述第一基带信号为对应于161.975MHz频道的基带信号，所述第二基带信号为对应于162.025MHz频道的基带信号，其中，通过所述步骤S2至所述步骤S4分别对所述第一基带信号、所述第二基带信号进行处理，以获取不同频道的消息内容。

8.一种船舶自动识别系统的接收机，其特征在于，包括：射频前端处理模块和基带信号处理模块，所述基带信号处理模块包括帧同步单元、预处理模块、循环冗余校验纠错译码器；

所述射频前端处理模块用于接收船舶自动识别系统发送的AIS射频信号，并对所述AIS射频信号进行直接采样，获取AIS基带信号；

所述帧同步单元用于对所述AIS基带信号进行帧同步，以确定所述AIS基带信号的数据准确起始位置；

所述预处理模块还用于根据所述AIS基带信号获取所述AIS基带信号的载波频率估计与定时误差估计，并根据所述载波频率估计和所述定时误差估计对所述AIS基带信号进行同步；

所述循环冗余校验纠错译码器用于对所述AIS基带信号进行解调解码，得到所述AIS射频信号中的消息内容。

9.根据权利要求8所述的船舶自动识别系统的接收机，其特征在于，所述射频前端处理模块包括滤波放大单元、模数转换单元、数字下变频与抽取滤波单元；

所述滤波放大单元用于接收所述AIS射频信号，并对所述AIS射频信号进行中频滤波与放大；

所述模数转换单元用于对所述中频滤波与所述放大后的所述AIS射频信号进行射频直接采样，得到数字化的AIS数字信号；

所述数字下变频与抽取滤波单元用于对所述AIS数字信号进行多级正交下变频与抽取滤波，得到所述AIS基带信号。

10.根据权利要求9所述的船舶自动识别系统的接收机，其特征在于，所述预处理模块包括载波同步单元、匹配滤波单元、码元同步单元、白化滤波单元；

所述载波同步单元用于根据GMSK信号二阶循环累积量的谱线特性获取所述载波频率估计，并根据所述载波频率估计进行载波同步；

所述匹配滤波单元用于根据连续相位调制信号Laurent展开式第一项对所述AIS基带信号进行匹配滤波；

所述码元同步单元用于根据所述AIS基带信号获取所述定时误差估计，并根据所述定时误差估计进行码元同步；

所述白化滤波单元用于对所述码元同步后的所述AIS基带信号进行有色噪声白化，得到所述AIS基带信号的数据位与帧校验位信号，以发送至所述循环冗余校验纠错译码器进行所述解调解码。

11.根据权利要求8-10任意一项所述的船舶自动识别系统的接收机，其特征在于，所述基带信号处理模块还包括存储器、恒虚警率检测器；

所述存储器用于对所述AIS基带信号进行存储；

所述恒虚警率检测器用于基于恒虚警率检测是否存储有所述AIS基带信号：若有所述AIS基带信号，则执行所述基带信号处理模块对所述AIS基带信号的处理；若无所述AIS基带信号，则所述基带信号处理模块工作待机。

12.根据权利要求11所述的船舶自动识别系统的接收机，其特征在于，所述循环冗余校验纠错译码器基于Viterbi算法对所述AIS基带信号进行所述解调解码，其中，所述循环冗余校验纠错译码器为循环冗余校验纠错非相干Viterbi译码器，所述循环冗余校验纠错非相干Viterbi译码器设有循环冗余校验移位寄存器；

所述循环冗余校验纠错译码器的拓展状态为根据所述Viterbi算法的分支度量状态和所述循环冗余校验移位寄存器的状态构建的拓展状态，所述循环冗余校验纠错译码器的状态转移表为根据所述拓展状态构建的状态转移表；所述循环冗余校验移位寄存器的初始状态所对应的所述拓展状态在0时刻的路径度量设置为0，所述初始状态为0xFFFF；所述初始状态之外的所有所述拓展状态在0时刻的路径度量设置为负无穷大；所有所述拓展状态在0时刻的连续1的数目、插值0的数目均设置为0；

所述循环冗余校验纠错译码器用于根据各个所述拓展状态在n时刻的路径度量与可能的转出状态，计算出各个所述拓展状态在n时刻的转移变量，并且根据各个所述拓展状态在n+1时刻可能的转入路径度量值选择最优路径，同时更新各个所述转移变量的状态；

所述循环冗余校验纠错译码器还用于通过找到时刻184到时刻188上所述循环冗余校验移位寄存器的状态为0x0000的所有路径度量中最优的一条路径并进行回溯，得到所述AIS基带信号对应最可能的译码序列；

所述基带信号处理模块还包括消息解析单元，所述消息解析单元用于对所述译码序列进行内容解析，得到所述AIS基带信号对应的消息内容。

13.根据权利要求12所述的船舶自动识别系统的接收机，其特征在于，所述基带信号处理模块还包括信号重构与抵消模块，所述信号重构与抵消模块用于根据所述译码序列进行参数估计，得到所述AIS基带信号的幅度、相位、频偏以及时延的估计值，并根据所述译码序列和所述幅度、相位、频偏以及时延的估计值，对所述译码序列进行重构，得到AIS重构信号；所述信号重构与抵消模块还用于从存储的所述AIS基带信号中消除所述AIS重构信号。

14.根据权利要求8-10任意一项所述的船舶自动识别系统的接收机，其特征在于，所述AIS基带信号包括第一基带信号、第二基带信号，所述第一基带信号为对应于161.975MHz频道的基带信号，所述第二基带信号为对应于162.025MHz频道的基带信号，其中，所述接收机设有两个所述基带信号处理模块，分别用于处理所述第一基带信号、所述第二基带信号，以获取不同频道的消息内容。

15.一种船舶自动识别系统的通信卫星，其特征在于，包括如权利要求8至14任意一项所述的船舶自动识别系统的接收机。