CN105763498B - 一种星载ais全数字接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种星载AIS全数字接收方法，包括：对射频数字化后的信号与本地载波正交下变频后滤波获取混合基带信号并分离；将分离后的单路信号进行突发检测；检测到帧头之后，进行频偏估计，基于频偏估计的结果对基带信号进行频偏补偿；选择帧头序列作为输入信号进行符号定时同步，获得符号定时误差估计值，根据符号定时误差估计值内插出最佳采样点数据；对最佳采样点数据采用非相干维特比解调算法进行信息解调，并基于循环冗余校验码对比特信息序列进行校验对帧头符号周期的最佳采样点序列和经校验的比特序列的频偏、幅度和初相进行估计；基于频偏、幅度和初相估值对解调信号进行恢复；将分离后的混合基带信号减去恢复的强信号。

Description

一种星载AIS全数字接收方法

技术领域

本发明涉及一种无线数字通信技术，特别是一种星载AIS全数字接收方法。

背景技术

船舶自动识别系统(AIS)是一种基于自组织时分多址(SOTDMA)通信协议，发射和接收船舶动态、静态信息、航行信息和安全信息等的一种船舶导航设备。在船舶的航行过程中，通过接收相互间发布的AIS信号可以有效避免避碰。国际海事组织规定所有300总吨及以上的国际航行船舶，和500总吨及以上的非国际航行船舶，以及所有客船，都必须配备该系统。国际电信联盟(ITU)也在VHF频段分配给AIS两个频道，即CH87B(AIS 1，161.975MHz)和CH88B(AIS 2，162.025MHz)。

星载AIS系统是从船载系统基础上发展而来。卫星在高度为600到1000公里轨道上接收船舶所发送的AIS信号，以实现大范围的海上船舶的探测、识别及跟踪。由于星载AIS系统同时覆盖多个SOTDMA通信区域，因此会面临着消息的碰撞、路径延迟、低信噪比和频率偏移等诸多问题。

专利申请号为CN201510283617.3，发明名称为“一种基于FPGA的小卫星载AIS信号采集系统”的中国专利，该专利发明的AIS信号采集系统首先对于AIS信号进行射频处理，在中频进行采样数字化，然后进行一系列信号提取处理，最后将提取出的AIS数字信号经过数据编码后输出。专利申请号为CN201310595370.X，发明名称为“星载AIS信道化接收装置及接收方法”的中国专利，该专利发明的AIS信号接收装置将AIS信号首先在射频处理单元进行滤波放大，然后在中频处理单元进行信道分离，最后在基带处理单元的解调得到AIS报文。专利申请号为CN201410346319.X，发明名称为“一种频偏补偿下的星载AIS信号差分检测方法”的中国专利，该发明利用波形匹配的方法对AIS信号进行频偏估计，并对频偏进行补偿，然后对补偿后的信号进行差分检测。专利申请号为CN201410228651.6，发明名称为“一种可用于星载AIS系统的冲突信号处理方法”的中国专利，该发明首先对接收到的AIS信号进行检测，利用检测结果重构信号，然后用接收到的AIS信号减去重构信号来实现另外一路碰撞信号的解调。专利申请号为CN201310020698.9，发明名称为“一种星载AIS信号定时频偏联合估计方法及其实现系统”的中国专利，该发明通过引入自相关运算和加权相乘运算，提高了定时估计的精度，实现了对星载AIS信号的频偏估计。专利申请号为CN201310020324.7，发明名称为“数据辅助下的星载AIS信号同步参数估计方法及系统”的中国专利，该发明通过累加求幅角运算和累加求模值运算实现AIS信号的定时估计、相移估计和幅度估计。

本专利发明的星载AIS全数字接收装置和方法是采用全数字化结构，直接对AIS射频信号进行数字化、利用基于帧头检测的突发检测算法和非相干维特比解调算法实现AIS信号的接收解调。相同类型的星载AIS接收装置和方法在已有专利中尚未找到。

发明内容

本发明的目的在于提供一种星载AIS全数字接收方法，基于射频直接数字化技术和突发检测技术及非相干维特比译码技术，采用现场可编程门阵列(FPGA)实现全数字接收。

一种星载AIS全数字接收方法，对射频数字化后的信号进行以下步骤处理：

步骤1，对射频数字化后的信号与本地载波正交下变频后滤波获取混合基带信号，并对混合基带信号进行分离；

步骤2，将分离后的单路信号进行突发检测，突发检测选择帧头中固定且具有周期性的训练序列作为检测目标；

步骤3，检测到帧头之后，选择帧头位置前后一定符号周期的序列进行频偏估计，基于频偏估计的结果对基带信号进行频偏补偿；

步骤4，选择帧头序列作为输入信号进行符号定时同步，获得符号定时误差估计值，根据符号定时误差估计值内插出最佳采样点数据；

步骤5，对最佳采样点数据采用非相干维特比解调算法进行信息解调，并基于循环冗余校验码对比特信息序列进行校验；正确，执行步骤6；否则，停止执行；

步骤6，对帧头符号周期的最佳采样点序列和经校验的比特序列的频偏、幅度和初相进行估计；

步骤7，基于频偏、幅度和初相估值对解调信号进行恢复；

步骤8，将分离后的混合基带信号减去恢复的强信号，所得的弱信号重新执行步骤2至步骤5。

本发明与现有星载AIS设备相比，其显著优点：(1)采用射频直接数字化的全数字接收机结构，可以提升系统设计的灵活性，并且避免了由于模拟器件的非线性、不一致性等因素所造成I、Q通道失衡；(2)采用了先进的基于帧头检测的突发检测技术，大幅提升了系统对于AIS信号的检测概率；(3)采用了非相干维特比译码技术，提升了在强噪声干扰环境下的AIS信号的解调性能。

附图说明

图1是本发明硬件组成框图。

图2是本发明AIS信号处理及解调程序流程图。

图3是射频直接数字化后的下变频与信道分离流程图。

图4是非相干维特比解调流程图。

图5是维特比译码状态转换图。

具体实施方式

本发明基于FPGA的星载AIS接收装置包括FPGA硬件系统1和AIS信号处理与解调程序2。FPGA硬件系统1是完成AIS信息处理并解调的硬件平台，其主要由FPGA芯片和外围时钟、电源、存储及通信接口等器件构成。AIS信号处理与解调程序2是运行于FPGA硬件系统1之上的程序，主要控制星载AIS接收装置处理并解调船载AIS发射机发射的AIS信号。该接收装置对AIS射频模拟信号直接进行高速采样，再根据软件无线电相关理论，采用数字正交下变频和抽取滤波器，将AIS 1和AIS 2两路混合的射频数字信号下变频到基带，并利用数字混频技术最终将两路信号分离。从船舶传输到卫星上，AIS信号的特性已经不再满足SOTDMA通信协议，因此该接收装置采用的是突发通信方式。信号检测由突发检测模块完成，即以AIS信号帧中的训练序列(24bit的“0101……01”)为检测目标，对输入数据先后进行鉴频和FFT运算，实现AIS信号帧头到来时刻的大致判定。基于维特比算法的最大似然序列估计(MLSE)检测是GMSK的最佳接收算法，本设计采用非相干维特比解调算法，对于AIS数据信号进行解调。

图1为FPGA硬件系统1的组成框图。该系统采用Altera公司Cyclone IV系列的EP4CE115F23I7N作为核心芯片。周围配上1片ADI公司的型号为AD9266的ADC，4片MT公司的型号为MT25QL02GCBA8E12的Flash，2片ISSI公司的型号为IS65WV10248EBLL的SRAM，USB与SD卡接口和Enpirion公司的EN5312与EN5366两种电源等芯片。AD9266对AIS射频信号进行50MSPS速率的带通采样，采样数据进入FPGA进行信号处理与解调。Flash和SRAM是对硬件系统存储空间的拓展，用来存储信号处理过程中的中间数据。

AIS信号处理与解调程序2为完成AIS信号接收解调的FPGA程序，其对射频数字化后的信号依次进行数字下变频(DDC)与信道分离、突发检测、频偏估计与帧头定位、符号定时同步、维特比解调与CRC校验、参数估计和信号恢复等处理，实现AIS信号的接收、解调和碰撞分离，处理流程如图2所示。具体工作过程如下：

(1)数字下变频(DDC)与信道分离模块的工作原理如图3所示。数字化后的AIS射频信号首先与一个直接数据频率合成器(DDS)产生的12MHz本地载波进行正交下变频；接着采用62倍抽取的3阶CIC抽取滤波器和3倍抽取FIR滤波器对下变频信号进行抽取低通滤波，得到基带信号；然后再利用DDS产生的25kHz参考载频与基带信号进行混频，并通过7倍抽取FIR滤波器将AIS 1和AIS 2两个信道的信号进行分离。

(2)将分离后的单路信号输入突发检测模块。突发检测模块选择帧头中固定且周期性的24bit训练序列作为检测目标。

若突发检测模块输入的I路和Q路基带信号分量表示为

其中，A为信号幅度，Δf＝f_c-f_c'，即载波频率偏移，是发射载波的调制相位，εT_s是由于信道滤波器等延时导致的采样点偏移时间，θ是由信号频偏和接收端载波频率偏移引起的相位偏移。

I(t)和Q(t)通过一个频率鉴别器，其输出信号为

以T_s为间隔对φ(t)进行采样可得φ[n]_，对φ[n]序列做FFT运算，其运算的结果为ψ[k]，该结果在n₀处会出现峰值。n₀的计算公式为

其中，T_b为符号速率，T_s为采样速率，N是FFT的点数。本发明中T_b＝4T_s，N＝128，所以n₀＝8。

由于噪声的影响，n₀处的峰值起伏很大，因此需要设置一个自适应门限值进行峰值的判断。

设μ为ψ[k]的n₀后面8个点的均值

则自适应门限值为

其中，M是门限系数，本发明中M＝6。

当ψ[n₀]大于Th时，则表明n₀处出现了峰值。为了进一步降低噪声对判决结果的影响，当连续三次出现峰值时，则判定为信号帧头到来。

(3)检测到帧头后，选择突发检测定位的帧头位置前后64个符号周期的序列输入频偏估计与帧头定位模块，并非取64个符号周期的序列，只要符号周期序列的长度大于行频偏估计序列的长度即可。

假设该模块的输入信号是仅仅发生频率偏移信号，其复信号形式为

其中，A为信号幅度，Δf＝f_c-f_c'，即载波频率偏移，是发射载波的调制相位。

帧头40个符号周期的序列产生的本地调制信号为s(t)和r(t)分别经过1比特差分后，表示为Δs(t)和Δr(t)。Δs(t)和Δr(t)进行共轭相关后得R_ΔrΔs(t)。并以T_s为间隔对R_ΔrΔs(t)采样得

当Δs[n]与Δr[n]完全相关时，R_ΔrΔs[n]的模最大。假设此时序列对应点为n₀，则

因此可以计算出频率偏移

峰值点的位置n₀就对应于接收信号的开始标志序列(01111110)的最后一个比特位。在频偏估计后，根据频偏估计的结果对基带信号进行频偏补偿。

(4)频偏补偿后，符号定时同步模块选择的帧头40个符号周期的序列作为输入信号。

设该模块的输入信号为

其中，A为信号幅度。是发射载波的调制相位。τ和θ分别表示信道引入的时延和相位。n(t)是有相互独立实部和虚部的复高斯白噪声。

将r(t)输入匹配滤波器。设匹配滤波器的冲激响应为h₀(-t)，则

对x(t)采样可得

x_k(n)＝x(nT_b+kT_b/N) (12)

其中，k＝0,1,…N-1，N＝4。

根据式可得

其中，L₀为目标序列的符号周期数，L₀＝40。

通过最大似然估计可得符号定时误差估计值

根据符号定时误差估计的结果可以内插出最佳采样点数据。

(5)最佳采样点数据输入解调模块，采用非相干维特比解调算法进行信息解调，实现框图如图4所示。具体解调步骤如下：

①对输入信号进行白化滤波得{z_n}。

②设定状态数量为8，列出状态表，如表1所示。

表1维特比译码的状态表

将状态表中的序列{α_n}转化为

对序列{a_n}进行白化滤波器可得根据和{z_n}计算分支度量

③计算出分支度量后，根据图5所示状态转换图，比较每个状态支路两个分支的度量，选择较大值进行累加，并对其路径进行记录。当达到路径回溯长度，比较所有状态支路的分支度量最终累加值，选择累加值最大的支路作为幸存路径进行回溯，并输出比特信息序列。

④用CRC校验模块对于序列的比特信息进行校验，判定解调结果是否正确。

(6)解调出的比特信息通过CRC校验后，参数估计模块对接收信号的频偏、幅度和初相进行估计。其输入信号为帧头32个符号周期的最佳采样点序列和经CRC校验的比特序列。

设输入的GMSK信号为

其中，A为信号幅度，θ为信号初相，R_b为符号速率，R_b＝9600bps

对解调出的比特数据进行预处理可得

将a_n与r(n)按位共轭相乘可得

因此幅度估计值为

其中，N是目标序列的符号周期数，N＝32。

在AWGN信道下，频率精确估计的似然函数可以表示为

其中，r_i为接收的基带信号序列元素，s_i为本地调制信号序列元素，h_i为系统冲击响应序列元素，Δf₂为频偏补偿后的残余频偏。

在频率粗略估计值Δf附近[Δf-30,Δf+30]范围内，每个频率都计算并寻找的最小值。当找到最小值后，其所对应Δf₂就是频率偏移的精确值

根据已经估计出和由式可得初相估计值

(7)根据参数估计值和信号恢复模块根据GMSK调制原理对解调出的信号进行恢复得

其中，R_b＝9600bps，为调制相位。

(8)将r_rec(n)从原接收信号的基带信号中减去，此时剩余的弱信号便可以再次从突发检测模块开始处理，从而解调出弱信号的信息，最终实现两路碰撞信号的分离。

Claims (7)

1.一种星载AIS全数字接收方法，其特征在于，对射频数字化后的信号进行以下步骤处理：

步骤1，对射频数字化后的信号与本地载波正交下变频后滤波获取混合基带信号，并对混合基带信号进行分离；

步骤2，将分离后的单路信号进行突发检测，突发检测选择帧头中固定且具有周期性的训练序列作为检测目标；

步骤3，检测到帧头之后，选择帧头位置前后一定符号周期的序列进行频偏估计，基于频偏估计的结果对基带信号进行频偏补偿；

步骤4，选择帧头序列作为输入信号进行符号定时同步，获得符号定时误差估计值，根据符号定时误差估计值内插出最佳采样点数据；

步骤5，对最佳采样点数据采用非相干维特比解调算法进行信息解调，并基于循环冗余校验码对比特信息序列进行校验；正确，执行步骤6；否则，停止执行；

步骤6，对帧头符号周期的最佳采样点序列和经校验的比特序列的频偏、幅度和初相进行估计；

步骤7，基于频偏、幅度和初相估值对解调信号进行恢复；

步骤8，将分离后的混合基带信号减去恢复的强信号，所得的弱信号重新执行步骤2至步骤5；

所述步骤1具体过程包括：

步骤1.1，射频数字化后的信号与12MHz本地载波进行正交下变频；

步骤1.2，采用62倍抽取的3阶CIC抽取滤波器和3倍抽取FIR滤波器对下变频信号进行抽取低通滤波，得到基带信号；

步骤1.3，利用25kHz参考载频与基带信号进行混频，并通过7倍抽取FIR滤波器将信号分离为两路。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤2的具体过程为：

步骤2.1，对分离后的信号进行频率鉴别，对鉴别后的信号φ(t)以T_s为间隔进行采样得到φ[n]，对φ[n]序列做FFT运算得到ψ[k]；

步骤2.2，设定一自适应门限值Th对ψ[k]中n₀处进行峰值判断，若ψ[n₀]大于Th时，则表明n₀处出现了峰值；

步骤2.3，若连续三次出现峰值时，则判定为信号帧头到来；

其中，μ为ψ[k]的n₀后面8个点的均值，M是门限系数。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤3的具体过程为：

步骤3.1，对发生频率偏移的信号r(t)和本地调制信号s(t)分别经过1比特差分后获得Δs(t)和Δr(t)，其中A为信号幅度，Δf为载波频率偏移，为发射载波的调制相位，为本地调制信号初相；

步骤3.2，对Δs(t)和Δr(t)进行共轭相关后得R_ΔrΔs(t)，并以T_s为间隔对R_ΔrΔs(t)采样得Δs[n]与Δr[n]完全相关时，R_ΔrΔs[n]的模最大，此时序列对应点为n₀，则

步骤3.3，获得频率偏移T_b为符号周期；

步骤3.4，基于频偏估计的结果对基带信号进行频偏补偿。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤4的具体过程为：

步骤4.1，将符号定时同步的输入信号为输入匹配滤波器，则其中匹配滤波器的冲激响应为h₀(-t)，A为信号幅度，是发射载波的调制相位，τ和θ分别表示信道引入的时延和相位，n(t)是有相互独立实部和虚部的复高斯白噪声；

步骤4.2，对x(t)采样获得x_k(n)＝x(nT_b+kT_b/N)，其中，k＝0,1,…N-1，N＝4，T_b为符号周期；

步骤4.3，通过最大似然估计可得符号定时误差估计值

其中，其中L₀为目标序列的符号周期数，L₀＝40；

步骤4.5，根据内插出最佳采样点数据。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤5的具体过程为：

步骤5.1，对输入的最佳采样点数据进行白化滤波得{z_n}；

步骤5.2，设定状态数量为8，基于将每一状态序列{α_n}转化为序列{a_n}；

步骤5.3，对序列{a_n}进行白化滤波器得根据和{z_n}计算分支度量

步骤5.4，根据序列{α_n}确定的状态转换图，比较每个状态支路两个分支的度量，选择较大值进行累加，并对其路径进行记录，当达到路径回溯长度，比较所有状态支路的分支度量最终累加值，选择累加值最大的支路作为幸存路径进行回溯，并输出比特信息序列；

步骤5.5，基于循环冗余校验码对比特信息序列进行校验，判定解调结果是否正确。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤6的具体过程为：

步骤6.1，输入最佳采样点信号A为信号幅度，θ为信号初相，R_b为符号速率，Δf₂为频偏；

步骤6.2，对解调出的比特数据根据进行预处理，其中α_i为解调数据；

步骤6.3，将a_n与r(n)按位共轭相乘获得

步骤6.4，基于获得幅度估计值，N是目标序列的符号周期数；

步骤6.5，在频率偏移Δf附近[Δf-30,Δf+30]范围内，根据频率精确估计的似然函数每个频率都计算寻找的最小值，最小值所对应Δf₂为频偏估计值其中r_i为接收的基带信号序列元素，s_i为本地调制信号序列元素，h_i为系统冲击响应序列元素，Δf₂为频偏补偿后的残余频偏；

步骤6.6，基于获得初相估计值

7.很具权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤7的具体过程为：

根据下式对解调出的信号进行恢复得

其中，和分别为幅度、频偏和初相估值，为调制相位，R_b为符号速率。