CN102123116B - 一种直流偏置校准方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种直流偏置校准方法及其装置，通过反馈零中频接收系统输出的模拟基带差分电压，判断所述零中频接收系统的输出是否符合收敛条件，对所述零中频接收系统的基带信号进行校准。在校准过程中，采用由大到小逐次递进的方式设置每次校准的调整值，并将每次校准的校准值进行叠加，使整个直流偏置校准的过程具有先粗调然后逐次过渡到微调的效果，能够快速且精确地实现直流偏置校准，达到收敛条件。并且可以利用时分双工零中频接收系统的非接收数据时隙，对时分双工的零中频接收系统进行直流偏置校准，提高直流偏置校准的实时性。

Description

一种直流偏置校准方法及其装置

技术领域

本发明涉及零中频接收技术领域，尤其涉及零中频接收系统的一种直流偏置校准方法，以及一种直流偏置校准装置。

背景技术

零中频接收系统具有体积小、成本低和易于单片集成的特点，已成为射频接收系统中极具竞争力的一种结构，在无线通讯领域中受到广泛的关注。

零中频接收系统通过一次变频将射频信号变换为基带信号，相对于目前流行的高中频采样接收系统，主要优点如下：（1）可以省去数字变频器和高速AD，降低对数字部分电路的要求。（2）由于零中频方案不需要高速的数字采样时钟，所以可以降低数字电路高速信号对射频的影响。（3）对于射频电路而言，两者相差不大，都需要有本振和混频器（直接解调器）。由于零中频技术直接将射频信号变到基带，就不存在二阶、三阶交调的问题。

但是，零中频接收系统却面临了许多新的技术挑战。文献《零中频射频接收系统技术-射频与光电集成电路研究所》对该架构接收系统的主要问题作了详细分析。例如，接收直流偏置(DC-OFFSET)、偶次失真(Even-OrderDistortion)、本振泄漏(LO Leakage)和闪烁噪声(Flicker Noise)等指标。

对于零中频接收系统，直流偏置和镜像干扰的影响尤其重要，如果在基带解调处理之前未能得到有效抑制，对带内有用信号的解调性能的影响会很大。所以必须在对基带解调之前对零中频接收系统的直流偏置进行校正，以抑制基带信号中的直流分量，降低直流分量对基带信号的影响。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于提供一种能够在基带解调之前对零中频接收系统的直流偏置进行校正的直流偏置校准方法。

一种直流偏置校准方法，包括以下步骤：

步骤S101：获取零中频接收系统输出的模拟基带差分电压；

步骤S102：判断所述模拟基带差分电压是否符合预定收敛条件，是则停止校准调整；否则，对所述模拟基带差分电压进行模数转换，获取直流偏置校准的基准电压；

步骤S103：将所述基准电压乘以2的-n次方，获取本次直流偏置校准的调整值，其中，n是初始值为1的正整数，并且n的取值在每次执行直流偏置校准后加1，并根据所述模拟基带差分电压的正负决定所述调整值的正负；

步骤S104：将前一次直流偏置校准的校准值和本次计算获得的调整值叠加，获得本次直流偏置校准的校准值，并根据本次的所述校准值对所述零中频接收系统输出的模拟基带差分电压进行直流偏置校准；

步骤S105：判断调整后的所述模拟基带差分电压是否符合所述预定收敛条件，是则停止校准调整；否则，重复执行步骤S103、S104。

本发明要解决的技术问题还在于提供一种能够在基带解调之前对零中频接收系统的直流偏置进行校正的直流偏置校准装置。

一种直流偏置校准装置，包括：差分电压获取模块、基准电压模块、调整值模块、校准值模块、校准模块和控制模块。

所述差分电压获取模块用于获取零中频接收系统输出的模拟基带差分电压。所述基准电压模块用于判断所述模拟基带差分电压是否符合预定收敛条件，是则停止校准调整；否则，对所述模拟基带差分电压进行模数转换，获取直流偏置校准的基准电压。所述调整值模块用于将所述基准电压乘以2的-n次方，获取本次直流偏置校准的调整值，其中，n是初始值为1的正整数，并且n的取值在每次执行直流偏置校准后加1，并根据所述模拟基带差分电压的正负决定所述调整值的正负。所述校准值模块用于将前一次直流偏置校准的校准值和本次计算获得的调整值叠加，输出本次直流偏置校准的校准值。所述校准模块用于依次根据各个所述校准值对所述零中频接收系统输出的模拟基带差分电压进行直流偏置校准。所述控制模块用于判断调整后的所述模拟基带差分电压是否符合所述预定收敛条件，是则停止校准调整；否则，控制所述调整值模块、所述校准值模块和所述校准模块再次执行直流偏置校准。

与现有技术相比较，本发明的直流偏置校准方法及其装置中，由于采用由粗调到细调逐次递进的方式设置每次校准的调整值，并将每次校准的校准值进行叠加，使整个直流偏置校准的过程具有先粗调然后逐次过度到微调的效果，能够快速且精确地实现直流偏置校准，达到收敛条件。

本发明的直流偏置校准装置的电路结构简单，能够采用FPGA编程实现实时处理，可以降低成本。

进一步地，所述直流偏置校准方法及其装置可以利用时分双工零中频接收系统的非接收数据时隙，对所述时分双工的零中频接收系统进行直流偏置校准。因为时分双工系统（TDD，Time Division Duplexing）的特点，系统的上、下行链路不会在同一时刻工作，在每一个非接收数据时隙都进行直流偏置校准，可以确保校准的实时性。由于工作过程中的不确定性和参数的改变（如本振频点、信号带宽、温度漂移、接收信号强度变化等），系统的直流偏置会随时间和当前工作状态的变化而改变，实时调整是必须的。并且，由于一般基站的数据上行时隙小于下行时隙，因此在下行时隙可以为上行直流校准提供充足的收敛时间。

附图说明

图1是本发明直流偏置校准方法的流程图；

图2是本发明直流偏置校准装置的结构示意图；

图3是本发明的直流偏置校准装置的一种硬件实施方式的结构示意图。

具体实施方式

请参阅图1，图1是本发明直流偏置校准方法的流程图。

所述直流偏置校准方法包括步骤：

步骤S101，获取所述零中频接收系统输出的模拟基带差分电压；

在零中频接收系统中，上行差分射频信号经解调直接下变频到基带模拟信号，经过基带运算放大、低通滤波器和ADC驱动放大器后，输出四路模拟差分信号：I+、I-、Q+、Q-。由于I、Q路差分信号幅度、相位不平衡，在本步骤中，可以提取I、Q路模拟基带差分电压X(t)，所述模拟基带差分电压X(t)中，包括有用差分信号和直流偏置分量。

作为一种优选实施方式，在利用本发明的直流偏置校准方法对时分双工的零中频接收系统进行直流偏置校准时，可在时分双工零中频接收系统的非接收数据时隙进行直流偏置校准。

所述非接收数据时隙包括所述零中频接收系统的上行接收信号时间与下行发送信号时间之间的收发间隔、下行发送数据时间、以及下行发送数据时间与上行接收数据时间之间的发收间隔。

因为时分双工系统（TDD，Time Division Duplexing）的特点，系统的上、下行链路不会在同一时刻工作，在每一个非接收数据时隙都进行直流偏置校准，可以确保校准的实时性。由于工作过程中的不确定性和参数的改变（如本振频点、信号带宽、温度漂移、接收信号强度变化等），系统的直流偏置会随时间和当前工作状态的变化而改变，实时调整是必须的。并且，由于一般基站的数据上行时隙小于下行时隙，因此在下行时隙可以为上行直流校准提供了充足收敛时间。

在非接收数据时隙的时间里做直流偏置校准，不会影响TDD基站业务，而且在校准时间里没有输入信号输入，可以有效保护原调制信号和电路特征所固有的直流偏置分量。

步骤S102：判断所述模拟基带差分电压是否符合预定收敛条件，是则执行步骤S109，停止校准调整；否则，执行步骤S103对所述模拟基带差分电压进行模数转换，获取直流偏置校准的基准电压；

在本步骤中，根据预先设定收敛条件进行判断，所述收敛条件例如是一个电压范围，如果所述模拟基带差分电压未超出所述电压范围，则判断其收敛，所述零中频接收系统的直流偏置电压在允许范围之内，无需再进行直流偏置校准；而所述模拟基带差分电压超出所述电压范围，则判断其不收敛，需要进行直流偏置校准。所述收敛条件还可以是所述模拟基带差分电压的平均值未超出所述电压范围。

如果所述模拟基带差分电压不收敛，则首先对所述模拟基带差分电压进行模数转换，获取直流偏置校准的基准电压。假设对所述模拟基带差分电压X(t)进行模数转换后获得的离散数字信号序列为X[n]，要获取所述直流偏置校准的基准电压，可对所述离散数字信号序列X[n]的取值在一定的预设时长内取平均值，所述预设时长优选为所述离散数字信号序列X[n]的周期的整数倍，在所述预设时长内对所述离散数字信号序列X[n]做统计平均，因为有用的差分信号的平均值为零，因此，统计平均值得到的结果等于所述预设时长内的直流偏置电压的平均值。

在具体实施时，可将所述离散数字信号序列X[n]输出到双路积分器(Integrator)求取平均值，得到初始的直流偏置分量s[n]作为所述直流偏置校准的基准电压：

$S\left[n\right]={\mathrm{\Σ}}_{i=0}^{\mathrm{dc}\_\mathrm{corr}\_\mathrm{time}}X[n-1-i];$

其中，dc_corr_time为所述预设时长内的取样点数，所述预设时长优选为所述离散数字信号序列X[n]的周期的整数倍。

特别地，对于时分双工的零中频接收系统，可以将进行数字转换后的离散数字信号序列X[n]直接作为所述直流偏置校准的基准电压s[n]。因为在非接收时隙没有接收有用信号的输入，因此，在非接收时隙获取，如果没有其他基带差分信号，可以直接作为所述基准电压。

步骤S104：将所述基准电压乘以2的-n次方，获取本次直流偏置校准的调整值，其中，n是初始值为1的正整数，并且n的取值在每次执行直流偏置校准后加1；

在设定所述直流偏置校准电压时，对每次校准的调整值采用二叉树遍历算法，即，设定所述调整值的步进值为2^-1，首次校准时将所述基准电压乘以2^-1，获得首次校准的调整值；而在第二次校准时，将所述基准电压乘以2^-2，获得第二次校准的调整值；第三次校准时则将所述基准电压乘以2^-3……；设所述每次校准的调整值为d[n]，则：

d[n]＝2^-n×s[n]。

步骤S105，分别根据每次校准后所述模拟基带差分电压的正负决定所述调整值的正负。

具体地，可以设定所述调整值的正负与所述模拟基带差分电压的正负相同或相反。

例如，如果在首次校准后，所述模拟基带差分电压为正电压，则第二次校准的所述调整值为正电压（或负电压）；如果在第二次校准后，所述模拟基带差分电压为负电压，则设定第三次校准的所述调整值为负电压（或正电压）。

对于一般的零中频接收机，可根据其每次校准后所述模拟基带差分电压的平均值的正负符号，决定所述调整值的正负性；而对于时分双工的零中频接收机，则在无基带差分信号输入时也可以直接根据在所述非接收数据时隙获取的所述模拟基带差分电压的实时值，来决定所述调整值的正负性，此时校准的是电路特征所固有的直流偏置分量。

步骤S106，将前一次直流偏置校准的校准值和本次计算获得的调整值叠加，获得本次直流偏置校准的校准值；

保存每一次直流偏置校准的校准值，在本步骤中，将前一次直流偏置校准的校准值和本次计算获得的调整值叠加，得到本次直流偏置校准的校准值X’[n]，即：

X'[n]＝X'[n-1]+d[n]。

步骤S107，根据本次的所述校准值对所述零中频接收系统输出的模拟基带差分电压进行直流偏置校准；

在本步骤中，对所述校准值进行数模转换，获得模拟校准电压，将所述模拟基带差分电压与所述模拟校准电压叠加，所述电压叠加可以根据所述步骤S105中所述调整值与所述模拟基带差分电压的正负的关系设定，当所述调整值与所述模拟基带差分电压的正负相同时，反相叠加；否则，直接叠加。

作为一种优选实施方式，可以将所述模拟校准电压输出至所述零中频接收系统的运算放大器中，与所述模拟基带差分电压反相叠加后再进行运算放大处理。

步骤S108：判断调整后的所述模拟基带差分电压是否符合所述预定收敛条件，是则执行步骤S109，停止校准调整；否则，对n的取值加1，再次执行步骤S104-S107。

在执行直流偏置校准后，再次获取经过校准后的所述模拟基带差分电压，判断并根据所述预定的收敛条件判断所述模拟基带差分电压是否收敛。如果收敛，则停止校准，如果判断不收敛，则再次执行步骤S104至S107，利用更新的调整值n，获得新的调整值，并根据所述模拟基带差分电压的正负决定所述新的调整值的正负；将所述新的调整值与前一次的校准值相加，获得新的校准值，然后再根据所述新的校准值对所述模拟基带差分电压进行校准，直到所述模拟基带差分电压符合所述预定收敛条件为止。

下面以具体的例子说明使用本发明的直流偏置校准方法实现具有八位调整精度的直流偏置校准。

假设在步骤S103中获得的所述基准电压为S[n]，则在第一次调整时，设置所述调整值的步进值n=2^-1，即获得的调整值和首次校准电压为S[n]×2^-1；

假设首次校准后的所述模拟基带差分电压的平均值为X(t)=30mV，则将第二次校准的所述调整步进值n=2^-2，并将所述调整值的符号设置为“+”。则，在第二次校准时，所述调整值为：S[n]×2^-2，第二次校准的所述校准电压为：S[n]×2^-1+S[n]×2^-2＝S[n]×3/4；

假设第二次校准后的所述模拟基带差分电压的平均值为X(t)=-110mV，则将第三次校准的所述调整步进值n=2^-3，并将所述调整值的符号设置为“－”。则，在第三次校准时，所述调整值为：-S[n]×2^-3，第三次校准的所述校准电压为：S[n]×2^-1+S[n]×2^-2-S[n]×2^-3＝S[n]×5/8；

假设第三次校准后的所述模拟基带差分电压的平均值为X(t)=-72mV，则将第四次校准的所述调整步进值n=2^-4，并将所述调整值的符号设置为“－”。则，在第四次校准时，所述调整值为：-S[n]×2^-4，第四次校准的所述校准电压为：S[n]×2^-1+S[n]×2^-2-S[n]×2^-3-S[n]×2^-4＝S[n]×9/16；

假设第四次校准后的所述模拟基带差分电压的平均值为X(t)=-28mV，则将第五次校准的所述调整步进值n=2^-5，并将所述调整值的符号设置为“－”。则，在第五次校准时，所述调整值为：-S[n]×2^-5，第五次校准的所述校准电压为：S[n]×2^-1+S[n]×2^-2-S[n]×2^-3-S[n]×2^-4-S[n]×2^-5＝S[n]×17/32；

假设第五次校准后的所述模拟基带差分电压的平均值为X(t)=-4mV，则将第六次校准的所述调整步进值n=2^-6，并将所述调整值的符号设置为“－”。则，在第六次校准时，所述调整值为：-S[n]×2^-6，第六次校准的所述校准电压为：S[n]×2^-1+S[n]×2^-2-S[n]×2^-3-S[n]×2^-4-S[n]×2^-5-S[n]×2^-6＝S[n]×33/64；

假设第六次校准后的所述模拟基带差分电压的平均值为X(t)=12mV，则将第七次校准的所述调整步进值n=2^-7，并将所述调整值的符号设置为“+”。则，在第七次校准时，所述调整值为：S[n]×2^-7，第七次校准的所述校准电压为：S[n]×2^-1+S[n]×2^-2-S[n]×2^-3-S[n]×2^-4-S[n]×2^-5-S[n]×2^-6+S[n]×2^-7＝S[n]×67/128；

假设第七次校准后的所述模拟基带差分电压的平均值为X(t)=5mV，则将第八次校准的所述调整步进值n=2^-8，并将所述调整值的符号设置为“+”。则，在第八次校准时，所述调整值为：S[n]×2^-8，第八次校准的所述校准电压为：S[n]×2^-1+S[n]×2^-2-S[n]×2^-3-S[n]×2^-4-S[n]×2^-5-S[n]×2^-6+S[n]×2^-7+S[n]×2^-8＝S[n]×135/256；

假设第八次校准后的所述模拟基带差分电压的平均值为X(t)=1mV，达到预定收敛条件，则停止校准。

同时，可根据实际需要设定不同的收敛条件，例如X(t)<=10mV时，即可以停止收敛，根据收敛条件设置的不同，完成校准的收敛时间也不同。

与现有技术相比较，本发明的直流偏置校准方法中，由于采用由粗调到细调逐次递进的方式设置每次校准的调整值，并将每次校准的校准值进行叠加，使整个直流偏置校准的过程具有先粗调然后逐次过度到微调的效果，能够快速且精确地实现直流偏置校准，达到收敛条件。

并且，由于零中频接收机的直流偏置量不仅受环境温度变化，还和电路参数有关，所述电路参数的改变包括：输入信号频率的变化、差分信号基带增益的变化、ADC驱动差分信号电平的变化、差分信号检测系数调整、温度漂移、校准装置参考时钟的变化等，所以每一次电路参数的改变，就必须做一次校准；另外，如果有每个时隙都需要校准的电路参数，就必须实现校准频率比较高的实时校准。因此，利用本发明的直流偏置校准方法，可以在时分双工零中频接收系统的每一个非接收数据时隙都进行直流偏置校准，从而达到实时校准的效果。

请进一步参阅图2，图2是本发明直流偏置校准装置的结构示意图。

所述直流偏置校准装置20包括：差分电压获取模块21、基准电压模块22、调整值模块23、校准值模块24、校准模块25和控制模块26。

所述差分电压获取模块21用于获取所述零中频接收系统输出的模拟基带差分电压；

在零中频接收系统中，上行差分射频信号经解调直接下变频到基带模拟信号，经过基带运算放大、低通滤波器和ADC驱动放大器后，输出四路模拟差分信号：I+、I-、Q+、Q-。由于I、Q路差分信号幅度、相位不平衡，在本步骤中，所述差分电压获取模块21提取I、Q路模拟基带差分电压X(t)，所述模拟基带差分电压X(t)中包括有用差分信号和直流偏置分量。

作为一种优选实施方式，在对时分双工的零中频接收系统进行直流偏置校准时，本发明的直流偏置校准装置20在时分双工零中频接收系统的非接收数据时隙进行直流偏置校准，所述差分电压获取模块21非接收数据时隙获取所述模拟基带差分电压。

所述非接收数据时隙包括所述零中频接收系统的上行接收信号时间与下行发送信号时间之间的收发间隔、下行发送数据时间、以及下行发送数据时间与上行接收数据时间之间的发收间隔。

因为时分双工系统（TDD，Time Division Duplexing）的特点，系统的上、下行链路不会在同一时刻工作，本发明的直流偏置校准装置20在每一个非接收数据时隙都进行直流偏置校准，可以确保校准的实时性。由于工作过程中的不确定性和参数的改变（如本振频点、信号带宽、温度漂移、接收信号强度变化等），系统的直流偏置会随时间和当前工作状态的变化而改变，实时调整是必须的。并且，由于一般基站的数据上行时隙小于下行时隙，因此在下行时隙可以为上行直流校准提供了充足收敛时间。

并且，在非接收数据时隙的时间里做直流偏置校准，不会影响TDD基站业务，而且在校准时间里没有输入信号输入，可以有效保护原调制信号和电路特征所固有的直流偏置分量。

所述基准电压模块22用于判断所述模拟基带差分电压是否符合预定收敛条件，是则停止校准调整；否则，对所述模拟基带差分电压进行模数转换，获取直流偏置校准的基准电压；

所述基准电压模块22根据预先设定收敛条件进行判断，所述收敛条件例如是一个电压范围，如果所述模拟基带差分电压未超出所述电压范围，所述基准电压模块22则判断其收敛；而所述模拟基带差分电压超出所述电压范围，则所述基准电压模块22判断其不收敛。所述收敛条件还可以是所述模拟基带差分电压的平均值未超出所述电压范围。

如果判断不收敛，则所述基准电压模块22首先对所述模拟基带差分电压进行模数转换，获取直流偏置校准的基准电压。假设所述基准电压模块22对所述模拟基带差分电压X(t)进行模数转换后获得的离散数字信号序列为X[n]，要获取所述直流偏置校准的基准电压，所述基准电压模块22可对所述离散数字信号序列X[n]的取值在一定的预设时长内取平均值。其中，所述预设时长优选为所述离散数字信号序列X[n]的周期的整数倍。所述基准电压模块22在所述预设时长内对所述离散数字信号序列X[n]统计平均值，因为有用的差分信号均值为零，因此，统计平均值得到的结果等于所述预设时长内的直流偏置电压的平均值。

所述调整值模块23用于将所述基准电压乘以2的-n次方，输出本次直流偏置校准的调整值，其中，n是初始值为1的正整数，并且n的取值在每次执行直流偏置校准后加1，并分别根据每次校准后所述模拟基带差分电压的正负决定所述调整值的正负；

所述调整值模块23在设定所述直流偏置校准电压时，对每次校准的调整值采用二叉树遍历算法，即，首次设定所述调整值的步进值为2^-1，首次校准时将所述基准电压乘以2^-1，获得首次校准的调整值；而在第二次校准时，将所述基准电压乘以2^-2，将所述基准电压乘以2^-2，获得第二次校准的调整值；第三次校准时则将所述基准电压乘以2^-2……

所述调整值模块23可以设定所述调整值的正负与所述模拟基带差分电压的正负相同或相反。

例如，如果在首次校准后，所述模拟基带差分电压为正电压，则所述调整值模块23设定第二次校准的所述调整值为正电压（或负电压）；如果在第二次校准后，所述模拟基带差分电压为负电压，则所述调整值模块23设定第三次校准的所述调整值为负电压（或正电压）。

对于一般的零中频接收机，可根据其每次校准后所述模拟基带差分电压的平均值的正负符号，决定所述调整值的正负性；而对于时分双工的零中频接收机，则在没有输入信号时也可以直接根据在所述非接收数据时隙获取的所述模拟基带差分电压的实时值，来决定所述调整值的正负性。

所述校准值模块24用于将前一次直流偏置校准的校准值和本次计算获得的调整值叠加，获得本次直流偏置校准的校准值；

即在循环进行多次直流偏置校准的过程中，所述校准值模块24保存每一次直流偏置校准的校准值，将之前各次直流偏置校准的校准值和本次计算获得的调整值叠加，得到本次直流偏置校准的校准值。

所述校准模块25用于根据各个所述校准值依次对所述零中频接收系统输出的模拟基带差分电压进行直流偏置校准。

所述校准模块25包括对所述校准值进行数模转换，输出校准电压，将所述模拟基带差分电压与所述模拟校准电压叠加，所述电压叠加可以根据所述调整值与所述模拟基带差分电压的正负的关系设定，当所述调整值与所述模拟基带差分电压的正负相同时，反相叠加；否则，同相叠加。

作为一种优选实施方式，所述校准模块25可以将所述模拟校准电压输出至所述零中频接收系统的运算放大器中，与所述模拟基带差分电压叠加后再进行运算放大处理。

所述控制模块26用于判断调整后的所述模拟基带差分电压是否符合所述预定收敛条件，是则停止校准调整；否则，控制所述调整值模块、所述校准值模块和所述校准模块再次执行直流偏置校准。

所述控制模块26还可以控制循环校准的开始、结束、跳出以及输出当前校准状态信息。

在所述校准模块25执行直流偏置校准后，所述控制模块26再次获取经过校准后的所述模拟基带差分电压，判断并根据所述预定的收敛条件判断所述模拟基带差分电压是否收敛。如果收敛，则停止校准，如果判断不收敛，则再次控制所述调整值模块23、所述校准值模块24和所述校准模块25执行直流偏置校准，即利用更新的调整值n，获得新的调整值，并根据所述模拟基带差分电压的正负决定所述新的调整值的正负；将所述新的调整值与前一次的校准值相加，获得新的校准值，然后再根据所述新的校准值对所述模拟基带差分电压进行校准，直到所述模拟基带差分电压符合所述预定收敛条件为止。

请参阅图3，图3是本发明的直流偏置校准装置的一种硬件实施方式的结构示意图。

所述直流偏置校准装置20的硬件结构组成包括通过电连接所述零中频接收系统的I、Q两路基带信号的输出端的模数转换模块221，电连接所述模数转换模块221的双路积分器222，双路积分器222的两路输出分别电连接至相同的两个处理支路，每一个所述处理支路都包括依次电连接的逐次递进模块231、二选一选择器232、加法器241和数据锁存器242；两个处理支路的所述数据锁存器242都连接至一个数模转换模块251，所述数模转换模块251输出连接至所述零中频接收系统的运算放大器输入端。

所述直流偏置校准装置20中，所述差分电压获取模块21可由反馈数据线或者控制开关实现，可以根据控制信号从所述零中频接收系统的基带信号输出端获取所述模拟基带差分电压X(t)，并将所述模拟基带差分电压X(t)传输至所述模数转换模块221。

实现所述基准电压模块22的功能的硬件装置包括模数转换模块221和双路积分器222，所述模数转换模块221用于在预设时长内，对所述模拟基带差分电压进行模数转换，转换后获得的离散数字信号序列为X[n]，并将所述离散数字信号序列X[n]输出至所述双路积分器222；所述双路积分器222则对转换后的离散数字信号序列在所述预设时长内求平均值，得到初始的直流偏置分量s[n]作为所述直流偏置校准的基准电压：

$S\left[n\right]={\mathrm{\&Sigma;}}_{i=0}^{\mathrm{dc}\_\mathrm{corr}\_\mathrm{time}}X[n-1-i];$

其中，dc_corr_time为所述预设时长内的取样点数，所述预设时长优选为所述离散数字信号序列X[n]的周期的整数倍。

实现所述调整值模块23的功能的硬件装置包括逐次递进模块231和二选一选择器232，所述逐次递进模块231用于将数值n的取值在每次执行直流偏置校准后加1，并执行所述基准电压乘以2的-n次方的运算，获取本次直流偏置校准的调整值d[n]：

d[n]＝2^-n×s[n]。

所述二选一选择器232用于根据所述模拟基带差分电压的正负性，决定所述调整值的正负性。

例如：所述模拟基带差分电压为正电压，则所述二选一选择器232将本次校准的所述调整值的也设置为正电压；而如果模拟基带差分电压为负电压，则所述二选一选择器232将本次校准的所述调整值的也设置为负电压：

d[n]＝(±)2^-n×s[n]

实现所述校准值模块24的功能的硬件装置包括加法器241和数据锁存器242。

所述数据锁存器242用于储存每次直流偏置校准的校准值；所述加法器241用于将前一次直流偏置校准的校准值和本次计算获得的调整值叠加，获得本次直流偏置校准的校准值X’[n]：

X'[n]＝X'[n-1]+d[n]。

实现所述校准模块25的功能的硬件装置包括数模转换模块251。所述数模转换模块251对所述校准值X’[n]进行数模转换，输出模拟校准电压X’(t)，调整所述运算放大器的输入电压，从而对所述零中频接收系统输出的所述模拟基带差分电压进行调整。

所述控制模块26的功能的硬件装置可以用FPGA芯片按照其逻辑功能编程实现。

作为一种优选实施方式，所述直流偏置校准装置至少设置以下四种引脚：

使能引脚，用于输入控制信号触发所述直流偏置校准装置开始或者停止直流偏置校准；

时钟引脚，用于输入所述直流偏置校准装置的标准参考时钟；

读引脚，用于从所述直流偏置校准装置中读取数据；

数据引脚，用于对所述直流偏置校准装置输入和输出应用数据。

通过所述使能引脚，可以对所述直流偏置校准装置发送控制信号，强制其开始或者停止直流偏置校准；所述时钟引脚可以向所述直流偏置校准装置提供标准的参考时钟，保证各个电路模块的同步工作；通过所述读引脚和所述数据引脚，可以对所述直流偏置校准装置输入或者读取数据。

优选地，上述四种引脚都通过一个SPI（Serial Peripheral Interface，串行外围设备接口）260集成在所述直流偏置校准装置上。

作为另一种优选实施方式，为了提高装置的集成度，整个所述直流偏置校准装置也可以由一块FPGA芯片编程实现。

与现有技术相比较，本发明的直流偏置校准装置中，由于采用由粗调到细调逐次递进的方式设置每次校准的调整值，并将每次校准的校准值进行叠加，使整个直流偏置校准的过程具有先粗调然后逐次过度到微调的效果，能够快速且精确地实现直流偏置校准，达到收敛条件。在时分双工的零中频接收系统的非接收数据时隙进行直流偏置校准，可以确保校准的实时性。

本发明的直流偏置校准装置的电路结构简单，能够采用FPGA编程实现实时处理，可以降低成本。

以上所述的本发明实施方式，并不构成对本发明保护范围的限定。任何在本发明的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (12)

1.一种直流偏置校准方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤S101：获取零中频接收系统输出的模拟基带差分电压；

步骤S102：判断所述模拟基带差分电压是否符合预定收敛条件，是则停止校准调整；否则，对所述模拟基带差分电压进行模数转换，获取直流偏置校准的基准电压；

步骤S103：将所述基准电压乘以2的-n次方，获取本次直流偏置校准的调整值，其中，n是初始值为1的正整数，并且n的取值在每次执行直流偏置校准后加1，并根据所述模拟基带差分电压的正负决定所述调整值的正负；

步骤S104：将前一次直流偏置校准的校准值和本次计算获得的调整值叠加，获得本次直流偏置校准的校准值，并根据本次的所述校准值对所述零中频接收系统输出的模拟基带差分电压进行直流偏置校准；

步骤S105：判断调整后的所述模拟基带差分电压是否符合所述预定收敛条件，是则停止校准调整；否则，重复执行步骤S103、S104。

2.如权利要求1所述的直流偏置校准方法，其特征在于，所述步骤S102中，获取直流偏置校准的基准电压的步骤包括：

在预设时长内，对所述模拟基带差分电压进行模数转换，获得对应的数字电压，对所述数字电压在所述预设时长内求平均值，将所述平均值作为所述直流偏置校准的基准电压。

3.如权利要求2所述的直流偏置校准方法，其特征在于，所述步骤S104中，根据本次的所述校准值对所述零中频接收系统输出的模拟基带差分电压进行直流偏置校准的步骤包括：

对所述校准值进行数模转换，获得模拟校准电压，将所述模拟基带差分电压与所述模拟校准电压反相叠加。

4.如权利要求1、2或者3所述的直流偏置校准方法，其特征在于：在时分双工零中频接收系统的非接收数据时隙，执行上述校准步骤S101-S105对所述时分双工零中频接收系统进行直流偏置校准；

所述非接收数据时隙包括所述时分双工零中频接收系统的上行接收信号时间与下行发送信号时间之间的收发间隔、下行发送数据时间、以及下行发送数据时间与上行接收数据时间之间的发收间隔。

5.一种直流偏置校准装置，其特征在于包括：

差分电压获取模块，用于获取零中频接收系统输出的模拟基带差分电压；

基准电压模块，用于判断所述模拟基带差分电压是否符合预定收敛条件，是则停止校准调整；否则，对所述模拟基带差分电压进行模数转换，获取直流偏置校准的基准电压；

调整值模块，用于将所述基准电压乘以2的-n次方，获取本次直流偏置校准的调整值，其中，n是初始值为1的正整数，并且n的取值在每次执行直流偏置校准后加1，并根据所述模拟基带差分电压的正负决定所述调整值的正负；

校准值模块，用于将前一次直流偏置校准的校准值和本次计算获得的调整值叠加，输出本次直流偏置校准的校准值；

校准模块，用于依次根据各个所述校准值对所述零中频接收系统输出的模拟基带差分电压进行直流偏置校准；

控制模块，用于判断调整后的所述模拟基带差分电压是否符合所述预定收敛条件，是则停止校准调整；否则，控制所述调整值模块、所述校准值模块和所述校准模块再次执行直流偏置校准。

6.如权利要求5所述的直流偏置校准装置，其特征在于：所述基准电压模块包括互相连接的模数转换模块和双路积分器；

所述模数转换模块用于在预设时长内，对所述模拟基带差分电压进行模数转换；

所述双路积分器用于对转换后的数字电压在所述预设时长内求平均值，将所述平均值输出为所述直流偏置校准的基准电压。

7.如权利要求6所述的直流偏置校准装置，其特征在于：所述调整值模块包括互相连接的逐次递进模块和二选一选择器；

所述逐次递进模块连接所述双路积分器，用于将预先设定的数值n的取值在每次执行直流偏置校准后加1，并执行所述基准电压乘以2的-n次方的运算，输出本次直流偏置校准的调整值；

所述二选一选择器用于根据所述模拟基带差分电压的正负决定所述调整值的正负性。

8.如权利要求7所述的直流偏置校准装置，其特征在于，所述校准值模块包括加法器和数据锁存器，所述加法器连接所述二选一选择器和所述数据锁存器；

所述加法器用于将前一次直流偏置校准的校准值和本次计算获得的调整值叠加，输出本次直流偏置校准的校准值；

所述数据锁存器用于储存前一次直流偏置校准的校准值。

9.如权利要求8所述的直流偏置校准装置，其特征在于：所述校准模块包括连接所述数据锁存器的数模转换模块；

所述数模转换模块用于对所述校准值进行数模转换，输出模拟校准电压，将所述模拟基带差分电压与所述模拟校准电压反相叠加。

10.如权利要求5至9中任意一项所述的直流偏置校准装置，其特征在于：所述直流偏置校准装置在时分双工零中频接收系统的非接收数据时隙进行直流偏置校准，其中，所述非接收数据时隙包括所述时分双工零中频接收系统的上行接收信号时间与下行发送信号时间之间的收发间隔、下行发送数据时间、以及下行发送数据时间与上行接收数据时间之间的发收间隔。

11.如权利要求5至9中任意一项所述的直流偏置校准装置，其特征在于，所述直流偏置校准装置至少包括以下四种功能引脚：

使能引脚，用于输入控制信号触发所述直流偏置校准装置开始或停止直流偏置校准；

时钟引脚，用于输入所述直流偏置校准装置的标准参考时钟；

读引脚，用于从所述直流偏置校准装置中读取数据；

数据引脚，用于对所述直流偏置校准装置输入和输出应用数据。

12.如权利要求5至9中任意一项所述的直流偏置校准装置，其特征在于，

所述直流偏置校准装置由FPGA编程实现。