CN102098046B - 共模点可控电感-电容压控振荡器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种电感-电容压控振荡器，包含负阻PMOS管M1～M2、负阻NMOS管M3～M4、电感L和可调电容C，其特征是，所述电感-电容压控振荡器包含对振荡信号VOSCP和VOSCN共模点进行控制的共模点控制电路，共模点控制电路包含反相器U1～U2、补偿电容CC、尾电流NMOS管MN、尾电流PMOS管MP和监测电路。相比传统的电感-电容压控振荡器，本发明的共模点可控的电感-电容压控振荡器成功解决了由于负阻管电压-电流转移特性偏移引起的输出时钟占空比偏离50％的问题，从而可以保证锁相环良好的相位噪声特性。

Description

共模点可控电感-电容压控振荡器
技术领域
本发明属于半导体集成电路设计领域，具体涉及一种电感-电容压控振荡器。
背景技术
锁相环作为电子系统的核心模块之一，在通信设备、测试仪器、计算机和消费电子等领域内都受到了广泛的使用。近几十年来，由于微电子技术的迅猛发展，现代电子系统也向着高性能、高集成度的方向不断前进。以无线通信系统为例，随着4G时代的逼近，更高速的宽带数字通信业务即将展开。这对系统中的射频(RF)收发模块、数据转换模块(ADC/DAC)以及数字处理器(DSP)都提出了更高的要求。而所有这些模块都需要在锁相环提供的时钟驱动下工作，因此锁相环的性能直接影响到系统各个模块的性能。图3给出了一个锁相环的基本结构示意图，其输入时钟(FREF)通常由高精度的晶振产生。输出时钟(FOUT)经过分频器(Divider)后与输入时钟一起输给鉴频鉴相器(PFD)，并通过电荷泵(Charge Pump)后输给环路滤波器(Loop Filter)。环路滤波器的输出通过控制压控振荡器(VCO)产生输出时钟，从而形成一个闭环系统。
在整个回路中，压控振荡器的性能尤为重要，它直接影响着锁相环的相位噪声特性。通常，压控振荡器可以采用电感-电容(L-C)结构和环形振荡器结构。
环形压控振荡器主要通过调节振荡器单元的延时或者个数来改变振荡器输出频率。由于受到单元最小延时的限制，所以振荡器的频率无法做到很高。而且，环形振荡器的噪声特性也不太理想。因此在对噪声要求很高的锁相环设计中，电感-电容压控振荡器成为首要选择。
传统的电感-电容压控振荡器的电路结构(图4)中，振荡器核心电路由负阻PMOS管M1、M2、负阻NMOS管M3、M4、尾电流IB、电感L和可调电容C组成。为了提高振荡器的驱动能力，振荡器的输出端附加了两个反相器驱动。振荡器的振荡频率由L和C的值决定，通过调整C的值就可以实现振荡频率的可控。
对于这个电路来说，一个重要的问题在于振荡信号VOSCP和VOSCN的共模点很难控制，图5给出了此振荡器的输出波形示意图。受到工艺参数、环境温度和电源电压等变化因素的影响，负阻管M1、M4的电压-电流转移特性会发生偏移，从而使VOSCP和VOSCN的共模电平变得无法预测。当这个共模电平严重偏离后级反相器驱动的判断阈值电压VTH时，驱动器输出方波信号的占空比(Duty)就会偏离50％。这将严重恶化锁相环的相位噪声特性。不仅如此，非50％占空比的时钟在一些高性能应用场合(例如高速高精度ADC/DAC)下还会恶化电路的共模抑制特性。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是克服现有技术中的缺陷，提出了一种共模点可控的电感-电容压控振荡器，解决VOSCP和VOSCN的共模点难以控制和驱动器输出方波信号的占空比偏离50％的问题，改善锁相环的相位噪声特性。
为解决上述技术问题，本发明提供一种共模点可控电感-电容压控振荡器，包含负阻PMOS管M1～M2、负阻NMOS管M3～M4、电感L和可调电容C，其特征是，所述电感-电容压控振荡器包含对振荡信号VOSCP和VOSCN共模点进行控制的共模点控制电路，共模点控制电路包含反相器U1～U2、与所述反相器连接的监测电路、尾电流NMOS管MN、尾电流PMOS管MP和与所述监测电路、尾电流NMOS管MN连接的补偿电容CC。
所述电感-电容压控振荡器还包含与所述共模点控制电路相连的驱动反相器。所述驱动反相器为四个反相器U3～U6。
所述监测电路包含PMOS管单元、NMOS管单元。
所述PMOS管单元包含四个PMOS管M5～M8、NMOS管单元包含四个NMOS管M9～M12。所述M5、M8、M10、M11共栅极，所述M6、M7、M9、M12共栅极，M5、M6的源极均接到电源电压上，M5、M6的漏极分别与M7、M8的源极连接，M7、M8的漏极分别与M9、M10的漏极连接，M9、M10的源极分别与M11、M12的漏极连接，M11、M12的源极接地。
振荡信号VOSCP和VOSCN经过所述反相器U1和U2整形送至所述监测电路，所述监测电路产生向所述补偿电容CC充电或放电的电流，拉动所述尾电流NMOS管MN的电流增加或减少，将VOSCP和VOSCN的共模点低拉或抬高。
所述补偿电容CC与所述尾电流NMOS管的栅极连接，所述尾电流NMOS管的源极接地，所述尾电流NMOS管的漏极与所述负阻NMOS管M3、M4的源极连接。
本发明所达到的有益效果：相比传统的电感-电容压控振荡器，本发明的共模点可控的电感-电容压控振荡器成功解决了由于负阻管电压-电流转移特性偏移引起的输出时钟占空比偏离50％的问题，从而可以保证锁相环良好的相位噪声特性。
附图说明
图1为本发明的共模点可控电感-电容压控振荡器电路图；
图2为本发明的共模点可控电感-电容压控振荡器输出波形示意图；
图3为锁相环结构示意图；
图4为现有技术中电感-电容压控振荡器电路图；
图5为图4的电感-电容压控振荡器输出波形示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。
如图1所示，其中负阻PMOS管M1、M2、负阻NMOS管M3、M4、尾电流PMOS管MP、电感L和可调电容C组成振荡器核心部分；反相器U1、U2、PMOS管M5-M8、NMOS管M9-M12、补偿电容CC以及尾电流NMOS管MN组成共模点控制电路；反相器U3-U6为驱动反相器。在电路工作时，VOSCP和VOSCN先经过U1和U2进行整形，再送至M5-M12组成的监测电路。假设VOSCP和VOSCN的共模点偏高，U1和U2整形后信号的共模点会偏低，M5-M8在一个周期内的导通特性会强于M9-M12，从而产生向CC充电的电流提高VC2。因此MN的电流会增加，并将VOSCP和VOSCN的共模点向低拉。同样的原理，如果VOSCP和VOSCN的共模点偏低，M9-M12在一个周期内的导通特性强于M5-M8，产生对CC放电的电流以降低VC2。从而减小MN的电流以抬高VOSCP和VOSCN的共模点。通过合理选取CC的值，可以实现负反馈回路的稳定。
图2给出了发明的共模点可控电感-电容压控振荡器输出波形示意图。图中示出了振荡信号VOSCP和VOSCN的共模点波形，通过合理调整M5-M12的尺寸，保证了振荡器输出共模点稳定在后级驱动反相器的判断阈值电压VTH附近，从而使驱动器输出方波信号VBUFP的占空比为50％，从而保证锁相环良好的相位噪声特性。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种共模点可控电感-电容压控振荡器，包含负阻PMOS管M1～M2、负阻NMOS管M3～M4、电感L和可调电容C，其特征是，所述电感-电容压控振荡器包含对振荡信号VOSCP和VOSCN共模点进行控制的共模点控制电路，共模点控制电路包含反相器U1～U2、与所述反相器连接的监测电路、尾电流NMOS管MN和与所述监测电路、尾电流NMOS管MN连接的补偿电容CC；
所述监测电路包含PMOS管单元、NMOS管单元；
所述PMOS管单元包含四个PMOS管M5～M8、NMOS管单元包含四个NMOS管M9～M12；
所述M5、M8、M10、M11共栅极，所述M6、M7、M9、M12共栅极，M5、M6的源极均接到电源电压上，M5、M6的漏极分别与M7、M8的源极连接，M7、M8的漏极分别与M9、M10的漏极连接，M9、M10的源极分别与M11、M12的漏极连接，M11、M12的源极接地；
振荡信号VOSCP和VOSCN经过所述反相器U1和U2整形送至所述监测电路，所述监测电路产生向所述补偿电容CC充电或放电的电流，拉动所述尾电流NMOS管MN的电流增加或减少；
所述补偿电容CC与所述尾电流NMOS管的栅极连接，所述尾电流NMOS管的源极接地，所述尾电流NMOS管的漏极与所述负阻NMOS管M3、M4的源极连接。
2.根据权利要求1所述的共模点可控电感-电容压控振荡器，其特征是，所述电感-电容压控振荡器还包含与所述共模点控制电路相连的驱动反相器。
3.根据权利要求2所述的共模点可控电感-电容压控振荡器，其特征是，所述驱动反相器包含四个反相器。
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