CN102067442B - 用于滤波和混合的mems谐振器 - Google Patents

Abstract

一种操作微机电系统对多个信号进行滤波和混合的方法，所述机电系统包括谐振器、激励电极以及第一检测电极。所述方法包括将第一交流电压信号施加于激励电极，其中产生频率带宽大于且包括谐振器机械频率响应的谐振带宽的激励力，以及其中产生谐振器位移，所述位移由机械频率响应滤波并且改变第一检测电极电特性的数值。所述方法还包括将第二交流电压信号施加于第一检测电极，其中第二第一信号与变化值混合以产生第一交流电流信号。检测第一检测电极处的第一交流电流信号。

Description

用于滤波和混合的MEMS谐振器

技术领域

本发明涉及微机电系统(MEMS)。具体地，本发明涉及MEMS谐振器器件，所述器件可用于对多个信号执行滤波和混合操作。

背景技术

MEMS谐振器器件典型地包括谐振器以及同时用于激励谐振器振动和检测结果位移的装置。所述谐振器本身通常是悬置于衬底上的半导体薄盘或板。当受到激励力激励时，所述谐振器的机械性能趋于以多个谐振模式之一的方式振动。

在大多数MEMS谐振器的应用中都有转换器，所述转换器将电能转换为谐振器的机械(声)振动，再转换回被检测的电能。静电(电容)激励电极常常用作输入转换器。对于静电电极，电极上的电荷在紧密排列的谐振器上施加静电力。

输出转换器或者检测电极也可以是静电的。此时，谐振器的运动(响应于激励信号)造成输出电极和谐振器之间的间隙尺寸的变化。这进而改变了谐振器—电极系统的电容，在被检测的输出信号中产生了可测量的变化。

现有MEMS谐振器的尺寸足够小，使得利用这一技术的射频(RF)谐振器成为可能。这为MEMS技术提供了用于下一代无线通信器件的令人激动的前景。

在传统的静电MEMS谐振器中，除了电输入激励信号外通常施加直流(DC)偏置电压，以产生具有与电输入频率相同频率ω_act的静电力F_elst：

$F_{\mathrm{elst}}\∝\mathrm{\α}{V}_{\mathrm{act}}^2$

V_act＝V_bias，act+V_ac，actsinω_actt

$F_{\mathrm{elst}}\∝\mathrm{\α}(V_{\mathrm{bias},\mathrm{act}}^2+2V_{\mathrm{bias},\mathrm{act}}{V}_{\mathrm{ac},\mathrm{act}}\sin {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{act}}t+\frac{V_{\mathrm{bias},\mathrm{act}}^2}{2}(1-\cos 2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{act}}t))$ (公式1)

常数α依赖于静电激励器的类型和几何尺寸。

谐振器以F_elst的频率机械地振动。通常通过在检测间隙上施加DC电压V_bias，sense或者通过测量电阻来检测谐振。所述间隙的尺寸作为谐振器运动的结果而发生变化，改变了它的电容。电容器上的电荷Q＝CV_bias，sense发生变化，并以频率ω_act产生输出电流。通常使用V_bias，act＝V_bias，sense。

这种方法的缺点是需要额外的DC电压源V_bias，act，该电压源必须稳定且低噪声。所需电压可以相对较高，导致功耗增加。

用两个交流(AC)输入信号激励谐振器也是公知的。这在Wong和Nguyen的“Micromechanical Mixer-Filters(“Mixlers”)”，Journal of Microelectromechanical System，Vol.13，No.1，pages 100-112，February 2004中有描述。这样，具有两个频率分量的AC激励信号将导致这两个分量的混合，因为静电力与输入电压的平方成比例：

$F_{\mathrm{elst}}\∝\mathrm{\α}{V}_{\mathrm{act}}^2$ (公式2)

V_act＝V_ac，1sinω₁t+V_ac，2sinω₂t

$F_{\mathrm{elst}}\∝\frac{\mathrm{\α}}{2}(V_{\mathrm{ac},1}^2(1-\cos 2{\mathrm{\ω}}_{1}t)+V_{\mathrm{ac},2}^2(1-\cos 2{\mathrm{\ω}}_{2}t)+2V_{\mathrm{ac},1}{V}_{\mathrm{ac},2}\left(\cos ({\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2)t\right)-\cos ({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)t))$

在ω₁＝ω₂的特殊情况下，F_elst仅包括2倍的输入频率2ω₁和DC电压。谐振器以与F_elst相同的频率运动，即(ω₁-ω₂)和(ω₁+ω₂)。作为混合器件，这一概念具有以下优势：因为力非常近似地与电压的平方成比例，导致“线性”混合，即仅存在频率和以及频率差。

发明内容

根据本发明，提供了一种操作微机电系统滤波和混合多个信号的方法，所述系统包括谐振器、激励电极以及第一检测电极，所述方法包括：向激励电极施加第一交流电压信号，其中产生了激励力，所述激励力的频率带宽大于且包括谐振器的机械频率响应的谐振带宽，并且其中产生了谐振器的位移，所述位移被机械频率响应滤波，并且改变了第一检测电极的电特性的数值；将第二交流电压信号施加于第一检测电极，其中第二电压信号与变化值混合以产生第一交流电流信号；以及第一检测电极处的第一交流电流信号。

该方法使得MEMS谐振器能够在同一个器件中提供滤波函数及其随后提供混合函数。第一输入电压信号被谐振器的高Q传递函数滤波，用作通带以谐振频率为中心的高选择性窄带滤波器。已滤波的信号随后在检测器处与第二输入电压信号混合。在将谐振器的位移信号转换为电信号中，混合操作利用了输出转换器(检测器)的非线性。这样，单个谐振器器件实现了双重目的。在许多应用中都希望得到根据所述方法提供的滤波和混合操作的组合，否则需要单独的滤波器和混合器部件。

所述方法还可以包括将第三交流电压信号施加于激励电极，其中第一电压信号与第三电压信号混合以产生激励力。

这样使得谐振器能够在输入电极处提供混合函数，在输出电极处提供高Q滤波函数以及另一个混合函数。在输入和输出处，利用了转换器(分别为激励器和检测器)的非线性特性提供混合函数。通过利用谐振器的高选择性滤波函数，所述方法在单个MEMS元件中实现了三个重要信号的处理函数。由于第一和第三交流电压在谐振器的输入处混合，在谐振器上的激励力包括这两个信号的混合(和与差)频率分量。可以改变谐振器几何尺寸和结构以设置谐振器频率，使得高Q滤波器选择和频分量或者差频分量(以适用于给定的应用)以及抑制不需要的分量。

所述器件还可以包括第二检测电极，以及所述方法还可以包括将第四电压信号施加于第二检测电极；以及检测第二检测电极处的第二交流电流信号。

通过向附加检测器施加第四电压信号，谐振器可以对已滤波激励信号执行多个操作。例如，当谐振器(已滤波)机械位移在第一输出电极处与第二电压信号混合时，通过施加DC偏置电压作为第四电压信号，可以在第二电极处直接测量同一个位移。这样进一步增加了在同一个谐振器器件中可用的操作范围。

所述第四电压信号可以是交流电压信号，其中将第四电压信号与第二电极电特性的变化值混合，产生第二交流电流信号。

当第四电压信号是AC电压信号时，由第二检测器执行的附加操作是混合函数。因此，单个窄带已滤波信号(机械位移)可以分别在第一和第二检测电极处独立地与两个其他AC信号混合。这在单个器件中提供了另一种有用的信号处理函数的组合。

根据本发明的另一个方面，提供了一种适用于对多个信号进行滤波和混合的微机电系统，所述系统包括：谐振器；激励电极，其上施加有第一交流电压信号，其中产生激励力，所述激励力的频率带宽大于且包括谐振器的机械频率响应的谐振带宽，并且其中产生了谐振器的位移，所述位移被机械频率响应滤波；第一检测电极具有通过谐振器的位移改变其电特性数值的电特性，向所述第一检测电极施加第二交流电压信号，其中所述第二电压信号与变化值混合以产生第一交流电流信号；以及第一电流检测装置，用于检测第一检测电极处的第一交流电流信号。

第三交流电压信号可以施加于激励电极，其中第一电压信号与第三电压信号混合以产生激励力。

所述系统还可以包括第二检测电极。

第四电压信号可以施加于第二检测电极，并且所述系统还可以包括第二电流检测装置，用于检测第二检测电极处的第二交流电流信号。

第四电压信号可以是交流电压信号，其中第四电压信号与第二电极的电特性的变化值混合以产生第二交流电流信号。

所述激励电极可以是静电激励器或者电致伸缩激励器之一。

这两种类型的激励器都能提供精确、稳定、均一的非线性特性。这使得当施加多个AC电压信号时能够实现精确、可靠的混合函数。

第一检测电极可能是以下检测器中的一种：压阻检测器，其中电特性是电阻；静电检测器，其中电特性是电容；或者电致伸缩检测器，其中电特性是电容。

这些类型检测器的每一个都能提供适合的非线性转换器特性，以便在谐振器输出处产生精确、可靠的混合。所述压阻检测器特别地令人感兴趣，因为与另外两类检测器相比它能提供90度相移。这进一步增加了由单个谐振器器件可以实现的复合函数的范围。

激励电极和第一检测电极中至少有一个可能是梳齿-驱动静电电极。

对于静电电极，希望电容不依赖于所述谐振器和所述电极之间可变间隙的尺寸。梳齿-驱动激励器/检测器具有交叉梳齿，通过改变电极上的梳齿与谐振器上的梳齿之间的重叠面积使电容随着谐振器的振动而变化。间隙尺寸(横贯梳齿的运动方向)保持恒定。这样抑制了不需要的非线性以及伪谐波。

优选地，第一和第二检测电极中的一个检测电极是压阻检测器，另一个检测则是静电检测器或者电致伸缩检测器。

在同一个谐振器上存在压阻检测器和静电或者电致伸缩检测器提供了源于同一基准的正交相移信号的可能。例如在用于RF通信的调制器和解调器的结构中，这一点特别地有用。

优选地，所述谐振器适用于以扩张模式(extensional mode)谐振。

这种扩张或者“散装模式(bulk mode)”的谐振提高了滤波操作的线性度。

附图说明

将通过附图以示例的形式描述本发明，其中：

图1是操作的方框图，所述操作由根据本发明实施例所述的MEMS谐振器器件执行；

图2是MEMS滤波器+混合器的示意图，利用了根据另一个实施例所述的静电检测；

图3是MEMS滤波器+混合器的示意图，采用了根据另一个实施例所述的压阻检测；

图4说明了MEMS滤波器+混合器的优选实施例，采用了由梳齿驱动电极激励的静电激励和压阻检测；

图5说明了MEMS滤波器+混合器的优选实施例，采用了由梳齿驱动电极实现的静电激励和检测；

图6说明了MEMS滤波器+混合器的优选实施例，包括静电检测电极和压阻检测电极；

图7示出了补偿电路的示例，用于改进根据本发明所述器件的线性度；

图8是振荡器电路的示例，所述振荡器电路采用了根据本发明实施例所述的谐振器器件；

图9是振荡器电路的另一个示例，所述振荡器电路采用了根据本发明实施例所述的谐振器器件并且包括分频器；

图10示出了固定频率的本地振荡器和混合器电路，所述电路采用具有两个检测器的谐振器器件；

图11示出了压控振荡器(VCO)和混合器电路，所述电路采用具有两个检测器的谐振器器件；

图12示出了超外差接收器结构，所述结构利用了图10所示的VCO和混合器电路；

图13示出了具有VCO的I-Q解调器，采用具有三个检测器的谐振器器件；以及

图14示出了具有镜像抑制降频混合器的超外差接收器结构，采用具有三个检测器的谐振器。

具体实施方式

本发明的发明人已经认识到MEMS谐振器的检测器可被设计用于混合与谐振器机械位移相对应的信号，所述谐振器在检测电极处具有偏置电压。他们还已经认识到在多个典型RF电路的设计中所述输出混合器与谐振器的高选择性机械滤波潜质的组合是非常有用的。滤波器和混合器传统地是独立部件，两者的组合可以带来简单、低成本和小型化的优势。MEMS谐振器的特性意味着组合的滤波器+混合器电路元件具有特别高的质量。

可以通过任何检测器实现在MEMS谐振器输出处的混合，体现了机械位移和电极的某些电特性之间的非线性关系。在本发明的一个实施例中，识别并且应用了机械位移和电流之间的非线性关系，以提供检测器(输出)混合器。

对于静电检测器，由于电容效应产生了位移和电流之间的非线性关系。如果MEMS谐振器以频率ω_r谐振，静电检测器的电容也以频率ω_r谐振。如果电压V_sense＝V_ac，sensesinω_senset施加在该检测电容器上，我们发现：

Q＝C_MEMSV_sense＝C₀(1+βsinω_rt)V_ac，senesinω_senset           (公式3)

$Q=C_0{V}_{\mathrm{ac},\mathrm{sense}}(\sin {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sense}}t+\frac{\mathrm{\β}}{2}(\cos ({\mathrm{\ω}}_r-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sense}})t-\cos ({\mathrm{\ω}}_r+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sense}})t))$

$I_{\mathrm{sense}}=\mathrm{dQ}/\mathrm{dt}$

$=C_0{V}_{\mathrm{ac},\mathrm{sense}}({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sense}}\cos {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sense}}t-\frac{\mathrm{\β}}{2}(({\mathrm{\ω}}_r-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sense}})\sin ({\mathrm{\ω}}_r+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sense}})t-({\mathrm{\ω}}_r+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sense}})\sin ({\mathrm{\ω}}_r+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sense}})t))$

其中，C₀和β是常数。电容器(电极)上的电荷是所施加的时变电压和时变电容的乘积，产生混合效应。电极上流动的电流简单地是电荷的衍生物，因此混合频率分量也存在于该信号中。

因此当在谐振器的检测间隙上施加频率ω_sense的AC电压时，结果是输出频率ω_sense、ω_r-ω_sense和ω_r+ω_sense。注意，频率为ω_sense的信号与固定电容器获得的信号是相同的。还要注意，上述分析忽略了V_sense对谐振器运动的影响。如上面公式(1)所述，V_sense还可以激励谐振器。

静电检测器不是在谐振器的检测电极处提供输出混合的唯一可能。MEMS谐振器运动的压阻检测是基于压阻效应的。这样，通过测量应变电阻器的电阻R(或者导纳Y＝1/R)可以检测谐振器的运动。至于静电检测器的电容，如果谐振器以频率ω_r谐振，则导纳也将以该频率振荡：

Y＝Y₀(1+γsinω_rt)

V_sense＝V_ac，sensesinω_senset

$I_{\mathrm{sense}}=V_{\mathrm{sense}}Y$

$=Y_0{V}_{\mathrm{ac},\mathrm{sense}}[\sin {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sense}}t+\frac{\mathrm{\γ}}{2}(\cos ({\mathrm{\ω}}_r-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sense}})t-\cos ({\mathrm{\ω}}_r+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sense}})t)]$ (公式4)

其中，Y₀和γ也是常数。根据公式(4)，电流直接与被混合信号的乘积相关，即施加于电极的时变电压与时变导纳的乘积相关。

比较公式(3)和(4)，可以看出，除了绝对值和相位差以外，压阻和静电检测器执行相似的混合函数。

上述分析示出了如何在MEMS谐振器的输出电极处执行混合。下述分析与机械滤波函数相关。MEMS谐振器的机械响应与阻尼质量弹簧系统类似。谐振器的品质因子Q可以非常高(＞100,000)。因此，它用作非常具有选择性的机械频率滤波器。位置根据下面的公式响应于输入力：

$x\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{F\left(\mathrm{\ω}\right)/k_{\mathrm{eff}}}{(1-{\mathrm{\ω}}^2/{\mathrm{\ω}}_r^2+\mathrm{j\ω}/Q{\mathrm{\ω}}_r)}$ (公式5)

其中，F(ω)是频率依赖的力；k_eff是谐振器材料的有效弹性模量；ω是力的频率分量；以及ω_r是谐振器的机械谐振频率。从公式(5)可以清楚地看出，只有那些频率与ω_r接近的F(ω)分量才对谐振器的运动起到显著贡献。Q因子与谐振器频率响应的通带带宽相关：

$\frac{\mathrm{\Δ\ω}}{{\mathrm{\ω}}_r}=\frac{1}{Q}$

其中，Δω是关于自然或者谐振频率ω_r的带宽。因此高数值的Q可视为宽带宽激励力的高选择性滤波，以产生窄带机械位移。

图1说明了根据本发明实施例所述的由MEMS谐振器执行的频域中的函数，所述谐振器利用静电激励和压阻或者静电检测。静电激励步骤200包括向输入电极施加具有ω₁和ω₂两个频率的电压信号V_act。这产生了具有不同频率分量的激励力，所述频率分量既有的各个输入频率的倍频，又有它们的和频频率和差频频率(混合)。所述谐振器上的力在步骤210中被谐振器的机械传递函数滤波，用作高Q机械滤波器。只有那些处于或者接近谐振频率ω_r的频率分量才转化为谐振器的运动。其他远离谐振频率的频率分量均被抑制了。步骤220代表了输出混合函数。在该阶段中，将具有频率ω_sense的感测电压V_sense施加于检测电极(或者是静电电极或者是压阻电极，如上讨论)。该电压与代表了谐振器位移的时变电特性(分别为电容或者电阻)混合。由于高Q滤波函数，谐振器仅将那些处于或者接近谐振频率的频率分量从输入(力)传递至输出(位移)。因此，检测器处产生的输出电流所具有的频率分量为与感测电压频率相同的频率，以及感测频率和谐振频率的(混合)和频频率与差频频率。

如上所述，在谐振器的输入(激励)和输出(检测)电极处混合都是可能的。然而，在需要少于两种混合操作的情况下，施加于所述电极的相关AC电压信号可以用DC偏置电压取代，正如常规地用于偏置MEMS谐振器一样。因此所述器件可以执行“混合—滤波-混合”函数，“混合-滤波”函数或者“滤波-混合”函数。

例如，为了实现“滤波+混合”函数，第一交流(AC)电压信号(激励电压)施加于激励器上。依赖于电极的类型，也可以施加DC偏置电压。第一电压信号产生了具有与所述信号相同频率分量的激励力。这些被谐振器的窄带机械传递函数滤波，以产生处于和/或接近谐振频率的位移。所述位移造成了第一检测(输出)电极的电特性的变化。为了执行混合操作，将第二交流电压信号施加于第一检测电极。这与已测量的位移混合以产生第一交流电流信号，所述信号可以被附加部件进一步测量或者处理。

为了在前端也即是在输入(激励器)处增加混合函数，可以将第三交流电压信号施加于所述激励电极。这将与第一交流电压信号混合以产生激励力。在这种操作模式中，设计谐振器的谐振频率使得它可以选择已混合激励力中所需的混合频率分量(和频或差频)。该所需频率分量随后作为已检测的谐振器位移被传递至输出(如前所述，该位移与第二电压信号混合)。

静电和压阻检测器电极都已经在上面讨论过。由于由这两种类型检测器输出的信号之间的相位关系，在许多应用中将两者组合是有用的，也就是在微机电系统中实现两个或者更多的不同检测器电极。每个检测器将(如果由同一交流电压信号V_sense激励)提供已混合的输出，所述输出具有90度的相对相移。这在许多调制器和解调器应用中是有用的。检测器间多样性的另一个好处是每个类型都有互补的特性。例如，对于反馈信号(在闭环结构中)，具有高信号强度是必要的；这由压阻检测器提供。相反，对于输出信号，低噪声特性可能是更为重要的；在这种情况下，静电检测通常会更合适。

为了确定哪种检测方位更为合适，需要比较噪声源和信号噪声系数。尽管静电传感器通常产生较低的均方根噪声电压，所述传感器的信号噪声系数也依赖于感测电压或者电流。在静电传感器中，最大感测电压受限于移动结构的非线性和约束条件。在压阻传感器中，感测电流受限于功率耗散和传感器的加热。因此，尽管静电检测器趋于具有较低的噪声系数，然而却大大地依赖于传感器设计和可用的感测电压和电流。

当然，这两个电极不必要是不同类型。它们可能是同一类型，例如，一对相同的电极可以用于将位移信号与两个不同的电压信号混合。

当提供第二检测电极时，将第四电压信号(V_sense)施加到所述第二检测电极上。第四电压信号与位移信号混合以在第二检测电极处产生第二交流电流信号。如果所述第四电压信号是交流(AC)信号，则电流信号具有和频频率和差频频率的混合频率分量。如果所述第四电压信号是DC偏置信号，则没有上述混合，所述电流信号将简单地包括位移信号的频率分量。

图2示出了根据本发明实施例所述的用于谐振器的混合-滤波-混合操作的等效电路的示意图。图2的电路对应于静电检测。谐振器的滤波操作用滤波电路元件310代表。输入混合器320代表在激励电极处电压的混合函数。在静电检测电极处的混合用输出混合器330代表。

图3示出了与压阻检测情况相对应的另一个等效电路的示意图。谐振器的滤波操作与滤波器电路元件310类似，并再次用它代表。同样地，输入混合器320代表激励电极处电压的混合函数。压阻检测电极处的混合用输出混合器阶段330’代表。该输出混合器阶段包括90度移相器332，代表相对于静电检测器输出的相移。它还包括输出混合器334和放大器336，所述放大器代表压阻检测器相对于静电类型的放大效应。

图4示出了根据本发明所述的谐振器设备的优选实施例，所述设备采用压阻检测。所述系统包括悬置于静电激励电极20之间的谐振器10。压阻检测电极30是谐振器本身的一部分。在使用中，将激励电压(第一电压信号)或者多个激励电压(第一和第三电压信号)施加于激励电极20，将感测电压(第二电压信号)施加于检测电极30两端，并且测量流经检测电极30的输出电流。

为了抑制非线性以及伪谐波，不希望电容依赖于间隙尺寸。因此梳齿-驱动静电激励器是优选的。所述梳40由谐振器10上的一组梳齿组成，所述梳齿与在激励电极20上的一组梳齿交叉。为了保证滤波器件操作的线性度，散装模式谐振是优选的。在这种扩张模式中，谐振器扩大和缩小，造成在梳齿部分40中的谐振器10的梳齿移入或者移出电极20上的梳齿。相对的梳齿之间的空隙(如图所示，在垂直方向上)保持恒定，因此电容的变化受控于梳齿交叉的程度。注意，梳齿末端与激励电极20之间的空隙(如图所示，在水平方向上)足够地大，使得它可以在忽略谐振器运动的情况下变化。

图5示出了根据本发明所述谐振器设备的优选实施例，所述设备采用静电检测。谐振器110悬置于静电激励电极120与静电检测电极130之间。在使用中，将激励电压施加于激励器120，将感测电压施加于检测器130。测流流经检测器电极130的输出电流。为了如上所述的改进线性度，两组静电电极都使用梳齿驱动。通过角点悬置的所述器件将以薄片模式(Lame mode)或者方形扩张模式(square extensional mode)谐振。

图6示出了根据本发明所述谐振器设备的优选实施例，所述设备采用静电和压阻检测。谐振器510悬置于静电激励电极520和静电检测电极550之间。压阻检测电极530是谐振器本身的一部分。在使用中，将激励电压施加于激励器520，将第一检测电压(第二电压信号)施加于压阻检测电极530上。测量流经压阻检测电极530的第一输出电流。将另一个感测电压(第四电压信号)施加于静电检测电极550，测量流经检测电极550的第二输出电流。

作为静电转换器的替代，电致伸缩转换器可以用于激励或者检测方法。在这些材料中，力与激励电压的平方成比例，使得这些器件具有与图2所示电路相同的等效电路。与静电转换器类似，电致伸缩转换器依赖于变化的电容。事实上，除了静电激励器中的所述间隙/真空被具有一定(优选地为高)介电常数ε_rε₀和一定(优选地为低)杨氏模量的柔性材料(compliant material)替代以外，电致伸缩激励器/检测器与静电激励器是相同的。所述杨氏模量将增加该结构的弹簧常数。所述介电常数将通过因子ε_r增大激励器/检测器的静电力和电容。静电激励器/检测器的其他物理性能实质上等同于静电激励器/检测器的物理性能。

作为第二替代方案，压电转换器可以用于激励或者检测。在压电材料中，力与电压呈线性关系，故它们不执行混合函数。因此，如果在输入处使用压电激励器，则不存在图2中的输入混合器。如果在输出处使用压电检测器，则不存在输出混合器。

注意，对于所谓的“线性”混合器(即不产生不需要的高次谐波的混合器)，实质上弹簧常数k＝dF/dx是个常数，所述弹簧常数将器件的压力(力)与应变(比例延伸)联系起来。此外，力F必须与激励电压的平方V_act ²成比例，I_sense必须与位移与感测电压的乘积xV_sense成比例。因此，混合器的线性受限于谐振器材料的线性度以及所采用的激励和检测方法的线性度。激励和检测电压优选地都与谐振器的位移x无关。

还要注意，如果V_sense过高(当采用静电检测时)，它会影响谐振器上的力，使得器件复杂化。在优选实施例中，施加于输出电极的电压应该比施加于输入电极的电压小得多，即：V_sense＜＜V_act。压阻效应不产生力，因此在设计合理的压阻MEMS混合器中可以通过确保不在激励器附近出现由V_sense产生的电压降来避免这一问题。

图7至13是各种电路的示例，其中本发明所述的组合滤波和混合功能性是有用的。在这些电路图的每一个电路图中，虚线框表示由单个谐振器器件实现的等效部件。

图7示出了振荡器。该实施方法采用静电激励电极来提供输入混合器320以及静电输出电极来提供输出混合器330。输出混合器330的输出经由放大器与每个输入相连。也就是说，将放大器的输出施加于激励和检测电极。不同于传统的MEMS谐振器振荡电路，图7中的电路无需DC偏置电压。将谐振器调谐至固有频率2ω₁，所述频率是振荡器输出频率ω₁的2倍。如果增加了附加的90度移相器，也可以采用压阻检测器实现所述电路。为了抑制由位于放大器前面的输出混合器330产生的3ω₁信号，可以在放大器的前面设置滤波器。然而，因为所述谐振器用作将去除不同于2ω₁的所有频率的滤波器，这种滤波器不是必要的。

图8示出了另一个振荡器，这次在反馈回路中设置了分频器370。所述分频器370可以是数字分频器或者参数/模拟分频器。注意，放大器(及振荡器)的输出频率是MEMS谐振器的机械谐振频率的2倍。在图8所示的电路中，混合器320的输入由分频器370的输出以及DC偏置电压驱动。由于将谐振器调谐至分频器的输出频率，故没有采用输入混合器320的混合函数。

在传统振荡器中，振荡源于噪声。然而，对于图7和8所示的振荡器，增益是在二次信号电平，给启动带来了问题。将分频器的鉴别器/比较器电平调谐至平均信号电平将有助于启动振荡。如果需要，还可以通过采用“点火”脉冲启动振荡来解决这些问题。

图9示出了振荡器+混合器电路。第一检测器提供了第一输出混合器330，第二检测器提供了第二输出混合器350。用DC偏置电压偏置所述第二混合器(检测器)，使得不执行混合。该第二输出混合器350与DC偏置输入混合器320一起作为传统MEMS振荡器使用。两个检测器的存在使得同一个MEMS器件既用作混合器又用作振荡器。在典型的RF通信应用中，第一输出混合器330(向下)混合已知的振荡器频率ω₁与“未知的”接收频率ω₂。

图10示出了更先进的振荡器+混合器的实施例。在该示例中，固定频率谐振器被可调器件360替代，所述可调器件响应于所施加的DC偏置电压调节自己的固有频率。激励间隙两端的较大值V_dc可以调谐任何静电MEMS谐振器。替代地，可以通过加热器件来调谐谐振频率，所述加热改变了器件中的杨氏模量或应力。作为另一种替代方案，可以通过创建一种结构来调谐谐振频率，所述结构通过采用静电或者压电力实现弯曲来增加其弹簧常数。因此，图10提供了一种压控振荡器(VCO)+混合器。

图11利用图10所示的VCO+混合器电路构建了超外差接收器。如上面关于图9的描述，将已接收到的RF信号施加于第一输出混合器的检测器电极，并且向下混频至中频(IF)。可能提供RF预选滤波器410用于在混合之前将已接收到信号的带宽减小到感兴趣的频率。可以通过第二MEMS谐振器器件实现在VCO+混合器电路输出处的IF滤波器400。这通过DC偏置电压在输入和输出都产生偏置，并且以传统方式进行操作。

图12示出了采用单个MEMS谐振器构建I-Q解调器。所述系统具有三个检测电极/混合器，源于图9所述VCO+混合器电路。第一输出混合器330是静电检测器，所述静电检测器解调出正交调制接收信号中的同相“I”分量。第二输出混合器350是DC偏置的，组成VCO回路的一部分。第三输出混合器334是压阻检测器，因此具有结合了90度相移模块332的等效电路。该混合器解调出正交调制接收信号中的正交“Q”分量。所述电路体现了在单个器件中组合压阻和静电检测器的优势。

图13示出了具有镜像抑制降频混合器的超外差接收器结构，采用三个MEMS谐振器器件。所述接收器基于图12所示的I-Q解调器。由MEMS谐振器实现的两个IF滤波器连接至解调器的输出。第一滤波器400对正交分量进行滤波，并且通过带有静电激励器和检测器的谐振器实现。谐振器通常通过输入和输出电极处的DC偏置电压偏置。第二滤波器由带有压阻检测器的谐振器实现。这在同相信号路径中增加了另一个90度相移。两个路径具有相同的增益是十分重要的。每个路径都有一个静电检测器和一个压阻检测器就方便了。

与传统方法相比，上述电路具有许多优势，包括：混合器的高线性度(较小的谐波和失真)、高Q机械滤波、需要较小数量的(相同/相似)MEMS器件以及较小的器件尺寸。不需要有源/数字/晶体管电子器件，尽管大多数方法受益于前置放大器或者(数字)控制回路。

本领域普通技术人员应当理解上述方法和装置的各种变化。例如，尽管上述许多电路就用于RF通信应用的接收器结构进行说明，但是类似电路可以用于发射器中的频率合成。

注意，上述方法步骤的顺序不用于限制本发明的范围。本领域普通技术人员应该理解，可以以不同于所述顺序或者同时执行所述步骤。特别是，不同电压信号实际上同时施加于电极。在检测电极处电流信号的检测也与电压信号的施加同时进行。

下面权利要求中出现的涉及附图中元件的参考数字并非意欲限制本发明的范围。

Claims (14)

1.一种操作微机电系统对多个信号进行滤波和混合的方法，该微机电系统包括谐振器(10、110)、激励电极(20、120)以及第一检测电极(30、130)，所述方法包括：

将第一交流电压信号施加于激励电极(20、120)，其中产生频率带宽大于等于谐振器机械频率响应的谐振带宽的激励力，以及其中产生谐振器位移，所述位移由机械频率响应滤波并且改变第一检测电极(30、130)电特性的数值；

将第二交流电压信号施加于第一检测电极(30、130)，其中第二电压信号与改变的第一检测电极(30、130)电特性的数值混合以产生第一交流电流信号；以及

检测第一检测电极(30、130)处的第一交流电流信号。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括将第三交流电压信号施加于激励电极(20、120)，其中第一电压信号与第三电压信号混合以产生激励力。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述微机电系统还包括第二检测电极，所述方法还包括：

将第四电压信号施加于第二检测电极；以及

检测第二检测电极处的第二交流电流信号。

4.根据权利要求3所述的方法，其中第四电压信号是交流电压信号，其中将第四电压信号与第二电极的电特性的变化值混合以产生第二交流电流信号。

5.一种适用于对多个信号进行滤波和混合的微机电系统，所述系统包括：

谐振器(10、110)；

激励电极(20、120)，其上施加有第一交流电压信号，其中产生频率带宽大于等于谐振器机械频率响应的谐振带宽的激励力，以及其中产生由机械频率响应滤波的谐振器位移；

第一检测电极(30、130)，具有通过谐振器位移改变第一检测电极的数值的电特性，在所述第一检测电极上施加第二交流电压信号，其中第二电压信号与改变数值的电特性混合以产生第一交流电流；以及

第一电流检测装置，用于检测第一检测电极(30、130)处的第一交流电流信号。

6.根据权利要求5所述的系统，其中将第三交流电压信号施加于激励电极(20、120)，其中第一电压信号与第三电压信号混合以产生激励力。

7.根据权利要求5所述的系统，还包括第二检测电极。

8.根据权利要求7所述的系统，其中将第四电压信号施加于第二检测电极，以及所述系统还包括

第二电流检测装置，用于检测第二检测电极处的第二交流电流信号。

9.根据权利要求8所述的系统，其中第四电压信号是交流电压信号，其中第四电压信号与第二电极电特性的变化值混合以产生第二交流电流信号。

10.根据权利要求5所述的系统，其中激励电极(20、120)是静电激励器或者电致伸缩激励器之一。

11.根据权利要求5所述的系统，其中第一检测电极是以下检测器中的一种：压阻检测器，其中所述电特性是电阻(30)；静电检测器，其中所述电特性是电容(130)；或者电致伸缩检测器，其中所述电特性是电容。

12.根据权利要求10或11所述的系统，其中激励电极(20、120)和第一检测电极(130)中至少一个是梳齿一驱动静电电极。

13.根据权利要求11所述的系统，其中第一和第二检测电极中的一个检测电极是压阻检测器，另一个检测电极则是静电检测器或者电致伸缩检测器。

14.根据权利要求5所述的系统，其中谐振器适用于以扩张模式谐振。