CN102037727A - 信道堆叠系统及其操作方法 - Google Patents

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Abstract

一种信道堆叠系统，包括：第一和第二下变频级、第一和第二模拟数字转换器以及数字交换和信号处理器。所述第一下变频级包括具有用于接收第一RF输入信号的输入端的第一下变频器电路，其中所述第一RF输入信号包括大量的第一信道。所述第一下变频器电路将所述第一RF输入信号下变频成包括所述大量第一信道的第一IF信号。所述第一模拟数字转换器将第一IF信号转换成第一数字IF信号。所述第二下变频器级包括具有用于接收第二RF输入信号的输入端的第二下变频器电路，其中所述第二RF输入信号包括大量的第二信道。所述第二下变频器电路将所述第二RF输入信号下变频包括所述大量第二信道的第二IF信号。

Description

信道堆叠系统及其操作方法
相关申请的交叉引用
本申请要求于2008年5月21提交的题为“信道堆叠系统及其操作方法”的临时申请第61/054,886号以及于2009年5月31提交的题为“信道堆叠系统及其操作方法”的非临时申请第12/414,892号的优先权。
技术领域
本发明所公开的方法和装置涉及用于构造合成信号的系统和方法，更具体地说，涉及用于组合预期序列的信道以形成合成信号的系统和方法。
背景技术
许多居住建筑，尤其老式的居住建筑，具有难以具成本效益地分配高带宽服务的传统的电缆基础设施。期望高分辨率(HD)视频和/或高速数据通信服务的这些建筑的住户可依靠信道堆叠系统来补充现有的电缆基础设施以提供这些现代服务。
如图1所示，信道堆叠系统1200可从M源1205接收多个信号1210。在典型的信道堆叠系统中，信号源为卫星；然而，可由其它源提供这些信号。各个信号1210可含有多个信道的信息，这些信道在特定带宽内被频分多路复用。通常在RF载波频率上对各个频带进行调制，其中所述RF载波频率在这些源中可或不可被共用。信道堆叠系统1200将基于接收器1215所提供的控制信号1225来处理传入信号1210并提取感兴趣的信道。随后，将提取的信道组合(即，堆叠)成适用于沿单个电缆传输的新的合成信号1220。有时这被称为对信道进行定序。合成信号1220的信道也被频分多路复用，从而使各个接收器1215(其用于接收以合成信号1220内的指定频率进行的程序设计)可通过控制信号1215接收其各自的用户所请求的信道。
在图2中，示出了对常规信道堆叠系统接收器1230的信号处理操作进行举例说明的进一步的细节。可通过一个或多个天线(未图示)来接收多个RF信号1232，并传到模拟预处理级1233。模拟预处理级最初通过一个或多个低噪声放大器对接收信号进行放大，随后通过带通滤波器对整个频带进行滤波以滤除频带噪声。随后将所述信号提供给第一模拟下变频级1234，其将各个信号下变频为相对低的RF信号(例如，从Ku波段转换为L波段)。接着，将此低RF信号耦接到第二模拟下变频级1236，第二模拟下变频级1236使用模拟技术将所述信号下变频为中间频率(IF)fIF。在图2的量值响应图1246中示出了来自模拟下变频级1236的输出。在一个实施例中，随后通过模拟数字转换器级1238对下变频信号进行数字化。接着，将数字化信号提供给数字交换和滤波/选择级1240。在此级中，数字开关(未图示)基于预期信道选择适当的信号源。一旦选择了适当的信号源，则使用数字滤波器(未图示)提取感兴趣的信道，如图2的量值响应图1248中所示。接着，将所述信号传到上变频和数字模拟转换级1242，上变频和数字模拟转换级1242将各个所选的信道转化成适当的输出频率foR，如图2的量值响应图1250中所示。选择各个信道的输出频率以符合分配给请求接收器的频率。随后，使用模拟加法器将各个上变频信道组合(定序)成合成信号。合成信号集中在fo且具有适合沿单个电缆传输的带宽，图2的量值响应图1252中示出了所述合成信号的一个实例。
如上文所述，当前的信道堆叠系统卫星接收器通常采用多个下变频处理。例如，常规的信道堆叠系统接收器可采用两级下变频处理：低噪声块(LNB)级中的第一下变频，以及IF级中的第二下变频。多下变频系统通常遭受不断增加的电路复杂性及高功耗的缺点。
此外，如上文所述，当前采用模拟技术从多个源(例如，卫星)选择和提取信道并将这些信道组合成预期序列。这种处理在数字域中更为有利，而无需带通滤波或希尔伯特变换器。
发明内容
本发明公开了一种用于信道堆叠的系统和方法。在一个实施例中，信道堆叠系统使用单个下变频器级将接收到的RF信号直接下变频为中间频率(IF)信号，而不是首先将接收到的信号转换成L波段或其它此类低RF信号。对输入RF信号的单个模拟域下变频的使用可生成具有预期序列的合成数字信号。数字信号交换和预处理(DSSP)级在数字域内执行信道选择、提取和定序。信道提取和转换电路生成具有预期信道序列的合成数字信号。
一个实施例包括第一和第二下变频器、第一和第二模拟数字转换器以及数字交换和信号处理级。第一下变频器具有用于接收第一RF输入信号的输入端。RF输入信号包括大量的第一信道。第一下变频器使用单个模拟RF-IF频率变换将第一RF输入信号直接下变频为第一IF信号。第一IF信号包括在第一RF输入信号中接收到的信道。第一模拟数字转换器将所述第一IF信号转换为第一数字IF信号。第二下变频器具有用于接收第二RF输入信号的输入端，其中第二RF输入信号包括大量的第二信道。第二下变频器使用单个模拟RF-IF频率变换将第二RF输入信号直接下变频为第二IF信号。第二IF信号包括在第二RF输入信号中接收到的第二信道。第二模拟数字转换器将所述第二IF信号转换为第二数字IF信号。数字交换和信号处理级接收各个第一和第二数字IF信号并且将至少一个所述第一信道和至少一个所述第二信道组合为数字合成信号。
附图简述
呈现下列附图以帮助对所公开的实施例的描述，并且仅用于对实施例的说明，而非限制本发明实施例。
图1示出了采用常规信道堆叠系统的接收系统的顶层框图。
图2示出了用于常规信道堆叠系统的信号处理操作。
图3示出了信道堆叠系统的顶层结构和信号图。
图4示出了信道堆叠系统的进一步细节。
图5示出了图4的信道堆叠系统中所示的第一和第二下变频器电路。
图6和7示出了图4的信道堆叠系统中所示的数字交换和信号处理级150的实施例。
图8示出了图4的信道堆叠系统中所示的上变频器电路。
图9示出了信道堆叠系统的第二实施例。
图10示出了信道堆叠系统的第三实施例。
图11示出了信道堆叠系统的第四实施例。
图12示出了信道堆叠系统的第五实施例。
图13示出了下变频器级的部分。
图14示出了第一下变频器级的又一实施例。
图15示出了第三下变频器级的又一实施例。
发明详述
下列描述和相关附图公开了信道堆叠系统的特定实施例。然而，通过这些实施例的公开，本领域的技术人员将理解，也存在替代实施例。此外，本说明书中将不会详细描述所公开的系统的熟知元件或者将完全省略其描述，从而不会混淆所公开的系统的相关细节。
本说明书中所使用的术语仅用于描述特定的公开实施例的目的，而非意欲限制附加的权利要求的范围。如本说明书中所使用，除非上下文中明确指示，单数形式“一”、“一个”或“所述”也意欲包括复数形式。应进一步理解，本说明书中所使用的术语“包含”、“包括”、“具有”和/或‘含有’指定了所陈述的特点、整数、步骤、操作、元件和/或组件的存在，但是不排除一个或多个其它特点、整数、步骤、操作、元件、组件和/或其组合的存在或添加。
此外，可按照，例如计算设备的元件所执行的行为的顺序来描述一些实施例。应认识到，可由特定电路(例如，分立电路系统或专用集成电路(ASIC))通过一个或多个处理器执行的程序指令，或通过执行指令的处理器和专用电路的组合，来执行本说明书中所描述的各种行为。此外，本说明书中所描述的行为的顺序可完全体现在任何形式的计算机可读存储媒体中，其中当被执行时，这些计算机可读存储媒体将导致相关的处理器执行本说明书中所描述的功能。因此，所公开的实施例的各个方面可呈现为大量不同的形式，所有这些形式都将涵盖在所保护的主题的范围之内。
图3示出了信道堆叠系统100的顶层结构和信号图。图4描绘了用于实施信道堆叠系统100的进一步的实施细节。系统100运行以将位于RF信号内的信道“堆叠”或组合成合成信号，其中所接收的信道放置(或定序)在用于输出到如机顶盒或其它接收器/调谐器等呈现设备的预期信道隙。系统100使用单个RF下变频以将接收信号从RF下变频为中间频率(IF)。随后将IF信号数字化以使余下的处理能够在数字域中完成。一旦信号被选择并适当地堆叠，则将系统100的输出转换回模拟域并上变频为适当的RF信号。
从多个RF源(1至M)接收信号102、104、106。RF输入信号102、104、106中所包括的第一或第二信道的数量和/或接收信号各自的带宽是可变的。例如，对于RF输入信号102，总信道带宽可介于100MHz-5GHz、或更具体地，介于500MHz-2GHz的范围内。作为一实例，可存在28个信道，各个信道为40MHz宽；或者，可存在40个信道，各个信道为29MHz宽。在一个实施例中，从包括16个信道(即，每个卫星转发器具有一个信号)的500MHz宽的卫星信号接收信号。各个信道为29MHz宽。2GHz宽的卫星每个极化通常采用60个转发器，各个信道在通常为6-30MHz的带宽内变化，通常每个转发器具有一个信道。任何特定的接收信号102中所包括的信道的数量可为4、6、8、16、24、28、32、40、48、60、120或更多。
在所公开的系统的一个实施例中，“RF信号”为中心频率高于3GHz频率范围的信号。RF信号可包括中心频率介于3-40GHz范围内的信号。在另一实施例中，更具体地为介于5-30GHz的范围内；而在又一实施例中，更具体地为介于8-26GHz的范围内。在一个实施例中，RF信号包括可从轨道卫星接收的X/Ku/Ka波段的信号。X/Ku/Ka波段如下举例说明：X波段的频率范围为7GHz到12.5GHz；Ku波段的频率范围为10.7GHz到12.75GHz；而Ka波段的频率范围为17.3GHz到20.3GHz。然而，本领域的技术人员应理解，在替代实施例中，RF信号可处于更低或更高的频率。
此外，在一个实施例中，“IF信号”为中心频率低于3GHz频率范围的信号，包括基带(中心频率为0Hz)信号。在一个特定实施例中，IF信号包括中心频率介于0-2.5GHz范围内的信号，更具体地为0-1GHz，且更具体地为0-500MHz。如本领域的技术人员将理解，IF信号中所包括的调制/信道信息将扩展到IF信号的中心频率之外，并且IF信号的带宽可扩展为几百兆赫、千兆赫或更高。然而，在这些实施例中，如上文所定义，IF中心频率通常低于3GHz。在一个实施例中，IF信号包括从已对卫星信号进行下变频的另一系统接收的L波段信号(例如，950MHz-2150MHz)。在另一实施例中，“IF信号”表示已在所公开的信道堆叠系统内经历先前的频率变换的信号，而RF信号表示尚未在所公开系统的信道堆叠系统内经历先前的频率变换的信号。然而，本领域的技术人员将理解，在替代实施例中，IF信号可为频率相对低于RF信号且尚未在所公开的信道堆叠系统内进行频率转化的任意信号。
如从图3和4可见，将各个信号102、104、106耦接到模拟预处理和下变频(APD)级1071-M中各自的一个。在一个实施例中，一个或多个APD级107包括对接收信号进行初始放大的放大器111、121(见图4)。此外，一些APD级107内的滤波器112、122对整个频带进行带通滤波以滤除频带噪声。在总带宽为2GHz的实施例中，RF和IF滤波器中的每一个均提供2GHz的通带，以确保所有接收信道传到数字交换和信号处理级(DSSP)150。在一个实施例中，RF和IF滤波器112和115具有固定的通带宽度或中心(或截止)频率。在替代实施例中，RF和/或IF滤波器112、115具有可变通带。在又一实施例中，带宽可小于总带宽。在此实施例中，一个或多个滤波器112、115衰减/滤除至少一个接收信道。在一个实施例中，RF和/或IF滤波器112、115是可调的并且具有适用于仅使得一个信道通过的通带。这种放大和滤波是可选的；并且，在所公开的方法和装置的一个实施例中，这种放大和滤波并非包括在所有的APD级107中；并且，在一个实施例中，任何APD级107中都不包括这种放大和滤波。
各个APD级107将信号下变频到基带(即，集中在0Hz周围)。第一下变频器113将第一RF输入信号102下变频为第一IF信号118。下变频后的第一IF信号118包括接收RF信号102中所携带的多个第一信道102a、102b等。
使用一个模拟混合操作(即，仅使用单个频率变换)来执行到基带的下变频，其中在所述模拟混合操作中，将仅具有“实”分量(即，无“虚”分量)的信号转换为具有实I(同相)分量和虚Q(正交)分量的复合表示。在所公开的方法和装置的一个实施例中，从各个APD级107输出的信号的频谱集中在零赫兹的频率，如图3中的量值响应图125中所示。
图4示出了图3中未示出的关于信道堆叠系统100的APD级107、数字模拟转换器(DAC)以及复-实转换级109的细节。所公开的系统非局限于所采用的并行下变频级的数量。因此，系统100可包括任何多个并行APD级，例如2、3、4、6、8、16、24、32、48、60、120或更多。在替代实施例中，可替代地使用具有用于各个RF源的多个信道的单个APD级。
第一APD级1071包括第一下变频器113，图5中将对其进行更为详细地说明。第一下变频器113具有用于接收第一RF输入信号102的输入端117，其中第一RF输入信号102包括多个第一信道102a、102b等等(如图所示4)。
如图所示5，下变频器113包括频率源119、90度移相器105(例如，90度混合耦接器)、混频器202和204、信号分离器103以及放大器222a-c。将输入信号102放大、分离并耦接到各个混频器202和204。频率源119向90度移相器105提供参考频率206。移相器105向混频器202的本地振荡器端口供应参考频率206的0度相移版本，并向混频器204的本地振荡器端口供应参考频率206的相对90度相移版本。在一个实施例中，频率源119是固定的。在替代实施例中，频率源119是可变的。可将频率源119设定为提供任何特定参考频率的信号206。在一个实施例中，频率源119提供特定频率的信号206以将输入信号102直接下变频到基带(零IF)。在另一实施例中，频率源119提供特定频率的信号206以将输入信号102下变频为低IF。根据本实施例，IF信号具有自0Hz偏移的中心频率。在此实施例中，整个IF信号带宽位于直流(DC)之上，如下文将进一步描述。通常，信号带宽的低端被置于DC(但是排除所述DC及其最近的频率，通常几百kHz或几MHz的范围，以避免低频闪烁噪声和/或DC漏泄项的不利影响)附近，以便最小化所占据的频率范围，由此最小化ADC取样率。
将混频器202和204的输出端分别耦接到放大器222b和222c。放大器222b、222c的输出为正交相位下变频信号118a和118b。
返回图4，在I和Q防混淆滤波器115和125中对信号118和124进行滤波，并且随后分别通过ADC对1081和1084进行数字化以产生数字化信号140和128。接着，将数字化信号140和128耦接到DSSP 150。这些信号中的每一个包括至少一个在接收到传入RF信号102、104时呈现的信道。同样，值得注意的是，通过模拟数字转换器1081-M对来自APD级1071-M所提供的各个复信号的整个频带进行数字化。
在接收到所述数字化信号时，DSSP 150在数字域中执行其所有交换和信号处理功能。在所公开的系统的一个特定实施例中，将DSSP 150实施为数字信号处理器。在另一实施例中，DSSP 150为专用集成电路(ASIC)，其可包括射频IC(RFIC)。本领域的技术人员将理解，可使用其它电路/设备(例如，可编程门阵列等)来实施DSSP 150的下述功能，因此，也可为DSSP 150实施这些替换或其任意组合。
如图3所示，DSSP 150包括矩阵交换级151、信道提取级153、信道频率转换级155和复合信道组合级156。在一个实施例中，首先将数字化信号提供给交换矩阵151。交换矩阵151可同时选择M个复合数字化信号输入端中的每一个并将各个输入信号发送到N个复合数字化输出端中的一个或多个。通常，数字化输出端的数量N大于或等于连接到信道堆叠系统100的输出端的接收器(未图示)的数量。
一旦通过交换矩阵151将信号源发送到信道提取级153的适当的输入端，信道提取级1531-N则从基带输入信号提取感兴趣的信道(即，去除所有不感兴趣的信道)。在所公开的方法和装置的一个实施例中，这是通过首先使信道提取级153将预期信道数字地转化到基带来完成。应注意，在所公开的方法和装置的一些实施例中，信道已经处于基带。在这种情况下，不会发生此频率变换。随后，对转化后的信道进行数字低通滤波以消除任何不感兴趣的带内信道，从而仅保留感兴趣的信道。量值响应图127对应于来自信道提取级153的I和Q输出对中的一个，其展示了已被下变频为基带的最初集中在fk的感兴趣信道以及已从信号中滤除的不感兴趣的其他信道。
随后，将所提取的基带信道(从信道提取级153的每个输出端提取一个)提供给信道频率转换级1551-N，其中将各个信道从基带上变频为非零中心频率。在一个实施例中，这些非零中心频率中的每一个与一个接收器(未图示)唯一地相关联。如图3中的量值响应图128所示，将对应于第N个交换输出端的感兴趣的信道上变频为fokR，其中fokR为信号将被去除(即，上变频)以供接收器R接收的频率。因此，将各个信道上变频到其非零中心频率foki，其中指数“i”为表示接收器1到R的从1到R的值。随后在复合信道组合级156中对信道进行组合。此处，将所有的信道累加成一个如量值响应图129所示并且集中在基带的组合的复信号158。
一旦从DSSP 150输出此组合的复信号，则将其提供给DAC和复-实转换级109。此级109最初将I和Q信道转换成模拟信号，随后将I和Q分量信号转换成实信号188。在此转换过程中，将信号上变频为中心频率fo，其中各个信道集中在对应于请求所述信道的接收器的频率。此输出信号188为合成信号，如图3的量值响应图131中所示。输出信号集中在fo，并且具有适合沿单个电缆传输的带宽。
通过限制下变频的数量并在数字域中执行大多数的处理，与通过常规技术产生的信号相比，可改善合成信号的质量。此外，大多数的滤波在数字域中完成，这可实现对滤波质量的更好控制。因此，可将更多的信道堆叠到合成信号上，从而可更好地利用单个输出电缆的有限带宽。
DSSP 15将至少一个所述第一信道102a、102b和至少一个所述第二信道104a、104b组合成图3所示的量值响应图129中所说明的数字合成信号158。下文关于图6和7提供对与DSSP 150的操作相关的进一步的细节。
类似于第一APD级1071构造第二APD级1074，并且其可选地包括RF级放大器121、RF滤波器122和IF滤波器125，其中的每一个可具有与第一APD级1071的对应组件相同的构造、类型和操作。第二APD级1074也包括具有用于接收第二RF输入信号104的输入端141的第二下变频器123，其中第二RF输入信号104包括多个第二信道104a、104b。第二下变频器123将第二RF输入信号104下变频为包括所述多个第二信道104a、104b的第二模拟IF信号124。如同在第一下变频器电路113的情况下，在一个实施例中，第二下变频器123提供正交相位(I和Q)信号。在此实施例中，第二IF信号128为正交相位信号对。第二APD级1074的输出端被耦接到第二ADC 1084，其将第二IF信号124转换成第二数字IF信号128。
在一个实施例中，各个APD级107执行单个模拟域下变频。在此实施例中，APD级107内的下变频器113、123、133为信道堆叠系统中的用于将RF输入信号102、104、106下变频为IF信号118、124、134的唯一模拟域下变频器。然而，在替代实施例中，可提供其它模拟域下变频器。在所公开的系统的一个实施例中，第一、第二和第三IF信号118、124和134大体上以相同的IF频率运行。
根据所公开的系统，可采用若干不同的下变频器架构。在一个实施例中，例如，当频率源119生成的参考信号206在下变频后的IF信号118和124的频带内放置图像信号时，APD级1071提供正交相位(I和Q)下变频信号以实现随后的图像抑制。在一个特定实施例中，将参考信号206(参看图5)的频率选择为处于RF输入信号的调制带宽的中心。通过将调制带宽叠合在零频率周围，此选择使输出滤波衰减到调制带宽的对应的一半。正交下变频可实现这些信号的恢复，如下文将进行阐明。
系统100也包括第三APD级107M。第三APD级107M包括具有用于接收第三RF输入信号106的输入端133a的第三下变频器133，其中第三RF输入信号106包括多个第三信道106a、106b。第三下变频器133将第三RF输入信号106下变频为包括所述多个第二信道106a、106b的第三IF信号134。第三下变频级进一步包括第三模拟数字转换器108M，其将第三IF信号134转换成第三数字IF信号138。然而，如从图4可看出，第三APD级107M在下变频器133之前不具有放大和滤波。在下文所公开的一个实施例中，第三APD级107M可用于从另一信道堆叠系统100(即，级联系统)接收输出188。因此，第三APD级107M可被设置成接受从另一个这种信道堆叠系统(参看图11及伴随其下的论述)输出的L波段信号。
第一APD级1071的输出端耦接到第一模拟数字转换器(ADC)1081，其中第一模拟数字转换器(ADC)1081将第一模拟IF信号118转换成第一数字IF信号140。应注意，第一数字IF信号140为具有同相(I)和正交(Q)分量两者的合成信号。ADC 1081可为常规设计以使用等于或高于通过供应到其上的下变频信号所确定的尼奎斯特速率的定时频率来提供足够量的信号分辨率，例如至少4比特宽。
同样，如图4所示，一个实施例中的第一、第二或第三ADC 1081、1084和108M是作为成对的ADC来实现。各对具有一个专用于处理IF信号的同相(I)分量的ADC。该对的第二ADC专用于处理复IF信号118、124和134的Q分量。在一个实施例中，这些ADC 108为常规设计以提供足够量的信号分辨率(例如，使用等于或高于通过供应到ADC 108的下变频信号所确定的尼奎斯特速率的定时频率来提供至少4比特宽)。可在ADC之前实施滤波器例如，低通滤波器)115、125、135以衰减任何频带外干扰并防止混叠。
如上文所述，DSSP 150接收各个第一和第二数字IF信号140、128、138。DSSP 150将至少一个所述第一信道102a、102b和至少一个所述第二信道104a、104b组合成合成信号158，在一个实施例中作为一对正交相位信号158a、158b来提供。
在所公开的信道堆叠系统100的一个实施例中，DAC和复-实转换级109将合成信号返回模拟域和/或将信号重新调制成符合预期信号协议或标准的形式。例如，在所公开的系统的一个实施例中，DAC和复-实转换级109将输出信号158置于符合“同轴电缆多媒体联盟”(MoCA)标准或以太网IPTV的形式。在图4所示的实施例中，系统100包括第一和第二DAC160、170以及上变频器180。第一和第二DAC 160、170接收数字正交相位信号158a、158b中各自的一个以及各自的时钟信号。各个DAC 160、170产生两个正交相位模拟合成信号168、178中各自的一个。上变频器180接收正交相位合成模拟信号168、178并且产生上变频合成信号188。在一个实施例中，DSSP 150输出处于基带的正交相位信号158，a 158b，而上变频器180将正交相位合成信号168、178从基带频率转化为L波段频率范围。L波段用于馈入接收器，例如电视机顶盒(STB)等。当然，上变频器也可提供对其它频率的变换。在重新调制成不同格式，例如正交振幅调制，之后可执行信号解调。信道堆叠系统100可实施为室外单元(ODU)，例如卫星接收系统的一部分，这种系统可接近卫星天线来提供。
图6和7示出了图4的信道堆叠系统中所示的DSSP 150的实施例。在一个特定实施例中，DSSP 150的交换矩阵151包括各自的I和Q开关矩阵302和304以及位于信道提取器级153内的一个或多个(示为N)信道提取器/转换器电路300。如下文将进一步详细描述，信道提取器/转换器电路300、350提取预期的信道并将其定位或放置在输出信号158的预期信道隙中。在一个实施例中，信道提取器/转换器电路的数量将等于输出信号158(例如，4、6、8、16、24、28、32、40、48、60、120或更多信道)中的可用信道(即，信道隙)的数量；但是在其它实施例，在DSSP 150中也可采用更多或更少数量的信道提取器/转换器电路。此外，在所公开的系统100的一个实施例中，DSSP 150采用两种类型的信道提取器/转换器电路300和350。替代地，系统100具有电路300或350中的任意一个，如下文将进一步描述。
在系统100的一个实施例中，将处于图4中APD级1071的I和Q输出端的频谱叠合在DC周围，因为LO频率落在输入信号频带内，通常在输入带宽的中部。由于此频谱叠合，I和Q信号均含有源自Ka/Ku波段下的图像频率的信道的线性组合(图像是关于Ku/Ka频率下的RF LO源119)：LI(下图像)和UI(上图像)。以两个步骤实现所公开的系统中的信道提取和放置方法：第一步骤为从传入信号中提取预期图像(LI或UI中的任意一个)，并且第二步骤为以预期输出频率上变频和放置这些信道。
在上述条件下可考虑两种情况：第一种情况，当RF LO 119的频率介于两个RF信道(即，转发器)之间时；第二种情况，当RF LO 119的频率落在信道/转发器的带宽内。
图6示出了采用信道提取器/转换器电路300的DSSP 150的一个实施例，其中信道提取器/转换器电路300配置用于所述第一种情况：当RF LO介于两个信道之间(即，在信道之间将零中频(ZIF)输出叠合在DC)。信道提取器/转换器电路300包括两个处理级307和309，下文将对各个处理级307和309进行进一步的描述。图7示出采用第二种情况下的信道提取器/转换器350的DSSP 150的实施例，即，当RF LO落在信道内(随后在ZIF输出端将信道叠合在DC周围)。在这种情况下，LO频率的优选位置为信道中部附近。在本实施例中，信道提取器/转换器电路350包括处理级359，在一个实施例中其与图6中所示出的信道提取器/转换器电路300的处理级309相同。例如，可将相同的数字电路(例如，图6的信道提取器/转换器电路300)用于信道提取器/转换器电路300和350两者，绕过第一级307以将电路300配置成电路350，或者如需要，可从电路350的配置改装电路300。在这种情况下，改装表示当数字信号处理器作为平台时使用例如数字多路复用器或开关接合或绕过级307。
可借助于下列分析对从传入信号信道提取以及放置入预期输出频率/信道隙进行解释。
将图4中LO源119的角频率指定为ωRF，传入RF卫星信号的LI和UI信道(在APD级1071中处于点103)可表示为：
cos(ωRF-ωLI)t+cos(ωRF+ωUI)t …(1)
其中ωLI＝ωUI，表示相对于LO频率ωRF的图像信道的角频率，与此LO频率等距。方程式(1)中的第一项表示关于LO频率ωRF测量的下图像(LI)信道，而第二项表示上图像(UI)信道。
关于图6所示的信道提取器/转换器实施例，通过对图3和4所示的APD级107中的卫星信号进行下变频获得同相信号Ik 310和正交信号Qk 320。通过将卫星信号乘以同相和正交LO信号，随后在防混淆滤波器中进行低通滤波并在ADC中对所述信号进行数字化，随后通过交换矩阵302和304对预期信号源进行选择/发送，从而完成下变频。尽管此时信号Ik 310和Qk 320是数字信号，但是为了进行分析，可以下列方程式表示所述信号(为简单起见，在所有的方程式中省略了此例因子，例如1/2、2等)：
310处的同相信号Ik：
[cos(ωRF-ωLI)t+cos(ωRF+ωUI)t]·cos(ωRFt)＝cos(ωLIt)+cos(ωUIt)…(2)
其中，去除了和频率项～2·ωRF，因为所述信号经过低通滤波。
类似地，320处的正交信号Qk：
[cos(ωRF-ωLI)t+cos(ωRF+ωUI)t]·cos(ωRFt-90°)＝
                 cos(ωLIt-90°)+cos(ωUIt+90°)…(3)
从方程式(2)和(3)可看出，Ik和Qk项含有源自Ka/Ku波段的图像频率、落在相同频率ωLI或ωUI(ωLI＝ωUI)的两个信道的线性组合。
接着，通过处于频率fk(对应于角频率ωk，其被选择为等于ωLI和ωUI：ωk≈ωLI＝ωUI，即，ωk为以ωLI或ωUI所表示的信道带宽的中部)的数字LO信号315，将Ik和Qk下变频为零IF，如下：
通过将方程式(2)的右手侧乘以同相LO＝cos(ωkt)且在311处进行低通滤波，可将来自310的同相信号Ik转换为零IF，其中所述低通滤波可去除和项，于是312处的信号为：
cos(ωLI-ωk)t+cos(ωUI-ωk)t…(4)
通过将方程式(3)的右手侧乘以正交LO＝cos(ωkt-90°)并进行低通滤波，可对来自320的正交信号Qk进行下变频，在314得到：
cos(ωLI-ωk)t-cos(ωUI-ωk)t…(5)
将低通滤波器(311)的截止频率设定成大约为信道带宽的一半，从而使含有叠合信道带宽的差项能够通过，而去除～2·ωk下的和项。
在316处选择+号(+1)并且对方程式(4)和(5)求和，在330处得到下图像LI：
cos(ωLI-ωk)t…(6)
若在316中选择减号(-1)，则在330中获得上图像UI：
cos(ωUI-ωk)t…(7)
可以类似的方式表明，在340中获得的是与方程式(6)或(7)所表示的信号正交的信号。在322中选择减号(-1)，得到：
cos[(ωLI-ωk)t-90°]…(8)
或者，在322中选择加号(+1)，得到：
cos[(ωUI-ωk)t-90°]…(9)
方程式(6)和(8)表示LI信号的正交对，而方程式(7)和(9)表示数字域中零IF频率下的UI信号的正交对。
为了简化进一步的分析，通过以Δωk替换差频(ωLI-ωk)或(ωUI-ωk)，可将上述两个方程式对合并成一个方程式对：
cos(Δωkt)…(10)
cos(Δωkt-90°)…(11)
其中Δωk＝ωLI-ωk或Δωk＝ωUI-ωk…(12)
并且，由于ωk≈ωLI＝ωUI，Δωk≈0，即，Δωk表示零IF，其中信号带宽叠合在DC周围。
取决于选择了哪一个输入图像，方程式(10)和(11)表示330/340处的LI或UI正交对中的任意一个。这完成了第一级处理——信道提取。
接着，执行第二步骤——将这些信号放入输出频率。这是通过以下方式来实现：将以方程式(10)和(11)表示的正交对在角频率ωok的频率fok下乘以正交数字LO 335(可变)从而上变频为输出频率。
在上混频器的输出端，点332处的信号为：
cos(ωok-Δωk)t+cos(ωok+Δωk)t…(13)
并且，在点334处：
cos(ωok-Δωk)t-cos(ωok+Δωk)t…(14)
在336中选择+号(+1)并且对方程式(13)和(14)求和，在338处得到：
cos(ωok-Δωk)t…(15)
若在336中选择减号(-1)，则在338处获得：
cos(ωok+Δωk)t…(16)
类似地，可显示，在348处可获得：
当346被设定为-1时：
cos[(ωok-Δωk)t+90°]…(17)
并且，当346被设定为+1时：
cos[(ωok+Δωk)t-90°]…(18)
方程式(15)和(17)表示338/348处的Ikout、Qkout对，其在通过合成器156a/156b和DAC 160/170之后，将在图4的正交上变频器180中进行上变频之后在未级输出端产生LSB边频带，而方程式(16)和(18)表示将在未级输出端产生USB边频带的信号对，如下文将进行分析。
将方程式(15)和(17)在频率fo(角频率ωo)下乘以图4中LO 181的对应正交分量并且对求和电路185中的乘积进行组合，得到：
cos(ωok-Δωk)t·cos(ωot)-cos[(ωok-Δωk)t+90°]·cos(ωot-90°)
                               ＝cos(ωo-ωok+Δωk)t…(19)
其表示输出频率：ωout＝ωo-ωok下的LSB边频带。
类似地，将方程式对(16)和(18)乘以正交LO 181并组合所述项，得到：
cos(ωok+Δωk)t·cos(ωot)-cos[(ωok+Δωk)t-90°]·cos(ωot-90°)
                               ＝cos(ωo+ωok+Δωk)t…(20)
其表示输出频率：ωout＝ωo+ωok下的USB边频带。
从方程式(19)或(20)可看出，图6中数字振荡器335的频率fok表示预期输出频率与LO频率fo的距离，大于或小于fo。
就图7的信道提取器/转换器电路的实施例而言，当下变频后的信道在ZIF输出端叠合在DC周围时，本实施例展示了当RF LO落在信道的中部时信道提取器/转换器350的电路配置。在这种情况下，输入端频率ωin等于RF LO 10的频率，即，ωin≈ωRF或(ωin-ωRF)≈0。指定ωin-ωRF＝Δωo，则390处的落在信道提取器/转换器350内的同相下变频、数字化并低通滤波的信号可被表示为：
cos(Δωot)…(21)
类似地，380处的正交信号为：
cos(Δωot-90°)…(22)
将低通滤波器(375)的截止频率设定成大约为信道带宽的一半，从而使含有叠合的预期信道带宽的差项能够通过，而去除其它信道，导致方程式(21)和(22)中仅保留一项，表示预期信道。
方程式对(21)、(22)等同于方程式对(10)、(11)，表示信道提取器/转换器350中390/360处的信号的格式与信道提取器/转换器300中信号330/340的格式相同，而这又表示对这些信号的随后处理且由此信道提取器/转换器350中的电路与信道提取器/转换器300中相同。
可看出，未使用带通信道滤波器和希尔伯特变换器。同样，使用了独立的I和Q加法器(分别为156a、156b)。因为使用了低通滤波器而不是带通滤波器，可降低滤波器和电路复杂性。不使用希尔伯特变换器的优势在于，可降低电路复杂性和功耗。
图8示出了图4的信道堆叠系统中所示的上变频器电路180。上变频器180包括频率源181(其可为固定或可变频率)，其中频率源181向90度移相器183提供参考频率182，移相器183向混频器184a和184b提供参考信号的大体上正交相位版本。混频器184a和184b也接收各自的模拟正交相位合成信号168和178(在防混淆滤波之后)以产生上变频信号，通过信号组合器185对所述上变频信号进行求和以产生上变频合成信号188。可将上变频合成信号188供应给接收器，例如机顶盒或另一信道堆叠系统，由此将附加的信道添加到合成信号188内的信道上。下文将对所公开的系统的后一个实施例进行进一步地描述，并且在图10和11中进行示出。
图9示出了信道堆叠系统500的第二实施例，其中先前所标记的部件保留相同的参考标记。系统500具有预下变频交换矩阵510和频率变换模块520。交换矩阵510包括多个输入端5111-511M以及多个输出端5121-512N，其中所述多个输入端5111-511M用于接收各个第一和第二输入信号102、104、106。交换矩阵510将在任意交换矩阵输入端处接收到的任意信号耦接到任意一个或多个交换矩阵输出端，由此提供灵活的信道分配并产生多样的合成信号158、168、178和188。在本实施例中，以数字信号处理级(DSPS)161替换系统100的DSSP 150。DSPS 161执行除交换以外的DSSP150的所有信号处理任务，在本实施例中，交换是通过交换矩阵510在模拟域中执行。可使用任何类型的硬件和/或在任何类型的适当处理器(例如，可编程数字信号处理器)上执行的软件来实施DSPS 161。
频率变换模块520将外部供应的信号106频率转化为交换矩阵510的预期输入频率。在一个特定实施例中，外部供应的信号106为L波段信号，其中频率变换模块用于将信号106上变频为处于信号102和104的范围(即，X/Ku/Ka波段频率范围)内的频率。此外，若输入信号106在交换矩阵510和下变频器的预期输入频率范围内，则可省略频率变换模块520。在本实施例中，按照图7的配置350来配置DSSP 150内的信道提取器/转换器。
图10示出了信道堆叠系统600的第三实施例，其中先前所标记的部件保留其参考标记。系统600包括多个信道堆叠部分，其通过信号组合器690并联耦接到一起。
第一信道堆叠部分1001(图4中的系统100)或ODU1提供第一合成信号188。第M信道堆叠部分100M或ODUM提供第M合成信号688。第M信道堆叠部分100M(ODUM)包括具有用于接收第三输入信号602的输入端610a的第三下变频器610，其中第三输入信号602具有多个第三信道602a、602b。第三下变频器610将第三输入信号602下变频为第三下变频信号618，信号618包括所述多个第三信道602a、602b。第三下变频器610的结构和操作大体上类似于第一和第二APD级1071和1074。
第M信道堆叠部分100M进一步包括第三ADC 630，其将第三下变频信号618转换为第三数字下变频信号638。第三ADC 630在结构和操作上与第一ADC 108大体上相同。
第M信道堆叠部分100M进一步包括具有用于接收第四输入信号604的输入端的第四下变频器620，其中第四输入信号604包括多个第四信道604a、604b，第四下变频器620将第四输入信号604下变频为包括所述多个第四信道604a、604b的第四下变频信号628。第四ADC 640将第四下变频信号628转换为第四数字下变频信号648。第四下变频器620和ADC640在结构和操作上与第二下变频器220和ADC 240大体上相同。
第M信道堆叠部分100M进一步包括第二(或第M)数字交换和信号处理器650，其接收各个第三和第四数字下变频信号638、648。处理器650将至少一个所述第三信道602a、602b和至少一个所述第四信道604a、604b组合成第二合成信号658。处理器650在结构和操作上与图4的DSSP 150在结构和操作上大体上相同。
第M信道堆叠部分100M还包括数字模拟转换器(DAC)660、670以及上变频器680，其在结构和操作上与图4的DAC 160和170以及上变频器180大体上相同。第M信道堆叠部分100M提供第二合成信号688。
系统600进一步包括信号组合器690，其将第一和第二合成信号188和688组合成组合的合成信号698。以此方式，可实现任何数量的信道堆叠部分以提供具有信道和/或信道序列的不同混和的不同合成信号。
进一步注意到，用于各个信道堆叠部分1001-100M的后-DSP电路是可选的。在替代实施例中，省略了DAC 160、170、660、670以及上变频器180和680，并且信号组合器690在数字域运行以对数字合成信号158和658进行合成从而产生合成信号698。可使用DAC和上变频器电路将所得的数字合成信号转换到模拟域。
图11示出了信道堆叠系统700的第四实施例，其中先前标记的部件保留其参考标记。系统700包括多个串联耦接的信道堆叠部分。
第一信道堆叠部分1001(图4中的系统100)或ODU1提供第一合成信号188。第二信道堆叠部分1002或ODU2将来自第三信号702的一个或多个信道添加到第一合成信号188以产生第二合成信号788。第二信道堆叠部分1002(ODU2)包括具有用于接收第三输入信号702的输入端710a的第三下变频器710，其中第三输入信号702具有多个第三信道702a、702b。第三下变频器710将第三输入信号702下变频为包括所述多个第三信道702a、702b的第三下变频信号718。第三下变频器710的结构和操作与第一和第二APD级1071和1074大体上类似。
第二信道堆叠部分1002进一步包括第三ADC 730，其将第三下变频信号718转换为第三数字下变频信号748。第三ADC 730在结构和操作上与第一ADC 108大体上相同。尽管，除第一合成信号188之外，图11的实施例仅示出了一个接收信号702，但是应理解，也可接收额外的信号源(例如，来自Sat.4的源)，并且在此实施例中，将采用对应的下变频和ADC链来捕获这些额外信号中所包括的信道。
第二信道堆叠部分1002进一步包括第二数字交换和信号处理器750，其用于接收第三数字下变频信号748和第一合成信号188(通过下变频器和ADC 720而呈数字形式)。第二数字交换和信号处理器750将至少一个所述第三信道702a、702b和第一合成信号188中所包括的至少一个第一或第二信道102a、102b、104a、104b组合成第二合成信号758。以此方式，可对任何数量的信道堆叠部分进行串联耦接以提供具有信道和/或信道序列的不同混和的不同合成信号。此外，可将提供相对较少信道的第一合成信号188抽头并分配给第一组用户以提供基本的信道服务，而可将提供较多信道的第二合成信号788分配给第二组用户以作为额外付费服务。
对于图10的并行信道堆叠系统600，用于信道堆叠部分1001和1002中的一个或两个的后-DSSP电路是可选的。例如，可省略第一信道堆叠部分1001的DAC 160、170和上变频器180，并且可省略第二信道堆叠部分1002的下变频器和ADC电路720，由此可实现将数字合成信号158直接供应给第二DSSP 750。DAC 760和770以及上变频器电路780可用于将所得的第二数字合成信号转换到模拟域以分配给模拟机顶盒或其它要求模拟格式信号的接收器。若第三信道堆叠部分1003(未图示)接收第二合成信号788，则可将DAC 760和770以及上变频器780从第二信道堆叠部分1002中省略或去除，而将第二数字合成信号758直接供应给封装在第三信道堆叠部分的第三处理器。可继续对额外的信道堆叠部分进行串联耦接以实现任何数量的信道堆叠部分。
在另一实施例中，选择参考频率信号，从而在输入信号的调制带宽内不生成任何图像信号，并且在这种情况下，仅利用单个ADC 1081或1084。作为一实例，第一APD级1071接收在频率范围12.2-12.7GHz上运行的Ku波段频率信号，并且采用可生成在任意一个带端(即，12.2GHz或12.7GHz)运行的参考信号的参考，以提供零-IF、500MHz宽的IF信号118。在这种情况下，ADC 1081为可在1.1GHz的时钟频率下运行以提供数字IF信号118的单个ADC。可在第一APD级1071内对在Ka波段频率范围运行的信号进行类似地处理，其中在第一APD级1071内，LO信号在17.3GHz或17.8GHz中的任意一个带端下运行。在一个实施例中，第二APD级1074类似于第一APD级1071。
图12示出了信道堆叠系统800的第五实施例，其中先前标记的部件保留其参考标记。系统800包括多个下变频器级，其中各个下变频器级的结构可与下变频器级810相同。具体地说，下变频器级810充当低IF下变频器，由此可选择下变频器电路813内的参考源的频率以提供处于低IF频率范围内的下变频信号。所述低IF频率范围可介于0.1-500MHz，更具体地说，介于5-505MHz，或者在较宽带宽卫星情况下，介于例如5-1005MHz或5-2055MHz。由于选择了LO频率，因此在下变频信号814的调制带宽内不会生成任何图像信号，从而可对下变频信号的单个版本进行处理，而无需用于随后的图像抑制的I和Q信号处理。输入RF放大器811、输入RF滤波器812、IF滤波器815和ADC 816的结构和操作可如上文的先前实施例中所描述。DSSP 850运行以提取信道并将其放置在预期信道隙内以在输出数字信号859中组合预期序列的信道。为了实现此功能，可利用零IF数字正交下变频器，其将从ADC输出端818线路选取的信道下变频为I、Q ZIF信号并将这些I、Q信号接入图7的信道提取器/转换器350的输入端370/360。DAC 860运行以将数字输出信号859转换为模拟形式，而输出信号888被供应给模拟接收器，例如电缆机顶盒(未图示)。可选的滤波器870(例如，低通滤波器)对可能是由DAC 860产生的频带外干扰进行衰减。如所说明，下变频器级810充当介于输入RF信号与输出数字信号859之间的单个模拟域下变频器级。
图13示出了下变频器级810的部分。下变频器级810包括下变频器电路813、滤波器815(例如，带通滤波器)以及ADC 816。可选地，可在ADC前方构建放大器(例如，可变增益放大器)以控制发送到此处的输入信号振幅。
下变频器电路813包括参考913a(例如，锁相回路振荡器)、混频器913b、输入放大器913c(例如，可变增益放大器)以及输出放大器913d。在所描述的输入RF信号的调制宽度为Ku或Ka波段或约500MHz的实施例中，滤波器815具有近似相同的带宽，即，允许所有的信道通过。ADC816时钟控制在足够大的速率以实现精确取样，符合尼奎斯特取样标准，例如对于500MHz调制带宽为1.1GHz。将数字化IF信号818供应给DSSP 859，DSSP 859提取所选的信道并将其组合成预期信道序列，如上文所描述。
图14示出了第一下变频器级1010的又一实施例。在本实施例中，第一下变频器级1010对介于10.7-11.725GHz(低X波段)之间和介于11.725-12.75GHz(高X波段)之间的宽带X波段信号进行处理，尽管可对级1010进行修改以使其还可在其它频率范围内运行。第一下变频器级1010在操作上类似于图4所示出的第一APD级1071，但是利用了两个下变频器电路1013和1023对宽带X波段输入信号的高和低频带部分进行下变频，同时采用了相对窄带滤波和低取样率ADC。
如图所示，第一下变频器级1030包括滤波器(例如，带通滤波器)1002和1004以供应所施加的输入信号的低和高部分。在替代实施例中，可使用双工器。将低X波段信号供应给第一下变频器电路1013。将低L波段信号放大并分离成两个部分，通过各自的混频器对各个部分进行下变频，其中所述混频器接收从大约在低X波段频率范围的中频带或11.2125GHz下运行的源发出的正交-相位参考信号。将下变频后的正交相位低X波段信号1014供应给滤波器1015，各个滤波器1015具有大约512MHz的通带。使用ADC对1016以足够大的尼奎斯特速率，例如1.2GHz，对正交IF信号1014进行数字化。将数字化IF信号1018供应给与图6(若LO位于信道之间)或图7(若LO处于信道中心)所示的具有相同结构的DSSP(未图示)以进行信道提取和放置。
将从滤波器1004输出的高X波段信号供应给第二下变频器电路1023。尽管参考频率被调整为高X波段的中频带或12.2375GHz，但是第二下变频器电路1023的配置和操作类似于第一下变频器电路1013。将下变频后的正交相位高X波段信号1024供应给滤波器1025，各个滤波器1025具有大约512MHz的通带。使用ADC对1026以足够大的尼奎斯特速率，例如1.2GHz，对正交IF信号1024进行数字化。将数字化IF信号1028供应给与图6(若LO位于信道之间)或图7(若LO处于信道中心)所示的具有相同结构的DSSP(未图示)以进行信道提取和放置。以此方式，可使用相对窄带滤波和低取样率ADC对相对宽带RF输入信号进行处理，而不会出现信号退化。
图15示出了第三下变频器级1130的又一实施例。在一个特定实施例中，第三下变频器级1130对L波段信号，具体地说，介于950-1450MHz(低L波段)之间和介于1650-2150MHz(高L频带)之间的信号进行处理，尽管可对级1130进行修改以使其还可其它频率范围内运行。第三下变频器级1130的操作类似于图4中所示出的第三APD级107M，但是利用了两个下变频器电路1113和1123对高和低L波段部分进行下变频，同时采用相对窄带滤波和低取样率ADC。
如图所示，第三下变频器级包括滤波器1102和1104，其用于供应所施加的输入信号的低和高部分。在替代实施例中，可使用双工器。将低L波段信号供应给第一下变频器电路1113。将低L波段信号放大并分离成两个部分，通过各自的混频器对各个部分进行下变频，所述混频器接收从大约在低L波段频率范围的中频带或在1.2GHz下运行的源发出的正交相位参考信号。将下变频后的正交相位低L波段信号1114供应给滤波器1115，各个滤波器1115具有大约250MHz的通带。使用ADC对1116，以足够大的尼奎斯特速率，例如600MHz，对正交IF信号1114进行数字化。将数字化IF信号1118供应给与图6(若LO位于信道之间)或图7(若LO处于信道中心)所示的具有相同结构的DSSP(未图示)以进行信道提取和放置。
将从滤波器1104输出的高L波段信号供应给第二下变频器电路1123。尽管参考频率被调整为高L频带的中频带或1.9GHz，但是第二下变频器电路1123的配置和操作类似于第一下变频器电路1113。将下变频后的正交相位高L波段信号1124供应给滤波器1125，各个滤波器1125具有大约250MHz的通带。使用ADC对1126，以足够大的尼奎斯特速率，例如600MHz，对正交IF信号1124进行数字化。将数字化IF信号1128供应给与图6(若LO位于信道之间)或图7(若LO处于信道中心)所示的具有相同结构的DSSP(未图示)以进行信道提取和放置。以此方式，可使用相对窄带滤波和低取样速率ADC对相对宽带信号进行处理，而不会出现信号退化。
本领域的技术人员将理解，可使用各种不同的技术和技艺来表示信息和信号。例如，上文的描述中所引用的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号和码元可通过电压、电流、电磁波、磁场或粒子、光场或粒子或其任意组合来表示。
此外，本领域的技术人员将理解，可将结合本说明书中所公开的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块、电路和算法步骤实施为电子硬件、计算机软件或两者的组合。为了清晰地说明此硬件和软件的互换性，上文通常已依据其功能性描述了各种说明性组件、块、模块、电路和步骤。此功能性是实施为硬件还是软件取决于施加在整个系统上的特定应用和设计限制。熟练的技工可以采用用于各个特定应用的各种方式来实施所述的功能性，但是这些实施决定不应被解释为背离本说明书的范围。
结合本说明书所公开的实施例而描述的方法、序列和/或算法可直接体现为硬件、通过处理器执行的软件模块，或硬件和软件的组合。软件模块可存在于RAM存储器、闪速存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、移动磁盘、CD-ROM或本技术领域中已知的任何其它形式的存储媒体中。例示性的存储媒体被耦接到处理器，从而使所述处理器可从所述存储媒体读取信息或向所述存储媒体写入信息。在替代情况下，可将存储媒体整合到处理器中。
因此，所公开的系统的一个实施例可包括能够体现一种用于信道堆叠的方法的计算机可读媒体。因而，所公开的系统非局限于所说明的示例，并且所公开的系统的实施例包括用于执行本文所描述的功能性的任何方式。
尽管上文示出了本发明的说明性实施例，但是应注意，可在不背离所公开的系统的范围的情况下对所述实施例做出各种变化和修改。此外，本发明应仅通过所附的权利要求来限定。无需以任何特定的顺序来执行权利要求中的功能、步骤和/或动作。此外，尽管本发明的元件可被描述或主张为单数形式，但是除非明确声明限制单数，本发明也涵盖这些元件的复数形式。

Claims (22)

1.一种信道堆叠系统，包括：
a)第一下变频级，包括：
i)第一下变频器电路，具有用于接收第一RF输入信号的输入端，其中所述第一RF输入信号包括多个第一信道，所述第一下变频器使用单个模拟RF-IF频率变换将所述第一RF输入信号下变频为包括所述多个第一信道的第一IF信号；以及
ii)第一模拟数字转换器，用于将所述第一IF信号转换为第一数字IF信号；
b)第二下变频级，包括：
i)第二下变频器电路，具有用于接收第二RF输入信号的输入端，其中所述第二RF输入信号包括多个第二信道，所述第二下变频器电路使用单个模拟RF-IF频率变换将所述第二RF输入信号下变频为包括所述多个第二信道的第二IF信号；以及
ii)第二模拟数字转换器，用于将所述第二IF信号转换为第二数字IF信号；以及
c)数字交换和信号处理器，用于接收各个第一和第二数字IF信号，所述数字交换和信号处理器将至少一个所述第一信道和至少一个所述第二信道以数字方式组合为数字合成信号。
2.根据权利要求1所述的信道堆叠系统，其中所述单个模拟RF-IF频率变换包括将Ku波段信号转换成频率低于3GHz的信号。
3.根据权利要求1所述的信道堆叠系统，进一步包括第三下变频级，其包括：
a)第三下变频器电路，具有用于接收IF输入信号的输入端，其中所述IF输入信号包括多个第三信道，所述第三下变频器电路将所述IF输入信号下变频为包括所述多个第三信道的第三IF信号；以及
b)第三模拟数字转换器，用于将所述第三IF信号转换为第三数字IF信号。
4.根据权利要求3所述的信道堆叠系统，其中所述第一、第二和第三下变频器电路为零-IF下变频器电路，而其中所述第一、第二和第三IF信号包括大体上集中在0Hz周围的基带信号。
5.根据权利要求1所述的信道堆叠系统，进一步包括：用于向各自的第一和第二下变频器级提供各自的第一和第二参考信号的各自的第一和第二参考频率源。
6.根据权利要求5所述的信道堆叠系统，其中所述第一和第二参考频率源为可变频率源。
7.根据权利要求1所述的信道堆叠系统，其中所述第一下变频信号包括一对正交相位信号，并且其中所述第二下变频信号包括一对正交相位信号。
8.根据权利要求1所述的信道堆叠系统，其中所述合成信号包括一对从所述数字交换和信号处理器输出的数字正交相位信号。
9.根据权利要求8所述的信道堆叠系统，其进一步包括：
a)第一和第二数字模拟转换器，其用于接收所述数字正交相位信号中各自的一个并产生两个正交相位模拟合成信号中各自的一个；
b)上变频器，用于接收各个模拟正交相位合成信号并产生上变频合成信号。
10.根据权利要求1所述的信道堆叠系统，其中所述第一输入信号包括在频率范围X波段、Ku波段或Ka波段接收的信号，而所述第二输入信号包括在频率范围L波段接收的信号。
11.根据权利要求1所述的信道堆叠系统，其中所述合成信号包括第一合成信号，所述信道堆叠系统进一步包括：
a)具有用于接收第三输入信号的输入端的第三下变频器，其中所述第三输入信号包括多个第三信道，所述第三下变频器将所述第三输入信号下变频为包括所述多个第三信道的第三下变频信号；
b)用于将所述第三下变频信号转换成第三数字下变频信号的第三模拟数字转换器；
c)具有用于接收第四输入信号的输入端的第四下变频器，其中所述第四输入信号包括多个第四信道，所述第四下变频器将所述第四输入信号下变频成包括所述多个第四信道的第四下变频信号；
d)用于将所述第四下变频信号转换为第四数字下变频信号的第四模拟数字转换器；
e)用于接收各个所述第三和第四数字下变频信号的第二数字交换和信号处理器，所述第二数字交换和信号处理器将至少一个所述第三信道和至少一个所述第四信道组合为第二合成信号；以及
f)将所述第一和第二合成信号组合为组合的合成信号的信号组合器。
12.根据权利要求1所述的信道堆叠系统，其中所述合成信号包括第一合成信号，所述信道堆叠系统进一步包括：
a)具有用于接收第三输入信号的输入端的第三下变频器，其中所述第三输入信号包括多个第三信道，所述第三下变频器将所述第三输入信号下变频为包括所述多个第三信道的第三下变频信号；
b)用于将所述第三下变频信号转换成第三数字下变频信号的第三模拟数字转换器；以及
c)用于接收所述第三数字下变频信号和所述第一合成信号的第二数字交换和信号处理器，所述第二数字交换和信号处理器将至少一个所述第三信道和至少一个所述第一或第二信道组合为第二合成信号。
13.根据权利要求12所述的信道堆叠系统，其中所述第一合成信号包括数字信号，所述信道堆叠系统进一步包括：
a)数字模拟电路，其用于接收所述第一数字合成信号并将所述第一数字合成信号转换为第一模拟合成信号；以及
b)模拟数字转换器，其用于将所述第一模拟信号转换为输入到所述第二数字交换和信号处理器的数字信号。
14.一种用于对合成信号中的信道进行组合的方法，其包括：
a)在单个频率变换处理中将包括多个第一信道的第一输入信号下变频为包括所述多个第一信道的第一IF信号；
b)将所述第一IF信号转换为第一数字IF信号；
c)在单个频率变换处理中将包括多个第二信道的第二输入信号下变频成包括所述多个第二信道的第二IF信号；
d)将所述第二IF信号转换成第二数字IF信号；以及
e)在数字域中将至少一个所述第一信道和至少一个所述第二信道组合为数字合成信号。
15.根据权利要求14所述的方法，其中使用单个频率变换将所述第一和第二IF信号下变频为零中频。
16.根据权利要求15所述的方法，进一步包括：
将所述第一和第二IF信号转换为具有同相(I)和正交(Q)分量的复合IF信号。
17.根据权利要求14所述的方法，进一步包括：
a)向多个接收器提供对所述第一和第二数字IF信号内的信道的访问；以及
b)从所述第一和第二数字IF信号中的多个信道提取感兴趣的信道。
18.根据权利要求17所述的方法，其中提供对所述感兴趣的信道的访问进一步包括：在各个数字IF信号与各个所述多个接收器之间进行数字交换。
19.根据权利要求17所述的方法，进一步包括：
a)将各个感兴趣的信道以数字方式上变频为唯一的中间输出频率；以及
b)对上变频后的感兴趣的信道进行数字求和以形成数字合成信号。
20.根据权利要求19所述的方法，进一步包括：
a)将所述数字合成信号转换成模拟合成信号；以及
b)将所述模拟合成信号上变频为输出中心频率。
21.一种用于对合成信号中的信道进行组合的方法，其包括：
a)使用单个频率变换将多个RF输入信号转换为集中在基带的多个数字IF信号；
b)向多个接收器提供对所述数字IF信号内的多个信道的访问；
c)从所述多个信道提取感兴趣的信道；以及
d)从所提取的信道生成数字合成信号，其中各个提取的信道集中在唯一的中间输出频率。
22.根据权利要求21所述的方法，进一步包括：
将所述数字合成信号转换成模拟合成信号；以及
将所述模拟合成信号上变频为输出中心频率。
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