CN102037699B - 失真补偿电路和失真补偿方法 - Google Patents

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Abstract

提供了一种失真补偿电路和一种失真补偿方法，其限制失真补偿之后的信号的信号电平，并且能够改进失真补偿效果。本发明的失真补偿电路包括：输入电平限制装置，其将来自外部的输入信号的信号电平限制为不高于第一限制值，并输出失真补偿之前的信号；失真补偿装置，其基于失真补偿系数，对所述失真补偿之前的信号执行失真补偿处理，并输出失真补偿之后的信号；失真补偿系数计算装置，其基于放大所述失真补偿之后的信号的放大器的部分输出信号和所述失真补偿之前的信号之间的差，计算用于补偿所述放大器的输出信号的失真的系数作为失真补偿系数；存储装置，其通过将所述失真补偿系数与所述失真补偿之前的信号的信号电平相关联，存储该失真补偿系数；以及限制值计算装置，当在基于存储在所述存储装置中的失真补偿系数执行所述失真补偿处理的时候的信号电平不高于第二限制值时，计算所述失真补偿之前的信号的信号电平作为所述第一限制值，其中该第二限制值是放大器的输入信号的信号电平的限制值。

Description

失真补偿电路和失真补偿方法
技术领域
本发明涉及一种失真补偿电路和失真补偿方法，具体地，涉及一种用于输出具有预定补偿的信号的失真补偿电路和失真补偿方法，该具有预定补偿的信号被施加给放大器，使得该放大器的输出信号不发生失真。 
背景技术
在近年来的数字无线通信系统中，使用了通过CDMA(码分多址)方法复用或者通过OFDM(正交频分复用)方法的调制。在某些通信系统，例如使用CDMA方法或OFDM方法的通信系统中，所产生的多调制波具有包括其瞬时电功率远大于平均电功率的波的特性。因此，用于上述通信系统的传输的功率放大器需要保持线性，直至非常高的输出水平(output level)。这是因为，抑制由非线性失真造成的传输频谱的传播会降低相邻信道泄露功率。此外，瞬时电功率用峰值因数或者振幅因数等来表达。 
然而，存在这样一个问题：直至非常高的输出水平(即，直至大的振幅分量)都具有良好线性的功率放大器具有大的电路规模、昂贵并且功耗大。因此，通常适当地使用在小的振幅(amplitude)分量中具有良好的线性，而在大的振幅分量中具有非线性的功率放大器。对于具有这种非线性的功率放大器来说，通过使得输出回退(back-off)尽可能的小，可以获得进一步的效率提高。所述回退是用来降低平均电功率，以防止饱和等等。然而，当回退降低时，由于输入信号趋于进入放大器的非线性区，作为无线传输信号的失真分量的相邻信道泄露功率容易变大。 
为了抑制由功率放大器的非线性失真造成的相邻信道泄露功率，已提出了各种失真补偿技术。在这些技术中，作为近年来最常使用的失真补偿技术，出现了数字预失真方法。 
图5是示出包括数字预失真方法的失真补偿电路的无线发射器的示例性结构框图。图5的无线发射器包括传输数据生成单元21、D/A转换器(数模转换器。下文中称为“DAC”)22A和22B、正交调制器23、基准信号生成器单元24、功率放大器25和失真补偿电路20。失真补偿电路20包括非线性失真补偿操作单元4、定向耦合器26、正交解调器27和A/D转换器(模数转换器。下文中称为“ADC”)28A和28B、失真补偿系数更新单元5A以及电功率计算单元8。 
非线性失真补偿操作单元4基于事先计算的失真补偿系数K和θ，通过复数乘法，对来自传输数据生成单元21的数字正交基带信号I和Q执行失真补偿操作。执行了失真补偿操作之后的正交基带信号I″和Q″被DAC 22A和22B转换为模拟信号，并变为模拟正交基带信号。并且，正交调制器23使用来自基准信号生成器单元24的信号，将所述模拟正交基带信号转换为正交调制信号。该正交调制信号被功率放大器25放大，并被输出为RF(射频)信号。 
一部分RF信号经由定向耦合器26被馈送到正交解调器27，并利用来自基准信号生成器单元24的信号而被解调为模拟正交基带信号。该模拟正交基带信号被ADC 28A和28B转换为数字信号，并变为反馈正交基带信号Ib和Qb。 
失真补偿系数更新单元5A将所述反馈正交基带信号Ib和Qb和来自传输数据生成单元21的数字正交基带信号I和Q进行比较，并计算出失真补偿系数。该失真补偿系数更新单元5A将失真补偿系数更新为最新值并对它进行存储。此时，失真补偿系数更新单元5A通过使得失真补偿系数与正交基带信号I和Q的电功率相关联，来存储该失真 补偿系数。所述正交基带信号I和Q的电功率由电功率计算单元8来计算。 
非线性失真补偿操作单元4读取与正交基带信号I和Q的电功率相关联的失真补偿系数，并使用所读取的失真补偿系数来执行失真补偿。通过上述的信号处理，实现了自适应失真补偿。 
上述的数字预失真方法的失真补偿电路的电路结构是一个例子。还提出了采用用于正交调制和正交解调的数字方法的电路结构，或者使用频率转换器而不是直接调制的电路结构。此外，还提出了利用与振幅相关联的失真补偿系数而不是与电功率相关联的失真补偿系数来执行失真补偿操作的电路结构。另外，振幅与电功率的平方根成正比。因此，通过设置计算振幅的振幅计算单元，可以基于电功率而获得振幅。 
在图6中示出了包括有上述数字预失真方法的失真补偿电路的无线发射器的输入/输出特性的例子。图6分别标识了非线性失真补偿操作单元4、功率放大器25和整个无线发射器的每输入电平的输入/输出特性，通过将功率放大器25的饱和输入电平设为1来归一化该输入电平。可以发现，通过非线性失真补偿操作单元4，提供具有非线性的功率放大器25的输入/输出特性的相反特性，对于整个无线发射器而言，获得了线性的输入/输出特性。 
然而，如非线性失真补偿操作单元4的输入/输出特性所指出的那样，当进行失真补偿时，在约0.5-0.6的输入电平处(其比饱和输入电平1大约要低4dB-6dB)，失真补偿操作后的信号电平达到功率放大器25的饱和点。在没有补偿的情况下，通常并不会出现下面这种现象：不使得功率放大器25饱和的输入电平的范围被限制为饱和输入电平之下有限的范围。 
此外，输入电平相对于饱和输入电平的限制量等于实际增益相对于饱和输出点的线性增益的减小量。换言之，输入电平的限制量与线性增益的减小量是相等的。这意味着，对于图5的数字预失真方法的失真补偿电路而言，保持“输出回退＝输入回退”的关系。如上所述，对于图5的数字预失真方法的失真补偿电路而言，为了避免在放大器的饱和区域内出现削波失真(clipping distortion)，需要限制输入电平。此外，尽管可以通过限制输入电平来防止削波失真的出现，预失真方法的失真补偿电路无法补偿一旦出现的削波失真。 
与预失真方法的失真补偿电路相关的上述限制同样也适用于瞬时输入。即，通过执行失真补偿，对于比没有补偿的情况下的饱和输入电平低几dB的瞬时输入电平而言，功率放大器的输出也达到饱和区域。因此，存在一个问题，即削波失真增加，而失真补偿效果降低。 
此外，“削波失真”是在从中心频率偏离一定频率的频率处的泄露功率与在中心频率处的电功率的比，该削波失真是在将信号输入到具有理想限幅器特性的理想放大器特性的放大器时生成的。另外，“理想限幅器特性”是指振幅-振幅特性(下文中称为“AM(振幅调制)/AM特性”)直到饱和点都为线性的这种特性。“理想放大器特性”是指具有“理想限幅器特性”并且其振幅-相位特性(在下文中，称为“AM/PM(相位调制)特性”)是平坦的这种特性。 
因此，通过数字预失真方法的失真补偿仅仅补偿了由功率放大器产生的AM/AM特性和AM/PM特性的非线性失真。通过数字预失真方法的失真补偿不能补偿饱和区域内的削波失真。如上所述，在使用CDMA方法的通信系统或者在使用OFDM调制的通信系统等中产生的多调制波包括其瞬时功率的振幅远大于平均电功率的波。因此，由于易出现削波失真，所以限制输入信号的瞬时最大电功率不超过用于传输的功率放大器的饱和电功率是非常重要的。 
此外，在例如日本专利申请未审公开No.2002-223171中公开了通过预失真方法的失真补偿设备。在例如日本专利申请未审公开No.2004-064711中公开了自适应抑制振幅的方法。 
在日本专利申请未审公开No.2001-251148(在下文中，称为“专利文献1”)和日本专利申请未审公开No.2003-168931(在下文中，称为“专利文献2”)中公开了用于抑制非常大的瞬时振幅的失真补偿电路，该非常大的瞬时振幅在包封上出现，并且成为上述问题的一个因素。 
在专利文献1公开的失真补偿电路中，通过对在图5的失真补偿系数更新单元5A中所计算的失真补偿系数设定限制，解决了上述问题。图7是示出在专利文献1中公开的失真补偿系数更新单元的示例性结构的框图。 
如图7所示，失真补偿系数更新单元5B包括失真补偿系数数据存储器7、失真补偿系数计算单元6、限制值设定单元16、失真补偿系数校正单元12和系数限制确定单元13。此外，在图7中，相将同的标号赋予与图5所示的元件相同的那些元件。同样，在图7中，在专利文献1中公开的附图中的元件的部分名称被修正或简化。 
失真补偿系数计算单元6在极坐标上对正交基带信号I和Q与反馈正交基带信号Ib和Qb进行比较、计算振幅差和相位差并且基于它们计算失真补偿系数h。系数限制确定单元13利用在失真补偿系数计算单元6中所计算的失真补偿系数h，计算在对所输入的正交基带信号I和Q进行了失真补偿操作之后的信号的电功率x。通过将该电功率x和对限制值设定单元16事先设置的上限电功率Pmax进行比较，判定是否对失真补偿系数进行限制。并且，该判定结果和所计算的失真补偿操作之后的电功率x被输出到失真补偿系数校正单元12。 
在失真补偿操作之后的电功率x不大于上限电功率Pmax的情况下，不对失真补偿系数h进行限制。在这种情况下，失真补偿系数校正单元12将在失真补偿系数计算单元6中所计算的失真补偿系数h原样地输出到失真补偿系数数据存储器7。 
另一方面，当失真补偿操作之后的电功率x大于上限电功率Pmax时，对失真补偿系数h进行限制。在这种情况下，在进行校正(该校正使得在失真补偿系数计算单元6中所计算的失真补偿系数h变为1/m倍)之后，失真补偿系数校正单元12将其输出到失真补偿系数数据存储器7。这里，m是振幅限制系数，并且使用下面的公式来计算： 
m＝(x/Pmax)1/2
失真补偿系数数据存储器7通过将失真补偿系数h与来自电功率计算单元8的正交基带信号I和Q的电功率相关联，来存储该失真补偿系数h。 
这里，通过使用如图7所示的包括失真补偿系数更新单元5B的失真补偿电路，可以校正振幅补偿系数的大小，同时保持输入信号的相位，并限制失真补偿操作之后的信号振幅。 
在专利文献1所描述的技术中，由于对振幅补偿系数自身进行限制，来自功率放大器25(参照图5)的反馈正交基带信号Ib和Qb的振幅被限制。然而，正交基带信号I和Q的振幅并未被限制。即，在失真补偿系数计算单元6中，通过正交基带输入信号I和Q(其振幅未被限制)和反馈正交基带信号Ib和Qb(其振幅被限制)之间的比较操作，计算失真补偿系数。因此，不能正确地获得反馈正交基带信号Ib和Qb之间和正交基带输入信号I和Q之间的振幅差和相位差。因此，存在不能实现高度精确的失真补偿的问题。 
作为该问题的解决方法，在专利文献2中公开了一种方法。专利文献2的这种方法利用了这样一个现象：当输入振幅不超过非线性失真补偿操作单元4的失真可补偿的上限输入振幅(在图6的例子中，大约该上限输入振幅的0.5-0.6倍)时，失真补偿操作之后的振幅不会超过功率放大器的饱和输入振幅。换言之，专利文献2所公开的方法是一种基于“输出回退＝输入回退”的关系，限制振幅的最大值的方法。即，在其中进行失真补偿操作的电路之前的部分中，振幅的最大值被限制为输入振幅是输出回退加上一有效值这样一个水平。 
图8是示出在专利文献2中描述的无线发射器的一个示例性结构的框图。此外，在图8中，对与图5中示出的元件相同的元件赋予相同的标号。图8的失真补偿电路30在非线性失真补偿操作单元4之前的部分中，包括电功率计算单元1、系数计算单元14、限制值设定单元15和振幅限制单元3，其他元件与图5的相同。此外，在图8中，在专利文献2中公开的附图中的元件的部分名称被修正或简化。 
电功率计算单元1计算正交基带信号I和Q的电功率P，并将该电功率P输出到系数计算单元14。该系数计算单元14将该电功率P和事先对限制值设定单元15设置的电功率限制值Pth进行比较。在电功率P不大于电功率限制值Pth的情况下，该系数计算单元14判定不进行振幅限制，并输出1作为乘法系数(multiplier coefficient)。另一方面，在电功率P大于电功率限制值Pth的情况下，该系数计算单元14判定执行振幅限制，并输出(Pth/P)1/2作为乘法系数。另外，执行振幅限制时的乘法系数并不限制于这个值，而是使得正交基带信号I和Q的电功率P不大于限制值Pth的任何值都可以。 
振幅限制单元3通过将来自系数计算单元14的乘法系数乘以来自传输数据生成单元21的正交基带信号的I分量和Q分量的每一个，通过“环形削波(circular clipping)”来执行振幅限制。该“环形削波”是这样一种削波，其中作为I分量和Q分量被合成的结果的振幅被限 制为对于所有相位都不超过一固定值。非线性失真补偿操作单元4通过基于失真补偿系数的复数乘法，对执行了信号的振幅限制之后的正交基带信号I′和Q′执行失真补偿。失真补偿系数的更新方法和失真补偿系数的参照方法与上述的例子相似。 
因此，在专利文献2公开的失真补偿电路中，在执行了正交基带传输信号的振幅限制之后，通过在正交坐标系上的环形削波，来执行非线性失真补偿。相应地，在专利文献2中公开的失真补偿电路在获得振幅差和相位差、抑制削波失真分量的操作中不会失误，并且能够实质地改进非线性失真补偿效果。 
发明内容
技术问题 
然而，上述技术分别具有下面的问题。在专利文献2描述的技术中，当功率放大器25的特性总是恒定时，将不会出现有关失真补偿的问题。然而，在由于老化或温度变化而导致功率放大器25的饱和输出电平降低(输出回退降低)的情况下，或者在功率放大器25发生故障的情况下，不能确保优异的失真补偿操作。 
例如，当功率放大器25的饱和输出电平降低时，图6中所示的非线性失真补偿操作单元4的失真可补偿上限输入电平也降低。此时，由于限制值设定单元15的电功率限制值Pth没有改变，振幅限制之后的信号电平超过非线性失真补偿操作单元4的失真可补偿上限输入电平。并且，由于对于失真补偿操作之后的信号的振幅没有进行限制，因此发生削波失真。同样，当功率放大器25的饱和输出电平进一步降低，并且失真补偿系数已经偏离时，存在非常大的信号振幅被输入给功率放大器，并且功率放大器发生故障的风险。 
如上所述，为了进行优异的失真补偿，仅仅通过专利文献2所描述的技术来对正交基带信号进行振幅限制是不够的。因此，由于需要 与对失真补偿之后的信号电平进行限制或者对失真补偿系数自身进行限制的技术(例如，对比文献1中描述的技术)并用，没有解决无法计算高度精确的失真补偿系数的问题。 
鉴于上述现有技术中的问题而做出本发明，本发明的目的是提供一种失真补偿电路和失真补偿方法，其限制失真补偿之后的信号的信号电平，并提高失真补偿效果。 
技术方案 
本发明的失真补偿电路包括：输入电平限制单元，其将来自外部的输入信号的信号电平限制为不高于第一限制值，并输出失真补偿之前的信号；失真补偿单元，其基于失真补偿系数，对所述失真补偿之前的信号执行失真补偿处理，并输出失真补偿之后的信号；失真补偿系数计算单元，其基于放大所述失真补偿之后的信号的放大器的部分输出信号和所述失真补偿之前的信号之间的差，计算用于补偿所述放大器的输出信号的失真的系数作为所述失真补偿系数；存储单元，其通过将所述失真补偿系数与所述失真补偿之前的信号的信号电平相关联，存储该失真补偿系数；以及限制值计算单元，如果在基于存储在所述存储单元中的所述失真补偿系数执行所述失真补偿处理之后的信号电平不高于第二限制值，该限制值计算单元计算所述失真补偿之前的信号的信号电平作为所述第一限制值，其中该第二限制值是所述放大器的输入信号的信号电平的限制值。 
本发明的失真补偿电路包括：系数计算单元，该系数计算单元通过将输入自外部的传输信号的信号电平和第一限制值做比较，判定是否限制所述传输信号的信号电平，并且当判定限制所述传输信号的信号电平时，该系数计算单元输出一系数，该系数将所述传输信号的信号电平限制为不大于所述第一限制值；信号电平限制单元，其通过将所述系数乘以所述传输信号，限制所述传输信号的信号电平；失真补偿系数计算单元，其获得补偿之前的信号与反馈信号之间的差，并计 算振幅补偿系数和相位补偿系数，其中所述补偿之前的信号是所述信号电平限制单元的输出信号，所述反馈信号是放大器的输出信号的反馈部分，并且该放大器用于放大对所述失真补偿之前的信号执行失真补偿处理所获得的失真补偿之后的信号；存储单元，其通过将所述振幅补偿系数和所述相位补偿系数与所述补偿之前的信号的电功率或振幅相关联而存储该振幅补偿系数和相位补偿系数；失真补偿操作单元，其基于所述振幅补偿系数和所述相位补偿系数，对所述补偿之前的信号执行所述失真补偿处理，并输出所述失真补偿之后的信号；以及限制值计算单元，如果在基于存储在所述存储单元中的所述振幅补偿系数和所述相位补偿系数执行所述失真补偿处理之后的信号电平不高于第二限制值时，该限制值计算单元计算所述失真补偿之前的信号的信号电平作为所述第一限制值，其中该第二限制值是所述放大器的输入信号的信号电平的限制值。 
本发明的失真补偿方法包括：将来自外部的输入信号的信号电平限制为不高于第一限制值，并输出失真补偿之前的信号；基于失真补偿系数，对所述失真补偿之前的信号执行失真补偿处理，并输出失真补偿之后的信号；基于放大所述失真补偿之后的信号的放大器的部分输出信号和所述失真补偿之前的信号之间的差，计算用于补偿所述放大器的输出信号的失真的系数作为所述失真补偿系数；通过将所述失真补偿系数与所述失真补偿之前的信号的信号电平相关联，存储该失真补偿系数；以及如果在基于存储在所述存储单元中的所述失真补偿系数执行所述失真补偿处理之后的信号电平不高于第二限制值时，计算所述失真补偿之前的信号的信号电平为所述第一限制值，其中该第二限制值是所述放大器的输入信号的信号电平的限制值。 
本发明的有益效果 
本发明的失真补偿电路和失真补偿方法具有改进失真补偿效果的功效。 
附图说明
图1是本发明的第一实施例的失真补偿电路的示意性框图。 
图2是示出本发明的第二示例性实施例的失真补偿电路的结构的框图。 
图3是示出本发明的第三示例性实施例的失真补偿电路的结构的框图。 
图4是示出本发明的第四示例性实施例的失真补偿电路的结构的框图。 
图5是示出包括了数字预失真方法的失真补偿电路的无线发射器的示例性结构的框图。 
图6是示出数字预失真方法的失真补偿电路的说明图。 
图7是示出在专利文献1中描述的失真补偿系数更新单元的示例性结构的框图。 
图8是示出在专利文献2中描述的无线发射器的示例性结构的框图。 
具体实施方式
(第一示例性实施例) 
将参照附图说明本发明的第一示例性实施例。图1是本发明的第一示例性实施例的失真补偿电路的示意性框图。该示例性实施例指出 了本发明的原理，以帮助本发明的理解。 
图1示出的失真补偿电路是这样一种失真补偿电路：为了抑制在放大正交基带传输信号I和Q的放大器中发生失真，对所述正交基带传输信号I和Q执行预定的补偿处理。该失真补偿电路包括系数计算装置201、振幅限制装置202、失真补偿操作装置203、失真补偿系数计算装置204、存储装置205和限制值计算装置206。 
系数计算装置201通过比较正交基带传输信号I和Q的电功率值和下面将要说明的补偿之前的电功率限制值，判定是否执行所述正交基带传输信号I和Q的振幅限制。并且，当确定要执行振幅限制时，该系数计算装置201输出使得所述正交基带传输信号I和Q的电功率不大于补偿之前的电功率限制值的系数，作为乘法系数。 
振幅限制装置202通过使将自系数计算装置201的乘法系数乘以正交基带传输信号I和Q，执行振幅限制。 
失真补偿系数计算装置204获得振幅限制装置202的输出信号I′和Q′与反馈正交基带信号Ib和Qb之间的振幅差和相位差，并计算出振幅补偿系数K和相位补偿系数θ，其中该反馈正交基带信号Ib和Qb是反馈的放大器输出信号的一部分。 
可以通过例如专利文献1公开的使用LMS(最小均方)算法的自适应信号处理，来获得失真补偿系数。即，通过比较失真补偿之前的信号和由放大器放大的失真补偿之后的信号，计算出振幅补偿系数K和相位补偿系数θ，使得所比较的信号之间的差为零。失真补偿之前的信号对应于振幅限制装置202的输出信号I′和Q′，而由放大器放大的失真补偿之后的信号对应于反馈正交基带信号Ib和Qb。此外，失真补偿系数的计算方法不局限于使用LMS算法的方法。简言之，失真补偿系数的计算方法可以是计算失真补偿系数以最小化失真补偿之前的信 号和由放大器放大的失真补偿之后的信号之间的差异的方法。 
存储装置205通过将振幅补偿系数K和相位补偿系数θ与振幅限制装置202的输出信号I′和Q′的电功率或振幅相关联，来存储该振幅补偿系数K和相位补偿系数θ。例如，使得输出信号I′和Q′的电功率或振幅的值成为在存储装置205中建立的存储区域的地址。并且作为数据，对应于输出信号I′和Q′的振幅补偿系数K和相位补偿系数θ被存储在所述存储区域的该地址上。 
失真补偿操作装置203基于振幅补偿系数K和相位补偿系数θ，对振幅限制装置202的输出信号I′和Q′执行失真补偿。 
在由失真补偿操作装置203执行对输出信号I′和Q′的失真补偿操作的情况下，限制值计算装置206查阅存储装置205的存储内容，并获得电功率。并且，当该电功率变为基本等于补偿之后的电功率限制值时，计算输出信号I′和Q′的电功率，作为上述的补偿之前的电功率限制值。 
换言之，当对输出信号I′和Q′(它们是失真补偿操作之前的信号)执行失真补偿操作时，获取失真补偿操作之后的信号的电功率。此时，输出信号I″和Q″实际上并非输出自失真补偿操作装置203，而是，当假设通过失真补偿操作装置203执行了失真补偿操作时，获取失真补偿操作之后的信号的电功率。并且，将输出信号I′和Q′的电功率设置为补偿之前的电功率限制值，对于该输出信号I′和Q′，失真补偿操作之后的信号电功率变为基本等于失真补偿操作之后的电功率限制值。因此，当执行失真补偿操作时，补偿之前的电功率限制值是用于限制输出信号I′和Q′的电功率的限制值，使得失真补偿操作之后的信号的电功率不会大于补偿之后的电功率限制值。 
因此，限制值计算装置206基于存储装置205的存储内容，计算 在系数计算装置201中的用于执行振幅限制的第一限制值。由此，自适应地执行对正交基带传输信号I和Q的振幅限制，并且失真补偿操作之后的信号的振幅被限制为不大于第二限制值。 
此外，系数计算装置201可以通过将正交基带传输信号I和Q的振幅与振幅限制值(而不是与正交基带传输信号I和Q的电功率)进行比较，来判定是否执行振幅限制，其中该振幅限制值是对振幅的限制值。当决定限制振幅时，系数计算装置201输出用于使得正交基带传输信号I和Q的振幅不大于该振幅限制值的系数，作为乘法系数。 
限制值计算装置206查阅存储在存储装置205中的失真补偿系数，并计算输出信号I′和Q′的振幅作为振幅限制值，使得在对振幅限制装置202的输出信号I′和Q′执行失真补偿操作的时候的振幅变为基本上等于补偿之后的振幅限制值。 
如上所述，在第一示例性实施例的失真补偿电路中，基于电功率限制值或者振幅限制值来做出是否限制输入信号的振幅的判定。根据补偿之后的信号电平限制值，决定所述电功率限制值或者振幅限制值。因此，失真补偿操作之后的信号的电功率或振幅被限制为不大于补偿之后的信号电平限制值。由此，由于输入到放大器的信号的电功率或振幅被限制为不大于预设的限制值，因此具有了能够提高失真补偿的效果的功效。 
(第二示例性实施例) 
接下来，将说明具有使本发明得以实现的重要部件的第二示例性实施例。图2是示出本发明的第二示例性实施例的失真补偿电路的结构的框图。如所示，该示例性实施例的失真补偿电路就是从第一示例性实施例的失真补偿电路中除去了系数计算装置201。同样，第一示例性实施例中的正交基带传输信号I和Q被概括为单一系统的单一信号。 
该示例性实施例的失真补偿电路提前对输出信号(即，放大器的输入信号)执行预定的失真补偿处理，从而抑制放大某些输入信号的放大器的输出信号的失真。该失真补偿方法就是上面所述的预失真方法。 
该失真补偿电路包括输入电平限制装置301、失真补偿装置302、失真补偿系数计算装置303、存储装置304和输入电平限制值计算装置305。 
输入电平限制装置301是广义的振幅限制装置202。输入电平限制装置301通过预定的方法将输入信号306的输入电平限制为不超过下述的输入电平限制值。例如，通过将输入信号306乘以预定的系数来限制输入电平。此外，与第一示例性实施例相似，仅仅当输入信号306的输入电平不小于所述输入电平限制值时，才限制该输入电平。 
此外，对输入信号的限制不仅仅是像第一示例性实施例那样对振幅的限制，还可以是对广义“信号电平”的限制。“信号电平”是表示信号的大小的量，其用由伏特来度量的振幅或者是来由瓦特或dBm来度量的电功率等等表示。 
输入电平限制装置301限制输入信号306的信号电平并将失真补偿之前的信号307输入给失真补偿装置302。下面将说明限制信号电平的条件和限制信号电平的程度。 
失真补偿装置302是广义的失真补偿操作装置203。失真补偿装置302使用稍后说明的失真补偿系数，对所述失真补偿之前的信号307执行失真补偿。对该失真补偿之前的信号307执行的用于失真补偿的实际的信号处理方法并不仅仅限于对该失真补偿之前的信号307乘以失真补偿系数。例如，可以采用使用参照表的表查找方法等等，其中该参照表将输入信号与失真补偿之后的信号相关联。失真补偿装置302 将失真补偿之后的信号308输出到外部放大器(未示出)。该外部放大器放大该失真补偿之后的信号308并输出放大器输出信号。 
失真补偿系数计算装置303执行与失真补偿系数计算装置204相似的操作。即，失真补偿系数计算装置303获得失真补偿之前的信号307与反馈信号309(其为所反馈的放大器输出信号的一部分)之间的差异，并基于该差异计算失真补偿系数。例如，所述差异是振幅差或相位差。 
存储装置304也执行与存储装置205相似的操作。即，存储装置304通过将失真补偿系数与失真补偿之前的信号307的信号电平相关联，来存储该失真补偿系数。 
输入电平限制值计算装置305是广义的限制值计算装置206。即，该输入电平限制值计算装置305基于存储在存储装置304中的失真补偿系数，改变输入电平限制值，用来在输入电平限制装置301中限制输入电平。当假设所述失真补偿之前的信号307被失真补偿装置302失真补偿时，输入电平限制值计算装置305查阅存储在存储装置304中的失真补偿系数，并获得信号电平。为了使该信号电平不大于对失真补偿之后的信号308所设置的补偿之后的信号电平限制值，获得应施加给输入信号306的输入电平限制值，即上述的输入电平限制值。所述补偿之后的信号电平限制值例如是失真补偿之后的信号308的信号电平，其不会使放大器的输出信号饱和。 
此外，当输入电平限制值计算装置305计算输入电平限制值时，失真补偿之后的信号308不被输出。总言之，当假设失真补偿之前的信号307被失真补偿的时候，获得失真补偿之后的信号的信号电平，并且基于该信号电平，获得输入电平的限制值。 
如上所述，在第二示例性实施例的失真补偿电路中，基于输入电 平限制值，确定是否限制输入信号的信号电平。根据补偿之后的信号电平限制值，来决定输入电平限制值。因此，失真补偿之后的信号的信号电平被限制为不大于该补偿之后的信号电平限制值。由此，因为输入给放大器的信号的信号电平被限制为不大于该补偿之后的信号电平限制值，因此获得了在输出信号中不出现削波失真以及能够改进失真补偿效果的技术效果。 
(第三示例性实施例) 
下面，将参照附图说明本发明的第三示例性实施例。图3是示出本发明的第三示例性实施例的失真补偿电路的结构的框图。对于图3中那些与图5和图8的元件相等同的元件，赋予同样的标号。本示例性实施例的失真补偿电路用于无线发射器(例如，无线通信系统中的基站)，并且是用于补偿在放大装置(例如，功率放大器)中出现的失真的失真补偿电路。该失真补偿电路包括电功率计算单元1、系数计算单元2、振幅限制单元3、非线性失真补偿操作单元4、失真补偿系数更新单元5A、电功率计算单元8、输入电功率限制值决定单元9、限制值设定单元10和补偿上限输入电功率计算单元11。失真补偿系数更新单元5A包括失真补偿系数计算单元6和失真补偿系数数据存储器7。 
本示例性实施例的失真补偿电路基于对数字正交基带信号I和Q自适应地决定的限制值来限制振幅。作为振幅限制方法，可以采用例如通过环形削波的振幅限定方法或者使用窗口函数的振幅限制方法。 
在通过环形削波的振幅限定方法中，计算正交基带信号I和Q的电功率，对于超过电功率限制值的信号，限制振幅而保留信号的相位。尽管通过环形削波的振幅限定方法是一种简单的方法，仅仅对超过限制值的那部分执行限制处理。因此，在限制点之前和之后的处理结果中出现不连续。 
另一方面，在使用窗口函数的振幅限制方法中，当正交基带信号I和Q的电功率x大于电功率限制值y时，生成用于将电功率x限制为不超过电功率限制值y的窗口函数。窗口函数是这样一种函数，其在特定的限制区间之外的函数值为0。将具有固定时间间隔的窗口函数乘以具有超过电功率限制值y的电功率的信号和具有在电功率限制值y附近的电功率的信号。作为窗口函数，可以使用公知的汉宁窗(Hanning window)或凯斯窗(Kaisar window)。尽管该处理是复杂的，但却不会出现不连续。可以使用上述振幅限制方法的任何一种。下面，将描述使用通过环形削波的振幅限定方法的情况。 
电功率计算单元1计算正交基带信号I和Q的电功率P(＝I2+Q2)，并将其输出到系数计算单元2。该系数计算单元2将来自电功率计算单元1的电功率P和给自输入电功率限制值决定单元9的电功率限制值Pth进行比较。在电功率P不超过电功率限制值Pth的情况下，系数计算单元2确定不执行振幅限制，并输出1作为乘法系数，从而不限制正交基带信号I和Q。另一方面，在电功率P大于电功率限制值Pth的情况下，系数计算单元2确定执行振幅限制，并输出(Pth/P)1/2作为乘法系数。此外，执行振幅限制时的乘法系数并不限制于这个值，而是例如使得正交基带信号I和Q的电功率P不超过电功率限制值Pth的任何值都可以。 
振幅限制单元3通过使来自系数计算单元2的乘法系数乘以正交基带信号的I分量和Q分量的每一个，通过环形削波来执行振幅限制。非线性失真补偿操作单元4基于来自失真补偿系数更新单元5A的失真补偿系数K和θ，通过复数乘法，对进行了振幅限制的正交基带信号I′和Q′执行失真补偿。在执行了失真补偿之后，非线性失真补偿操作单元4将正交基带信号I″和Q″输出到模拟信号处理单元。该模拟信号处理单元例如是包括图5中的DAC 22A和22B、正交调制器23和功率放大器25的电路。 
失真补偿系数计算单元6在极坐标上对正交基带信号I′和Q′与反馈正交基带信号Ib和Qb进行比较，并计算振幅差和相位差，并且基于该振幅差和相位差计算失真补偿系数K和θ。失真补偿系数数据存储器7将由失真补偿系数计算单元6计算的失真补偿系数K和θ与由电功率计算单元8计算的正交基带信号I′和Q′的电功率P′相关联，并存储该失真补偿系数K和θ。 
此外，基于作为功率放大器的部分输出信号的这样一个信号来生成所述反馈正交基带信号Ib和Qb，该功率放大器位于失真补偿电路的下一级，并且所述信号经由定向耦合器26而被反馈到正交解调器27。反馈到正交解调器27的信号通过来自基准信号生成器单元24的信号而被解调制为模拟正交基带信号，然后被转换为数字信号并且变为正交基带信号Ib和Qb(参照图5和图8)。 
电功率计算单元8计算正交基带信号I′和Q′(对它们进行了振幅限制)的电功率P′(＝I′2+Q′2)，并将该电功率P′输出到失真补偿系数数据存储器7。此外，不使用正交基带信号I′和Q′的电功率P′，而是可以使用与该电功率P′的平方根成正比的振幅。在这种情况下，失真补偿系数数据存储器7通过将失真补偿系数K和θ与振幅相关联而存储该失真补偿系数K和θ。 
输入电功率限制值决定单元9通过使用由补偿上限输入电功率计算单元11所计算的失真可补偿上限输入电功率Plim并遵循下面的条件，来判定电功率限制值Pth，该电功率限制值Pth给出了正交基带信号的振幅限制最大值。 
(i)如果Plim＝Pth，则不改变电功率限制值Pth； 
(ii)如果Plim＜Pth，则将电功率限制值Pth改变为上限输入电功率Plim； 
(iii)如果Plim＞Pth，则将电功率限制值Pth改变为上限输入电功 率Plim。 
输入电功率限制值决定单元9将所判定的电功率限制值Pth输出给系数计算单元2。同样，通过获得多个电功率限制值Pth，可以获取它们的平均值并将其输出给系数计算单元2。即，输入电功率限制值决定单元9可以按时间顺序地计算合适数目的电功率限制值Pth，存储它们，取多个所计算的Pth的均值Pth(ave)，并将其输出给系数计算单元2。 
在限制值设定单元10中设定预先确定的上限电功率Pmax。期望的是，将该上限电功率Pmax的值设置为使得功率放大器的输出饱和的这样一个输入电平，即，等于饱和输入电平的值。 
此外，并非必须将该上限电功率Pmax设置为等于饱和输入电平的值。例如，考虑到功耗的降低和设备寿命的延长等等，可以将输入给放大器的电平设置为低于饱和输入电平。在这种情况下，可以将该上限电功率Pmax的值设置为小于所述饱和输入电平的值。 
补偿上限输入电功率计算单元11查阅失真补偿系数数据存储器7，并计算输入电功率Plim，使得失真补偿操作之后的正交基带信号的电功率变为由限制值设定单元10设置的上限电功率Pmax(饱和输入电平)。换言之，如果对输入电功率Plim的振幅补偿系数K为α，那么计算输入电功率Plim，对于该电功率Plim适用公式Pmax＝αx Plim。以此方式计算的输入电功率Plim是失真可补偿的上限输入电功率。由于失真补偿系数数据存储器7通过将失真补偿系数与输入电功率相关联而存储该失真补偿系数，因此可以容易地获得αx Plim。由此，也可以容易地获得使得αx Plim变为Pmax的输入电功率Plim。 
接下来，将参照图3说明本发明的第三实施例的失真补偿电路的操作。系数计算单元2通过将在电功率计算单元1中计算的正交基带 信号I和Q的电功率P与给自输入电功率限制值决定单元9的电功率限制值Pth做比较，判定是否执行振幅限制。在电功率P不大于该电功率限制值Pth的情况下，系数计算单元2判定不执行振幅限制，并将1输出给振幅限制单元3作为乘法系数。另一方面，在电功率P大于该电功率限制值Pth的情况下，系数计算单元2判定执行振幅限制，并将(Pth/P)1/2输出给振幅限制单元3作为乘法系数。 
振幅限制单元3通过将来自系数计算单元2的乘法系数乘以正交基带信号的I分量和Q分量的每一个，通过环形削波来执行振幅限制。这里，取代环形削波，也可以应用使用窗函数的振幅限制方法。在此情况下，当电功率P大于该电功率限制值Pth时，系数计算单元2生成(Pth/P)1/2为顶点的窗函数凸形杯。振幅限制单元3将具有固定时间间隔的上述窗函数乘以超过正交基带信号I和Q的限制值的电功率点以及其附近的电功率点。 
执行了振幅限制的正交基带信号I′和Q′被输入给非线性失真补偿操作单元4。非线性失真补偿操作单元4查询对应于正交基带信号I′和Q′的电功率P′的失真补偿系数K和θ。例如，将值I′和Q′作为地址，从失真补偿系数数据存储器7中读取失真补偿系数K和θ。并且，非线性失真补偿操作单元4基于所读取的失真补偿系数K和θ，通过复数乘法对正交基带信号I′和Q′执行失真补偿操作，并将它们输出给模拟信号处理单元。该模拟信号处理单元例如是包括图5中的DAC 22A和22B、正交调制器23和功率放大器25的电路。 
包括在模拟信号处理单元中的功率放大器的部分输出被转换为数字信号，并反馈给失真补偿系数计算单元6作为反馈正交基带信号Ib和Qb。该失真补偿系数计算单元6在极坐标上对反馈正交基带信号Ib和Qb和正交基带输入信号I′和Q′进行比较，并计算振幅差和相位差。然后，失真补偿系数计算单元6基于该振幅差和相位差计算失真补偿系数K和θ，并通过将该失真补偿系数K和θ与在电功率计算单元8 中计算的电功率P′相关联，更新失真补偿系数数据存储器7的值。非线性失真补偿操作单元4通过基于该更新的失真补偿系数执行失真补偿，而执行自适应失真补偿。 
补偿上限输入电功率计算单元11计算输入电功率Plim，使得失真补偿操作之后的正交基带信号I″和Q″的电功率变为基本等于由限制值设定单元10事先设定的补偿后上限电功率Pmax。该补偿后上限电功率Pmax例如是使得功率放大器变饱和的最小输入电平。这个处理是，如果对输入电功率Plim的振幅补偿系数K为α，则计算Plim，对于该Plim适用公式Pmax＝αx Plim。当在执行了失真补偿操作之后，具有超过输入电功率Plim的输入电功率的信号被输入给功率放大器时，在该功率放大器的饱和区域中发生削波失真。因此，不能执行优异的失真补偿。由此，通过采用输入电功率Plim作为功率放大器的输入电功率的失真可补偿上限值，可以避免出现削波失真。 
通过上述的处理，根据功率放大器的特性，获得了上限输入电功率Plim，该上限输入电功率Plim给出失真补偿之后的正交基带信号I″和Q″的上限电功率Pmax。同样，当输入信号被限制为不超过上限输入电功率Plim时，可以抑制功率放大器的削波失真。 
因此，在输入电功率限制值决定单元9中，通过使用由补偿上限输入电功率计算单元11所获得的失真可补偿的上限输入电功率Plim并遵循下面的条件，确定电功率限制值Pth，该电功率限制值Pth给出正交基带信号的振幅限制最大值的。 
(i)如果Plim＝Pth，则不改变电功率限制值Pth； 
(ii)如果Plim＜Pth，则将电功率限制值Pth改变为上限输入电功率Plim； 
(iii)如果Plim＞Pth，则将电功率限制值Pth改变为上限输入电功率Plim。 
在上述每种情况下的操作的细节和效果如下。在(i)的情况下，由于失真可补偿的上限输入电功率Plim与电功率限制值Pth相等，因此判定如所期待的那样进行了控制，并且没有执行电功率限制值Pth的改变。 
在(ii)的情况下，失真可补偿的上限输入电功率Plim小于电功率限制值Pth。这意味着功率放大器的特性波动，并且给出功率放大器的饱和输出电平的输入电平(即，失真可补偿的上限输入电功率Plim)下降。换言之，存在功率放大器的线性降低的可能性。因此，需要将电功率限制值Pth降低为失真可补偿的上限输入电功率Plim。即，需要使得输入振幅最大值为较小。通过使得电功率限制值Pth为较小，可以防止大的信号振幅被输入到功率放大器，并抑制了削波失真。 
在(iii)的情况下，失真可补偿的上限输入电功率Plim大于电功率限制值Pth。这意味着功率放大器的特性波动，并且给出功率放大器的饱和输出电平的输入电平(即，失真可补偿的上限输入电功率Plim)上升。换言之，存在功率放大器的线性降低的可能性。因此，需要将电功率限制值Pth提升为失真可补偿的上限输入电功率Plim。即，需要使得输入振幅为较大。通过使得电功率限制值Pth为较大，在抑制EVM(误差向量振幅)降低的同时，可以最大限度地利用功率放大器的特性。 
输入电功率限制值决定单元9将如上所述获得的电功率限制值Pth输出给系数计算单元2。此时，通过获得多个电功率限制值Pth，可以取它们的平均值并将其输出给系数计算单元2。即，输入电功率限制值决定单元9按时间顺序地计算合适数目的电功率限制值Pth，存储它们，取多个所计算的Pth的均值Pth(ave)，并将其输出给系数计算单元2。 
如上所述，在本发明的第三示例性实施例的失真补偿电路中，基 于电功率限制值Pth做出是否执行振幅限制的判定。根据功率放大器的特性确定该电功率限制值Pth。因此，可以自适应地执行正交基带传输信号的振幅限制，并可以改进失真补偿效果。 
同样，同时使用对失真补偿之后的信号振幅施加限制或者对失真补偿系数自身施加限制的技术(例如，在专利文献1中描述的技术)是不需要的。因此，可以计算高度精确的失真补偿系数。 
(第四示例性实施例) 
下面，将参照附图说明本发明的第四示例性实施例的失真补偿电路。根据本发明的第三实施例，基于电功率上限值Pth做出是否执行振幅限制的判定。而根据本发明的第四实施例，基于振幅限制值做出是否执行振幅限制的判定。图4是示出本发明的第四示例性实施例的失真补偿电路的结构的框图。对于图4中的与图3的元件相同的那些元件，给予相同的标号。 
如图4所示，第四示例性实施例的失真补偿电路用振幅计算单元101、系数计算单元102、输入振幅限制值决定单元109、限制值设定单元110和补偿上限输入振幅计算单元111来替换图3中的电功率计算单元1、系数计算单元2、输入电功率限制值决定单元9、限制值设定单元10和补偿上限输入电功率计算单元11。 
振幅计算单元101计算正交基带信号I和Q的振幅V，并将其输出给系数计算单元102。振幅V与电功率P的平方根成正比。因此，在这里通过忽略掉单位并使用公式V＝(I2+Q2)1/2来获得振幅V。 
系数计算单元102将来自振幅计算单元101的振幅V和给自输入振幅限制值决定单元109的振幅限制值Vth做比较。在振幅V不超过振幅限制值Vth的情况下，系数计算单元102确定不执行振幅限制，并输出1作为乘法系数，从而不限制正交基带信号I和Q的振幅。另 一方面，在振幅V大于振幅限制值Vth的情况下，系数计算单元102确定执行振幅限制，并输出Vth/V作为乘法系数。另外，执行振幅限制时的乘法系数并不限制于这个值，而是可以使用使得正交基带信号I和Q的振幅V不大于振幅限制值Vth的任何值。 
输入振幅限制值决定单元109通过使用由补偿上限输入振幅计算单元111计算的失真可补偿上限输入振幅Vlim并且遵循下面的条件，确定振幅限制值Vth，该振幅限制值Vth给出正交基带信号的振幅限制最大值。 
(i)如果Vlim＝Vth，则不改变振幅限制值Vth； 
(ii)如果Vlim＜Vth，则将振幅限制值Vth改变为上限输入振幅Vlim； 
(iii)如果Vlim＞Vth，则将振幅限制值Vth改变为上限输入振幅Vlim。 
输入振幅限制值决定单元109将所确定的振幅限制值Vth输出给系数计算单元102。同样，通过获得多个振幅限制值Vth，可以取它们的均值并将其输出给系数计算单元102。即，输入振幅限制值决定单元109按时间顺序地计算合适数目的振幅限制值Vth，存储它们，取多个计算的Vth的均值Vth(ave)，并将其输出给系数计算单元102。 
在限制值设定单元110中设定预先确定的上限振幅Vmax。期望的是，将该上限振幅Vmax的值设置为使得功率放大器的输出饱和这样一个输入振幅，即，等于饱和输入电平的平方根，从而充分利用功率放大器的性能。此外，并非必须将该上限振幅Vmax设置为饱和输入电平的平方根，而是可以将其设置为小于该平方根的值。 
补偿上限输入振幅计算单元111查询失真补偿系数数据存储器7，并计算输入振幅Vlim，使得失真补偿操作之后的正交基带信号的振幅 (正交基带信号的电功率的平方根)变为由限制值设定单元110设置的上限振幅Vmax。换言之，如果对表示为输入振幅Vlim的平方的输入电功率的振幅补偿系数K为α，那么补偿上限输入振幅计算单元111计算振幅Vlim，使得保持公式Vmax2＝αx Vlim2。振幅Vlim是失真可补偿的上限输入振幅。由于失真补偿系数数据存储器7通过将失真补偿系数与输入电功率相关联而存储该失真补偿系数，因此可以容易地获得αx Vlim2。由此，也可以容易地获得使得αx Vlim2变为等于Vmax2的输入振幅Vlim2。 
图4的其他元件的操作类似于图3的每个相应的元件。此外，在图4中，可以使用与电功率P′的平方根成正比的振幅，而不使用正交基带信号I′和Q′的电功率P′。在这种情况下，失真补偿系数数据存储器7通过将失真补偿系数K和θ与该振幅相关联而存储该失真补偿系数K和θ。 
如上所述，在本发明的第四示例性实施例的失真补偿电路中，基于振幅限制值Vth做出是否执行振幅限制的判定。根据功率放大器的特性来决定该振幅限制值Vth。因此，可以适应性地执行正交基带传输信号的振幅限制，并可改进失真补偿效果。 
同样，同事使用对失真补偿之后的信号振幅施加限制或者对失真补偿系数自身施加限制的技术(例如，在专利文献1中描述的技术)是不需要的。因此，可以计算高度精确的失真补偿系数。 
如上，使用附图详细地说明了本发明的第一至第四示例性实施例。本发明的实际结构并不限制于第一示例性实施例，在不超过本发明的范围的限度之内所做的设计变化仍包括于本发明中。同样，第一至第四实施例可以互相结合。 
(第五和第六示例性实施例) 
本发明的第五示例性实施例的失真补偿电路是用于补偿出现于用来放大正交基带信号的放大器中的失真的失真补偿电路，并包括如下的元件。即，该失真补偿电路包括：系数计算装置，该系数计算装置通过比较正交基带传输信号的电功率和输入的限制值，确定是否执行正交基带传输信号的振幅限制，并且当确定执行振幅补偿的时候，该系数计算装置输出一系数作为乘法系数，该系数用来使得正交基带传输信号的电功率不超过输入的限制值；振幅限制装置，该振幅限制装置通过将所述乘法系数乘以正交基带传输信号，来执行振幅限制；失真补偿系数计算装置，其通过执行操作以获得振幅限制装置的输出信号和反馈信号(其是放大器的输出信号的反馈部分)之间的差，来计算相位补偿系数；存储装置，其通过将所述相位补偿系数与所述振幅限制装置的输出信号的电功率或振幅相关联，来存储该相位补偿系数；失真补偿操作装置，其基于该相位补偿系数，对振幅限制装置的输出信号执行失真补偿；以及限制值计算装置，其通过查询所述存储装置的所存储内容，当失真补偿操作装置的失真补偿操作之后的振幅限制装置的输出信号的电功率基本等于预定的限制值时，计算失真补偿操作之前的振幅限制装置的输出信号，作为所述输入的限制值。 
本发明第六示例性实施例的失真补偿方法是用于补偿出现于用来放大正交基带信号的放大器中的失真的失真补偿电路的失真补偿方法，该失真补偿方法包括如下的步骤。即，该失真补偿方法包括：系数计算步骤，其通过比较正交基带传输信号的电功率和输入的限制值，确定是否执行正交基带传输信号的振幅限制，并且当确定执行振幅补偿的时候，该其输出一系数作为乘法系数，该系数用来使得正交基带传输信号的电功率不超过输入的限制值；振幅限制步骤，其通过将所述乘法系数乘以正交基带传输信号，来执行振幅限制；失真补偿系数计算步骤，其通过执行操作以获得振幅限制之后的正交基带传输信号和反馈信号(其是放大器的输出信号的反馈部分)之间的差，来计算相位补偿系数；失真补偿操作步骤，其基于该相位补偿系数，对振幅 限制之后的正交基带传输信号执行失真补偿；以及限制值计算步骤，其通过查询存储装置的所存储内容，当失真补偿操作装置的失真补偿操作之后的正交基带传输信号的电功率基本等于预定的限制值时，计算失真补偿操作之前的振幅限制装置的输出信号，作为所述输入的限制值，其中该存储装置通过将所述相位补偿系数与所述振幅限制之后的正交基带传输信号的电功率或振幅相关联，来存储该相位补偿系数。 
根据本发明的第五和第六示例性实施例，通过适应性地执行正交基带传输信号的振幅限制，获得了改进失真补偿效果的技术效果。 
尽管已经参照上述示例性实施例说明了本发明，但本发明并不限制于上述示例性实施例。在不超出本申请的范围的限度内，可以对本发明的结构或细节进行本领域技术人员可以理解的各种变化。 
本申请要求基于2008年5月28日提交的日本专利申请No.2008-138817的优先权，在此引用其全部公开内容。 

Claims (20)

1.一种失真补偿电路，其包括：
输入电平限制单元，其将来自外部的输入信号的信号电平限制为不高于第一限制值，并输出失真补偿之前的信号；
失真补偿单元，其基于失真补偿系数，对所述失真补偿之前的信号执行失真补偿处理，并输出失真补偿之后的信号；
失真补偿系数计算单元，其基于放大所述失真补偿之后的信号的放大器的部分输出信号和所述失真补偿之前的信号之间的差，计算用于补偿所述放大器的输出信号的失真的系数作为所述失真补偿系数；
存储单元，其通过将所述失真补偿系数与所述失真补偿之前的信号的信号电平相关联，存储该失真补偿系数；以及
限制值计算单元，如果在基于存储在所述存储单元中的所述失真补偿系数执行所述失真补偿处理之后的信号电平不高于第二限制值，该限制值计算单元计算所述失真补偿之前的信号的信号电平作为所述第一限制值，其中该第二限制值是所述放大器的输入信号的信号电平的限制值。
2.如权利要求1所述的失真补偿电路，其中所述失真补偿单元基于对应于所述失真补偿之前的信号的信号电平的所述失真补偿系数，执行所述失真补偿处理。
3.如权利要求2所述的失真补偿电路，其中所述存储单元通过将所述失真补偿系数与所述失真补偿之前的信号的电功率相关联，来存储该失真补偿系数；以及
所述失真补偿单元基于对应于所述失真补偿之前的信号的电功率的所述失真补偿系数，来执行所述失真补偿处理。
4.如权利要求2所述的失真补偿电路，其中所述存储单元通过将所述失真补偿系数与所述失真补偿之前的信号的振幅相关联，来存储该失真补偿系数；以及
所述失真补偿单元基于对应于所述失真补偿之前的信号的振幅的所述失真补偿系数，来执行所述失真补偿处理。
5.如权利要求1所述的失真补偿电路，其中所述第二限制值是限制所述放大器的输入信号的电功率的限制值，以及
如果在基于存储在所述存储单元中的所述失真补偿系数执行所述失真补偿处理之后的电功率不高于所述第二限制值，所述限制值计算单元计算所述失真补偿之前的信号的电功率作为所述第一限制值。
6.如权利要求1所述的失真补偿电路，其中所述第二限制值是限制所述放大器的输入信号的振幅的限制值，以及
如果在基于存储在所述存储单元中的所述失真补偿系数执行所述失真补偿处理之后的振幅不高于所述第二限制值，所述限制值计算单元计算所述失真补偿之前的信号的振幅作为所述第一限制值。
7.如权利要求1所述的失真补偿电路，其中所述输入电平限制单元包括系数计算单元，该系数计算单元计算输入电平限制系数，通过将该输入电平限制系数乘以所述输入信号，将所述失真补偿之前的信号的信号电平限制为不大于所述第一限制值；以及
所述输入电平限制单元将所述输入电平限制系数乘以所述输入信号。
8.如权利要求7所述的失真补偿电路，其中所述系数计算单元通过将所述输入信号的信号电平和所述第一限制值做比较，判定是否限制所述输入信号的信号电平，并且所述系数计算单元基于该判定的结果来计算所述输入电平限制系数。
9.如权利要求1所述的失真补偿电路，其中所述输入电平限制单元包括系数计算单元，该系数计算单元生成窗函数，通过将该窗函数乘以所述输入信号，将所述失真补偿之前的信号的信号电平限制为不大于所述第一限制值；以及
所述输入电平限制装置单元将所述窗函数乘以所述输入信号。
10.如权利要求9所述的失真补偿电路，其中所述系数计算单元通过将所述输入信号的信号电平和所述第一限制值做比较，判定是否限制所述输入信号的信号电平，并且所述系数计算单元基于该判定的结果来生成所述窗函数。
11.如权利要求7所述的失真补偿电路，其中所述第一限制值是限制所述输入信号的电功率的限制值；以及
所述系数计算单元比较所述输入信号的电功率和所述第一限制值，并判定是否限制所述输入信号的信号电平。
12.如权利要求7所述的失真补偿电路，其中所述第一限制值是限制所述输入信号的振幅的限制值；以及
所述系数计算单元比较所述输入信号的振幅和所述第一限制值，并判定是否限制所述输入信号的信号电平。
13.如权利要求1所述的失真补偿电路，其中所述第二限制值是使得所述放大器的输出饱和的饱和输入信号电平。
14.如权利要求13所述的失真补偿电路，其中所述第二限制值是使得所述放大器的输出饱和的饱和输入电功率。
15.如权利要求13所述的失真补偿电路，其中所述第二限制值是使得所述放大器的输出饱和的饱和输入振幅。
16.如权利要求13所述的失真补偿电路，其中所述第二限制值是使得所述放大器的输出饱和的饱和输入电功率的平方根。
17.如权利要求1所述的失真补偿电路，其中所述失真补偿系数计算单元计算所述失真补偿系数，使得所述放大器的部分输出信号与所述失真补偿之前的信号之间的差变为最小。
18.如权利要求1所述的失真补偿电路，其中所述失真补偿系数包括补偿所述放大器的输出信号的振幅的振幅补偿系数和补偿所述放大器的输出信号的相位的相位补偿系数。
19.一种失真补偿电路，包括：
系数计算单元，该系数计算单元通过将输入自外部的传输信号的信号电平和第一限制值做比较，判定是否限制所述传输信号的信号电平，并且当判定限制所述传输信号的信号电平时，该系数计算单元输出一系数，该系数将所述传输信号的信号电平限制为不大于所述第一限制值；
信号电平限制单元，其通过将所述系数乘以所述传输信号，限制所述传输信号的信号电平；
失真补偿系数计算单元，其获得补偿之前的信号与反馈信号之间的差，并计算振幅补偿系数和相位补偿系数，其中所述补偿之前的信号是所述信号电平限制单元的输出信号，所述反馈信号是放大器的输出信号的反馈部分，并且该放大器用于放大对所述失真补偿之前的信号执行失真补偿处理所获得的失真补偿之后的信号；
存储单元，其通过将所述振幅补偿系数和所述相位补偿系数与所述补偿之前的信号的电功率或振幅相关联而存储该振幅补偿系数和相位补偿系数；
失真补偿操作单元，其基于所述振幅补偿系数和所述相位补偿系数，对所述补偿之前的信号执行所述失真补偿处理，并输出所述失真补偿之后的信号；以及
限制值计算单元，如果在基于存储在所述存储单元中的所述振幅补偿系数和所述相位补偿系数执行所述失真补偿处理之后的信号电平不高于第二限制值时，该限制值计算单元计算所述补偿之前的信号的信号电平作为所述第一限制值，其中该第二限制值是所述放大器的输入信号的信号电平的限制值。
20.一种失真补偿方法，包括：
将来自外部的输入信号的信号电平限制为不高于第一限制值，并输出失真补偿之前的信号；
基于失真补偿系数，对所述失真补偿之前的信号执行失真补偿处理，并输出失真补偿之后的信号；
基于放大所述失真补偿之后的信号的放大器的部分输出信号和所述失真补偿之前的信号之间的差，计算用于补偿所述放大器的输出信号的失真的系数作为所述失真补偿系数；
通过将所述失真补偿系数与所述失真补偿之前的信号的信号电平相关联，存储该失真补偿系数；以及
如果在基于所存储的所述失真补偿系数执行所述失真补偿处理之后的信号电平不高于第二限制值时，计算所述失真补偿之前的信号的信号电平为所述第一限制值，其中该第二限制值是所述放大器的输入信号的信号电平的限制值。
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Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5482561B2 (ja) * 2010-08-13 2014-05-07 富士通株式会社 歪補償増幅装置及び歪補償方法
KR20130063774A (ko) * 2011-12-07 2013-06-17 한국전자통신연구원 디지털 전치 왜곡 장치 그리고 그것의 전치 왜곡 방법
CN103312414B (zh) * 2012-03-16 2016-03-30 富士通株式会社 一种逆信道装置和包含该装置的发射机、接收机及系统
JP2014011567A (ja) * 2012-06-28 2014-01-20 Fujitsu Ltd 電力増幅器の補償装置
US9001928B2 (en) * 2013-03-28 2015-04-07 Texas Instruments Incorporated Transmitter first/second digital predistortion and first/second adaption circuitry with feedback
CN104104633B (zh) * 2013-04-15 2017-08-04 富士通株式会社 非线性补偿装置及其方法、发射机和通信系统
JP6209925B2 (ja) 2013-10-09 2017-10-11 富士通株式会社 歪補償装置および歪補償方法
DE102014102310A1 (de) 2014-02-21 2015-08-27 Intel IP Corporation Vorrichtung und Verfahren zum Bestimmen von Informationen über einen Amplitudenfehler eines Sendesignals
EP3146630B1 (en) * 2014-05-23 2020-01-15 Teko Telecom S.r.l. Power amplification system for radiofrequency communications
CN104038236B (zh) * 2014-05-23 2017-03-15 泰凌微电子（上海）有限公司 基于极化结构发射机的频率处理装置及方法
US9450798B2 (en) * 2014-10-29 2016-09-20 Mediatek, Inc. Transmitter circuit, communication unit and method for amplifying a complex quadrature signal
CN107534454B (zh) * 2015-04-13 2019-11-08 三菱电机株式会社 相控阵天线装置
JP2017098711A (ja) * 2015-11-20 2017-06-01 富士通株式会社 歪補償装置および歪補償方法
JP6682470B2 (ja) 2017-03-23 2020-04-15 株式会社東芝 増幅器
US11646919B2 (en) * 2020-01-08 2023-05-09 Mediatek Singapore Pte. Ltd. IQ generator for mixer
US11581949B1 (en) * 2021-08-30 2023-02-14 Hewlett Packard Enterprise Development Lp Transition-based, nonlinear equalization for optical transmission

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1352822A (zh) * 1999-05-28 2002-06-05 富士通株式会社 预失真类型的失真补偿放大设备
CN1475043A (zh) * 2000-09-19 2004-02-11 科学技术振兴事业团 非线性失真补偿功率放大器

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61146004A (ja) 1984-12-20 1986-07-03 Nec Corp 線形化電力増幅装置
JP3139395B2 (ja) * 1996-11-19 2001-02-26 松下電器産業株式会社 送信装置
US6078216A (en) * 1998-03-31 2000-06-20 Spectrian Corporation Aliased wide band performance monitor for adjusting predistortion and vector modulator control parameters of RF amplifier
JP4183364B2 (ja) 1999-12-28 2008-11-19 富士通株式会社 歪補償装置
JP2001352219A (ja) * 2000-06-08 2001-12-21 Sony Corp 非線形歪補償装置
JP3590571B2 (ja) * 2000-08-30 2004-11-17 株式会社日立国際電気 歪補償装置
JP2002223171A (ja) 2001-01-29 2002-08-09 Fujitsu Ltd 歪補償係数を補正及び補間する非線形歪補償送信装置
US7035345B2 (en) * 2001-06-08 2006-04-25 Polyvalor S.E.C. Adaptive predistortion device and method using digital receiver
JP2003168931A (ja) * 2001-12-04 2003-06-13 Nec Corp 歪補償回路
JP2003188656A (ja) * 2001-12-21 2003-07-04 Nec Corp 歪補償回路
JP3823296B2 (ja) * 2002-05-17 2006-09-20 富士通株式会社 歪み補償機能を有する無線機
US7551905B2 (en) * 2002-05-31 2009-06-23 Fujitsu Limited Distortion compensation apparatus
WO2003103167A1 (ja) * 2002-05-31 2003-12-11 富士通株式会社 テーブル参照型プリディストータ
JP3796204B2 (ja) 2002-07-31 2006-07-12 松下電器産業株式会社 マルチキャリア送信信号のピーク抑圧方法およびピーク抑圧機能をもつマルチキャリア送信信号生成回路
JP4199185B2 (ja) * 2004-03-01 2008-12-17 パナソニック株式会社 送信装置及び無線通信装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1352822A (zh) * 1999-05-28 2002-06-05 富士通株式会社 预失真类型的失真补偿放大设备
CN1475043A (zh) * 2000-09-19 2004-02-11 科学技术振兴事业团 非线性失真补偿功率放大器

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Publication number Publication date
US20110064155A1 (en) 2011-03-17
JP2009290384A (ja) 2009-12-10
US8446980B2 (en) 2013-05-21
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JP5176692B2 (ja) 2013-04-03

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