CN102035478B - 一种适用于高速集成放大器的频率补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明属于集成放大器技术领域，具体为一种适用于高速集成放大器的频率补偿电路。该频率补偿电路由电阻负载的全差分主级放大器的同相输入输出端间插入可变增益的源极跟随器和一对补偿电容组成。该电路利用可控倍增的负密勒电容，在抵消CMOS晶体管源漏寄生电容C_gd所产生的正密勒电容效应的同时，对主级电路产生很小的负载效应，能够显著提高带宽。而且由于可以通过外部控制电压调节等效负密勒电容的大小，这种频率补偿技术还能消除电路在不同电源电压或者不同工作温度下可能发生的频率响应过冲，从而保证电路的频带恒定和工作稳定性。

Description

一种适用于高速集成放大器的频率补偿电路

技术领域

本发明属于集成放大器技术领域，具体涉及一种适用于高速集成放大器的频率补偿电路。

技术背景

随着信息技术的发展，对于信息数据的处理速度要求越来越高，而集成放大器是各种电路的最基础单元之一。例如，在通信系统中射频前端需要越来越高速的可变增益放大器，而在测量仪器中则要求检测放大器具有超宽带的特点。然而，CMOS工艺的截止频率f_T受到限制，版图寄生电容随着工作频率的升高起到越来越大的负面作用，通过负反馈扩展频带的传统方法以牺牲直流增益为代价，而应用片上电感则使芯片面积大大增加，这带来芯片成本的激增。因此各种频率补偿电路相继提出，其中中和电容的补偿技术具有低代价高性能的特点。但是由于本征增益的不断缩小，这种技术对于深亚微米工艺的CMOS电路效用降低，而且在主级放大器的输出端产生了负载效应，对于低功耗的放大器，频率补偿作用进一步减弱。因此，在避免使用片上电感的前提下，要实现集成放大器的带宽扩展是一个难题。最后，CMOS集成电路容易受到电源电压，工作温度以及工艺容差等影响，由于频率补偿电路往往通过谐振或者正反馈的办法，一旦电路参数发生偏差，电路容易振荡，因此另一个需要解决的问题则是如何保证集成放大器的带宽恒定，提高其稳定性。

发明内容

本发明的目的在于提供一种适用于高速集成放大器的低代价、高性能的频率补偿电路。

本发明提出的频率补偿电路主要基于“电容中和”的原理，由电阻负载的全差分主级放大器的同相输入输出端间插入可变增益的源极跟随器和补偿电容组成。

根据密勒效应，在主级放大器的输入端将看到由补偿电容形成的负电容。为完全抵消CMOS晶体管源漏寄生电容C_gd所产生的正密勒电容，补偿电容的大小增大，大小为C_gd的(1+|A_v|)/(|A_LP|-1)，其中A_v是主级放大器的增益，A_LP是主级放大器和源极跟随器的增益之积。本发明由于在主级电路的输出结点上附加的电容负载较小，电阻负载无穷大，因此补偿电路不影响原有主级电路的直流增益和高频特性。在此基础上，由于补偿了C_gd的密勒效应而使主级放大器的频带显著拓宽。不仅如此，补偿电容的倍增还带来多项好处，包括版图易匹配，对寄生电容的敏感度降低，后者对于高速放大器具有重要意义，可避免其发生振荡，提高其稳定性。而补偿电容的可控性消除电路在不同电源电压或者工作温度下可能发生的频率响应过冲，尤其是当本电路嵌入到其它电路模块中，可以方便地通过V_C被顶层电路控制，在不增加管脚的同时，进一步保证整个电路的频带恒定和工作稳定性。

本发明的适用于高速集成放大器的频率补偿电路，其中，源极跟随器的增益由工作在线性区的MOS管M_CS控制，使MOS管M_C1，M_C2形成的等效负密勒电容增大的倍数可控，当该放大器单独工作或者作为放大单元嵌入顶层电路时，可以通过V_C方便地控制频带的响应，使电路在不同电源电压或者工作温度下正反馈的量得到控制，使电路的带宽保持恒定，提高电路的稳定性。

本发明的频率补偿电路可以单独应用于需要高速放大器的设备中，如测量仪器，也可以作为辅助单元，应用于手机等通信电子类产品射频前端的部分电路模块。

附图说明

图1是本发明设计的带频率补偿的集成放大器电路图。

图2是集成放大器的频率响应图，包括频率补偿与未补偿两种情况比较。

图3是带有频率补偿电路的集成放大器随V_C变化的频率响应图。

具体实施方式

以下根据附图对本发明进行详细说明。

本发明设计的是适用于高速集成放大器的频率补偿电路，其基本应用图如图1所示。该频率补偿电路由主级放大器和频率补偿电路构成。其中，主级放大器为电阻负载的全差分放大器。电阻负载所带来的寄生电容相比有源负载较小，适于高频应用电路。频率补偿电路由可变增益的源极跟随器以及一对补偿电容组成。输入信号施加在主级放大器输入MOS管M₁、M₂的栅端，在漏端的负载电阻R₁、R₂上产生电压信号输出。MOS管M₃~M₆构成源极跟随器，MOS管M₃，M₄是源极跟随器的输入管，栅端分别连接在MOS管M₁，M₂的漏端。M₅，M₆是偏置MOS管。MOS管M_CS工作在线性区，接在MOS管M₃，M₄的源端，用以调节源极跟随器的增益。MOS管M_C1，M_C2的源漏连接，工作在截止区，栅源（漏）的寄生电容用作补偿电容。由于MOS管M_C1，M_C2两端为主级放大器的输入和源极跟随器的输出，为同相输入与输出，等效为负密勒电容，能够取消MOS管M₁，M₂栅漏寄生电容C_gd产生的密勒效应。在输入输出结点上，看到的电容负载由以下两个等式表示：

其中C_gs，C_gd分别是主级放大器输入管MOS管M1，M2的栅源和栅漏的寄生电容，C_sf是源极跟随器的M₃，M₄输入电容，C_L是主级放大器输出端的负载。A_C和A_LP分别是主级放大器的增益和由主级放大器以及源极跟随器合成的增益。现在为了抵消C_gd的作用，必须使得

由于1+|A_v|>>1-|A_LP|，因此C_C必须比C_gd大。理论值为

另一方面，MOS管M_CS用以调节源极跟随器的增益，使MOS管M_C1，M_C2等效形成的负密勒电容可变，用以适应不同的工作条件，使主级放大器带宽恒定，保证整个电路的稳定性。

图2 是集成放大器的频率响应，对比了未进行频率补偿和进行频率补偿后的电路特性。可以看到，频率补偿增加了-3dB带宽，大约为1.6倍。而直接使用电感谐振的方法，带宽提高倍数最优为1.84倍。尽管本电路在这方面略显劣势，但是在高增益级联系统中，由于减少了多个电感的使用，在芯片面积上占有绝对优势。另外，本电路还具备可调控的优点。最后，图2显示在电路经过频率补偿后，频率响应在达到最高点后增益下降很快，这符合各种频率补偿电路的典型特点，这也是-3dB提高倍数不高的原因，然而如果单独观察平带，可以看到，以平带误差0.3dB为标准，频带提高倍数为8倍左右，如果带宽要求是基于平带标准，则这一提高效应是非常明显的。

图3 是带有频率补偿电路的集成放大器随V_C变化的频率响应图。当V_C越小时，源极跟随器的增益越大，因而等效的负密勒电容越大，频率响应将有过冲。而当V_C较大时，实际上补偿电容形成正的密勒电容，相当于将频率补偿关闭。最后，通过V_C的调节可以找到源极跟随器增益的最优值。更重要的是，本电路是基本的放大单元，通常嵌入在其它需要高速放大器的电路模块中。V_C使得外部电路能够简便地控制放大单元的频率特性。

Claims (2)

1.一种适用于高速集成放大器的频率补偿电路，其特征在于该频率补偿电路由电阻负载的全差分主级放大器以及在其同相输入输出端间插入的可变增益源极跟随器和一对补偿电容组成；其中：

输入信号施加在主级放大器输入端：分别为第一MOS管（M₁）、第二MOS管（M₂）的栅端，分别在第一MOS管（M₁）、第二MOS管（M₂）漏端的第一负载电阻（R₁）、第二负载电阻（R₂）上产生电压信号输出；第三~第六MOS管（M₃~M₆）构成源极跟随器，其中，第三MOS管（M₃）、第四MOS管（M₄）是源极跟随器的输入管，它们的栅端分别连接在第一MOS管（M₁）、第二MOS管（M₂）的漏端；第五MOS管（M₅）、第六MOS管（M₆）是偏置MOS管；第七MOS管（M_CS）工作在线性区，接在第三MOS管（M₃）、第四MOS管（M₄）的源端，用以调节源极跟随器的增益；第八MOS管（M_C1）、第九MOS管（M_C2）的源漏连接，工作在截止区，栅源的寄生电容用作补偿电容；第八MOS管（M_C1）、第九MOS管（M_C2）两端分别为主级放大器的输入和源极跟随器的输出，为同相输入与输出，等效为负密勒电容。

2.根据权利要求1所述的适用于高速集成放大器的频率补偿电路，其特征在于：第八MOS管（M_C1）、第九MOS管（M_C2）的栅源电容是C_gd的(1+|A_v|)/(|A_LP|-1)倍，其中A_v是主级放大器的增益，A_LP是主级放大器和源极跟随器的增益之积，C_gd是晶体管源漏寄生电容。

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