CN102035421A - 控制装置及控制方法以及程序 - Google Patents

Abstract

本发明涉及控制装置及控制方法以及程序。微调控制器13针对各模块16-1～16-3计算出作为脉宽调制信号的脉冲相位变化量的相位操作量和作为脉宽变化量的幅值操作量使得从各模块16-1～16-3中输出的电流相等。波形整形器14-1～14-3的各波形整形器根据表示总线电压为正电压还是负电压的正负符号信息、以及由微调控制器13提供的相位操作量和幅值操作量，使作为门极脉冲的脉宽调制信号的脉冲宽度伸缩。本发明能够应用于电源装置中。利用本发明，即使元件存在不平衡也能以较简单的结构消除电流的不平衡，不需要人工调整。

Description

控制装置及控制方法以及程序

技术领域

本发明涉及一控制装置及控制方法以及程序。

背景技术

如图19所示，为了增大容量，目前采用在不间断电源(UPS)单元内堆积相同容量的模块的方式。图19所示的UPS单元由以检测出的输出电压为基础来控制电压的电压控制器201、生成以正弦波进行调制的脉宽调制(PWM)信号的PWM调制器202、根据作为脉宽调制信号的门极脉冲输入来自电池203的直流电源以提供交流电源的模块204-1～204-3、以及检测由通过总线并联连接的模块204-1～204-3提供的交流电源的电压的电压检测器205所构成。来自模块204-1～204-3的交流电源被提供给负载206。

图20为表示模块204-1～204-3结构的框图。模块204-1～204-3分别由驱动器211、上侧开关212、下侧开关213、滤波电感器214以及滤波电容器215所构成。驱动器211放大作为脉宽调制信号的门极脉冲，并提供给上侧开关212和下侧开关213。当上侧开关212被来自驱动器211的脉宽调制信号关断时，输出正电压。当下侧开关213被来自驱动器211的脉宽调制信号关断时，输出负电压。滤波电感器214和滤波电容器215从由上侧开关212和下侧开关213输出的电源中除去高阶频率成分。

另外，还有如下技术(例如参照专利文献1)：其设有第一和第二调制波输入单元、将第一同步输入信号和第一载波控制为具有规定相位差的第一载波相位控制单元、将以第一载波为基础生成的第二同步输入信号和第二载波控制为具有规定相位差的第二载波相位控制单元、以及输出第一和第二PWM信号的单元(输出第一和第二PWM信号的单元由载波选择单元、调制波选择单元以及第一和第二比较单元构成)，能够通过比较第一载波和第一调制波来得到第一PWM信号，能够通过改变第一和第二载波、以及第一和第二调制波的组合的比较来得到第二PWM信号。

并且，还有如下技术(例如参照专利文献2)：通过第一和第二电流检测器以及减法器，经过电抗器求出在第一和第二单位逆变器电路之间流过的不平衡电流，电压校正电路根据该不平衡电流校正从外部输入的电压指令信号并输出第一和第二电压指令信号，第一和第二PWM调制电路分别根据上述第一和第二电压指令信号对第一和第二单位逆变器电路的输出进行PWM控制。

并且，还有如下技术(例如参照专利文献3)：将偏差信号发生器的输出加到正弦波设定电压和载波信号之间的比较点上，该偏差信号发生器输出与正弦波设定电压和输出电压之间的偏差成比例的电压。

在先技术文献

专利文献1：日本特开平9-233824号公报

专利文献2：日本特开平5-336754号公报

专利文献3：日本特开平4-217872号公报

本发明要解决的问题

然而，唯一的共用脉宽调制信号被提供给全部模块204-1～204-3，因此当设在模块204-1～204-3各自内部中的滤波电感器214、滤波电容器215等的电路常数值根据各模块204-1～204-3稍有不同时，就导致从模块204-1～204-3中输出的电流值存在不平衡。

因此，第一，可做如下考虑：严格选择电路元件，减小模块204-1～204-3之间的电路常数的不平衡，其结果将减小各模块的电流不平衡。然而，元件的严格甄选费事且耗成本。

第二，还可以考虑在校正阶段通过进行微调取得平衡。但是，在该方法中，不管校正是自动还是手动都很费事。另外，由于年久老化等，在长期间内平衡将被破坏。

第三，还考虑到什么都不做的情况。即在这种情况下，将不平衡考虑到规格之中。

第四，还可考虑如图21所示情况：由微调控制器221、PWM调制器222-1～222-3、模块224-1～224-3、电流检测器225-1～225-3、以及电压检测器226构成UPS单元，向负载227提供交流电源。在这种情况下，PWM调制器222-1～222-3分别设在各模块224-1～224-3中，作为基于PWM调制器222-1～222-3的各自的脉宽调制信号的门极脉冲分别分配给模块224-1～224-3，在各模块224-1～224-3中独立地操作调制波(正弦波)的相位和幅值。微调控制器221根据由通过总线并联连接的电压检测器226检测到的输出电压(总线的共用电压)和由电流检测器225-1～225-3分别检测到的模块224-1～224-3各自的输出电流，为各模块224-1～224-3中操作脉宽调制信号的相位和幅值使得有功功率和无功功率平衡。然而，该方式有悖于“共用脉冲”的设计思想，已属于其它类别(每个单元的并联运行系)。

由此，若想要减小输出电流的不平衡，需要分别为多个模块中的每一个生成多个脉宽调制信号等极为复杂的结构或要求人工调整、元件的甄别。

发明内容

因此，本发明的目的在于解决上述问题，即提供一种控制装置及控制方法、以及程序，其能够将一个脉宽调制信号为多个模块的每一个直接进行整形，即使元件中有不平衡也以较简单的结构消除电流的不平衡，从而无需人工调整。

用于解决问题的手段

为了解决上述问题，本发明的控制装置的一个方面是一种控制装置，对输入直流电源而提供交流电源的被并联连接的多个模块进行控制，该控制装置包括：信号生成单元，其生成用于驱动多个模块的脉宽调制信号；计算单元，根据从各模块输出的电流和从并联连接的多个模块输出的电压，针对各模块计算表示脉宽调制信号的脉冲相位变化量的相位操作量和表示脉宽调制信号的脉冲宽度变化量的幅值操作量，使得从各模块输出的电流相等；以及多个信号宽度伸缩单元，通过根据相位操作量和幅值操作量使脉宽调制信号的上升或者下降沿延迟，使提供给各个模块的各个脉宽调制信号的脉冲宽度伸缩。

另外，本发明的控制装置的一个方面是在除了上述结构之外，计算单元根据从各模块中输出的电流、由并联连接的多个模块中输出的电压、以及多个模块中的每一个所需负担的有功功率和无功功率计算相位操作量和幅值操作量。

并且，本发明的控制装置的一个方面是除了上述结构之外，信号生成单元生成由用于控制交流电源的正电压输出的第一信号和用于控制交流电源的负电压输出的第二信号构成的脉宽调制信号，信号宽度伸缩单元通过单独地延迟第一信号以及第二信号的上升或者下降沿，使提供给各个模块的各个脉宽调制信号的脉冲宽度伸缩。

并且另外，本发明的控制装置的一个方面是除了上述结构之外，还具备：多个电流检测单元，其检测从各个模块中输出的各个电流；以及电压检测单元，其检测从并联连接的模块中输出的电压。

另外，本发明的控制方法的一个方面是一种对输入直流电源而提供交流电源的并联连接的多个模块进行控制的控制装置的控制方法，该控制装置具备信号生成单元、计算单元和多个信号宽度伸缩单元，该控制方法包括：信号生成步骤，通过信号生成单元生成用于驱动多个模块的脉宽调制信号；计算步骤，通过计算单元根据从各模块输出的电流和由并联连接的多个模块输出的电压，针对各模块计算表示脉宽调制信号的脉冲相位变化量的相位操作量和表示脉宽调制信号的脉冲宽度变化量的幅值操作量，使得从各模块中输出的电流相等；以及信号宽度伸缩步骤，通过多个信号宽度伸缩单元根据相位操作量和幅值操作量使脉宽调制信号的上升或者下降沿延迟，使提供给各模块的各个脉宽调制信号的脉冲宽度伸缩。

并且，本发明的程序的一个方面是一种程序，在对输入直流电源而提供交流电源的并联连接的多个模块进行控制的计算机中进行包括如下步骤的处理：信号生成步骤，生成用于驱动多个模块的脉宽调制信号；计算步骤，根据从各模块输出的电流和从并联连接的多个模块输出的电压，针对各个模块计算表示脉宽调制信号的脉冲相位变化量的相位操作量和表示脉宽调制信号的脉冲宽度变化量的幅值操作量，使得从各模块输出的电流相等；以及信号宽度伸缩步骤，通过根据相位操作量和幅值操作量使脉宽调制信号的上升或者下降沿延迟，使提供给各模块的各个脉宽调制信号的脉冲宽度伸缩。

本发明的有益效果

根据本发明的一个方面，能够提供一种控制装置及控制方法以及程序，即使元件中有不平衡也能够以较简单的结构消除电流的不平衡，无需人工调整。

附图说明

附图中：

图1为表示本发明的一个实施方式中的电源装置的结构图；

图2为说明波形整形器14的动作的图；

图3为表示微调控制器13的结构的框图；

图4为表示PQ区块31-1～31-3以及PQ区块34的结构的框图；

图5为表示波形整形器14的结构的框图；

图6为表示移相器71的结构的框图；

图7为说明多谐振荡器92的输出脉冲的图；

图8为表示脉冲伸缩器77的结构的框图；

图9为说明基于脉冲伸缩器77的脉宽调制信号的脉宽伸缩的图；

图10为表示仿真结果的图；

图11为表示仿真结果的图；

图12为表示仿真结果的图；

图13为表示仿真结果的图；

图14为表示仿真结果的图；

图15为表示仿真结果的图；

图16为表示仿真结果的图；

图17为表示仿真结果的图；

图18为表示计算机硬件的结构示例的框图；

图19为表示现有UPS结构的图；

图20为表示模块204-1～204-3的结构的框图；

图21为表示现有UPS的其它结构的图。

附图标记说明

11：电压控制器；12：PWM调制器；13：微调控制器；14-1～14-3以及14：波形整形器；15：电池；16-1～16-3以及16：模块；17-1～17-3：电流检测器；18：电压检测器；19：比较器；31-1～31-3：PQ区块；32：加法器；33：乘法器；34：PQ区块；35-1～35-3：减法器；36-1～36-3：减法器；37-1～37-3：PI补偿器；38-1～38-3：PI补偿器；51：延迟电路；52：乘法器；53：乘法器；54：低通滤波器；55：低通滤波器；71：移相器；72：补码运算器；73：选择器；74：补码运算器；75：选择器；76：加法器；77：脉冲伸缩器；91：寄存器；92：多谐振荡器；93：逻辑非(NOT)电路；94：多谐振荡器；95：逻辑非电路；96：逻辑非电路；97：逻辑非电路；98：逻辑和(AND)电路；99：逻辑和电路；100：逻辑或(OR)电路；121：符号检查电路；122：补码运算器；123：选择器；124：选择器；125：逻辑非电路；126：多谐振荡器；127：逻辑或电路；128：逻辑非电路；129：选择器；130：多谐振荡器；131：逻辑非电路；132：逻辑和电路；133：逻辑非电路；134：选择器；135：选择器。

具体实施方式

下面参照图1～图9说明本发明的一个实施方式中的电源装置。

图1为本发明的一个实施方式中的电源装置的结构图。在图1所示的电源装置中，在使用一个脉宽调制信号这一点上还保留“共用门极脉冲”的思想，一个PWM调制器生成由多个模块使用的一个脉宽调制信号，在其基础上结合多个模块中的每一个使脉宽调制信号本身被整形。

图1所示的电源装置由电压控制器11、PWM调制器12、微调控制器13、波形整形器14-1～14-3、电池15、模块16-1～16-3、电流检测器17-1～17-3、电压检测器18、以及比较器19所构成，向负载20提供交流电源。在此，电压控制器11、PWM调制器12、微调控制器13、以及波形整形器14-1～14-3能够设为外置的控制器。

电压控制器11以由电压检测器18提供的、作为通过总线并联连接的模块16-1～16-3输出电压的共用电压的瞬时值(以下称作总线电压vo。)的表示信号为基础，将指示输出电压的信号提供给PWM调制器12。PWM调制器12根据来自电压控制器11的指示，生成以正弦波调制的脉宽调制信号，将脉宽调制信号提供给波形整形器14-1～14-3。此外，PWM调制器12生成由用于控制正电压输出的驱动脉冲U和用于控制负电压输出的驱动脉冲L所构成的脉宽调制信号。

微调控制器13以由电压检测器18提供的表示总线电压vo的信号、以及由电流检测器17-1～17-3分别提供的表示从模块16-1～16-3分别输出的电流(各模块16-1～16-3的电流瞬时值)的信号为基础，计算出各模块16-1～16-3所需负担的有功功率和无功功率。并且，微调控制器13针对模块16-1～16-3的各个模块计算出脉宽调制信号的脉冲相位变化量(以下还称作相位操作量)和脉宽调制信号的脉冲宽度变化量(以下还称作幅值操作量)。微调控制器13将计算出的表示幅值操作量的幅值数据以及表示相位操作量的相位数据分别提供给波形整形器14-1～14-3。在此，幅值数据和相位数据由以2为补码的带符号的二进制数表示。

下面将从模块16-1输出的电流的瞬时值称作输出电流i1，从模块16-2输出的电流的瞬时值称作输出电流i2，从模块16-3输出的电流的瞬时值称作输出电流i3。

波形整形器14-1～14-3分别通过由比较器19提供的正负符号信息，即表示总线电压vo为正电压还是负电压的正负符号信息、以及由微调控制器13提供的幅值数据和相位数据，使作为门极脉冲的脉宽调制信号的脉冲宽度伸缩。即，波形整形器14-1根据表示幅值操作量的幅值数据和表示相位操作量的相位数据，通过使脉宽调制信号的上升或者下降沿延迟，使提供给模块16-1的脉宽调制信号的脉冲宽度伸缩。波形整形器14-2根据表示幅值操作量的幅值数据和表示相位操作量的相位数据，通过使脉宽调制信号的上升或者下降沿延迟，使提供给模块16-2的脉宽调制信号的脉冲宽度伸缩。波形整形器14-3根据表示幅值操作量的幅值数据和表示相位操作量的相位数据，通过使脉宽调制信号的上升或者下降沿延迟，使提供给模块16-3的脉宽调制信号的脉冲宽度伸缩。

模块16-1～16-3中的每一个将通过波形整形器14-1～14-3分别进行伸缩的脉宽调制信号作为门极脉冲，输入来自电池15的直流电源并将交流电源提供给总线。模块16-1～16-3通过总线并联连接。电流检测器17-1～17-3分别检测输出电流i1、输出电流i2以及输出电流i3，将表示所检测到的电流的信号提供给微调控制器13。电压检测器18检测总线电压vo，将表示所检测到的电压的信号提供给电压控制器11、微调控制器13以及比较器19。比较器19比较总线电压vo和0V基准值，判定总线电压vo为正电压还是负电压，将表示判定结果的正负符号信息提供给波形整形器14-1～14-3。

由此，通过经整形的脉宽调制信号来调整模块16-1～16-3的桥电压，使电流得到平衡。

此外，模块16-1～16-3能够设为单相半桥、单相全桥、三相桥或者多相桥等。

下面在不需要单独区分波形整形器14-1～14-3的情况下，简单称作波形整形器14。另外，下面在不需要单独区分模块16-1～16-3的情况下，简单称作模块16。

下面以模块16为三个的情况为例进行说明，但是也可以设置N个的模块16。

在此，参照图2说明波形整形器14的动作的数学原理。

为了平衡由各模块16输出的电流，必须对各模块16输出的电压的相位和幅值进行微调。在此，由各模块16输出的电压为PWM脉冲的调制波。

即，相对于某一个模块16的基准正弦波电压v(t)＝sinω₀t，想要只使用v(t)作出信号v’(t)＝(1+δ)sin(ω₀t+θ)，该信号的相位偏离θ[rad]而幅值仅仅偏离δ。但是，ω₀为商用角频率，且|θ|、|δ|＜＜1。图2(A)表示基准正弦波电压v(t)，图2(D)的虚线表示信号v’(t)。此外，在图2中，幅值设为1。

对信号v’(t)，如下进行近似。

[数学式1]

$v^{\′}\left(t\right)=(1+\mathrm{\δ})\sin ({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\θ})$

$=(1+\mathrm{\δ})(\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t\cos \mathrm{\θ}+\cos {\mathrm{\ω}}_{0}t\sin \mathrm{\θ})$

$\≅\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\δ}\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\θ}\cos {\mathrm{\ω}}_{0}t$

$=\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\δ}\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t-\mathrm{\θ}\sin ({\mathrm{\ω}}_{0}t-\mathrm{\π}/2)$

$=v\left(t\right)+\mathrm{\δv}\left(t\right)-\mathrm{\θv}(t-T_0/4)\·\·\·\left(1\right)$

在此，T₀：＝2π/ω₀[sec]为正弦波的周期。由此，如式(1)那样，信号v’(t)仅由基准正弦波电压v(t)及其延迟1/4周期的波形v(t-T₀/4)表示。但是，在式(1)所示的近似中，需要基准正弦波电压v(t)这一正弦波的瞬时值，因此实现非常麻烦。

因此，关注|θ|、|δ|＜＜1。即，如式(2)所示，正弦波v(t)替换为矩形波[数学式2]。

[数学式2]

$\stackrel{\‾}{v}\left(t\right)$

[数学式3]

$\stackrel{\‾}{v}\left(t\right):=\frac{\mathrm{\π}}{4}\mathrm{sgn}\left[v\left(t\right)\right]=\frac{\mathrm{\π}}{4}\mathrm{sgn}\left[\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t\right]\·\·\·\left(2\right)$

取-1和+1的矩形波的基波幅值为4/π，系数π/4用于抵消该基波部分，不涉及讨论的本质。

当使用式(2)时，式(1)能够进一步近似为式(3)。

[数学式4]

$v^{\′}\left(t\right)\≅v\left(t\right)+[\mathrm{\δ}\stackrel{\‾}{v}\left(t\right)-\mathrm{\θ}\stackrel{\‾}{v}(t-T_0/4)]\·\·\·\left(3\right)$

式(3)的第2项[数学式5]由图2(B)表示，第3项[数学式6]由图2(C)表示。式(3)所示近似信号v’(t)是正弦波和矩形波之和，因此如图2(D)的实线所示，变成有跳变(有不连续点)的波形。但是，由于|θ|、|δ|＜＜1，因此信号v’(t)可以说几乎为正弦波。在图2中，为了进行说明，与现实的情况相比被赋予的值偏大θ＝0.1、δ＝0.1，实际的“跳变”(不连续的变化量)是微小的。

[数学式5]

$\mathrm{\δ}\stackrel{\‾}{v}\left(t\right)$

[数学式6]

$\mathrm{\θ}\stackrel{\‾}{v}(t-T_0/4)$

式(3)中的右边第1项v(t)表示被原始调制波调制的脉宽调制信号，右边的[数学式7]表示脉宽调制信号的伸缩宽度。式(3)的矩形波[数学式2]为输出电压通过比较器取0和1中的任意一个值的1bit的信号。[数学式8]仅是将矩形波[数学式2]延迟1/4周期。

[数学式7]

$[\mathrm{\δ}\stackrel{\‾}{v}\left(t\right)-\mathrm{\θ}\stackrel{\‾}{v}(t-T_0/4)]$

[数学式8]

$\stackrel{\‾}{v}(t-T_0/4)$

信号v’(t)为1bit信号，因此通过逻辑电路组合成计数器、多谐振荡器等就能够容易地生成。

由此，波形整形器14能够仅由简单的逻辑电路构成。

接着，详细说明微调控制器13和波形整形器14的结构。

图3是表示微调控制器13的结构的框图。微调控制器13一般根据已知为PQ控制的控制来控制有功功率和无功功率。微调控制器13由PQ区块31-1～31-3、加法器32、乘法器33、PQ区块34、减法器35-1～35-3、减法器36-1、36-3、PI补偿器37-1～37-3以及PI补偿器38-1～38-3构成。

PQ区块31-1～31-3分别根据总线电压vo和输出电流i1～i3计算出模块16-1～16-3各自的有功功率P1～P3以及无功功率Q1～Q3。PQ区块31-1～31-3分别将表示有功功率P1～P3的各个信号提供给减法器35-1～35-3中的各自相应的减法器，将表示无功功率Q1～Q3的各个信号提供给减法器36-1～36-3中的各自相应的减法器。

加法器32将输出电流i1、输出电流i2以及输出电流i3进行累加，求出输出电流i1～i3的总和即i1+i2+i3，将表示总和值的信号提供给乘法器33。乘法器33将输出电流i1～i3的总和(i1+i2+i3)乘以1/3，求出模块16-1～16-3各自应负担的电流(i1+i2+i3)/3，将表示其值的信号提供给PQ区块34。PQ区块34从(i1+i2+i3)/3和总线电压vo计算出模块16-1～16-3各自应负担的负载功率、即有功功率Pref和无功功率Qref。PQ区块34将表示有功功率Pref的信号提供给减法器35-1～35-3中的各自相应的减法器，将表示无功功率Qref的信号提供给减法器36-1～36-3中的各相应减法器。

减法器35-1～35-3分别从有功功率Pref中减去有功功率P1～P3中的各自对应的功率，将表示其结果的信号提供给PI补偿器37-1～37-3中的各自相应的PI补偿器。减法器36-1～36-3分别从无功功率Qref中减去无功功率Q1～Q3中的各自对应的功率，将表示其结果的信号提供给PI补偿器38-1～38-3中的各自相应的PI补偿器。

PI补偿器37-1～37-3分别为所谓的比例积分补偿器，根据有功功率Pref和有功功率P1～P3各个的差分，生成模块16-1～16-3各自的相位操作量θ1～θ3。PI补偿器38-1～38-3分别为所谓的比例积分补偿器，根据无功功率Qref和无功功率Q1～Q3各个的差分，生成模块16-1～16-3各自的幅值操作量δ1～δ3。

即，微调控制器13根据总线电压vo和输出电流i1、输出电流i2以及输出电流i3，通过PQ区块31-1～31-3计算出模块16-1～16-3各自的有功功率P1、P2和P3、以及无功功率Q1、Q2和Q3。另一方面，微调控制器13计算模块16-1～16-3各自应负担的电流(i1+i2+i3)/3(在此，一般如果模块16为N个，则把电流总和变为其1/N)，计算有功功率Pref和无功功率Qref。有功功率Pref和无功功率Qref意味着一个模块16应该负担的负载功率。而且，通过PI补偿器37-1～37-3求出模块16-1～16-3各自的相位操作量θ1～θ3，使得有功功率P1、P2以及P3整合到有功功率Pref中。同时，通过PI补偿器38-1～38-3求出模块16-1～16-3各自的幅值操作量δ1～δ3，使得无功功率Q1、Q2以及Q3整合到无功功率Qref中。

图4是表示PQ区块31-1～31-3以及PQ区块34的结构的框图。在图4的说明中，输出电流i1、输出电流i2、输出电流i3以及电流(i1+i2+i3)/3中的任意一个都简单称作输出电流。

PQ区块31-1～31-3以及PQ区块34分别由延迟电路51、乘法器52、乘法器53、低通滤波器(LPF)54、以及低通滤波器(LPF)55构成。延迟电路51将总线电压vo的相位延迟90度，将延迟的总线电压vo(余弦波的负数)提供给乘法器53。乘法器52将总线电压vo和输出电流进行相乘，求出有功功率P的瞬时值，并提供给低通滤波器54。低通滤波器54使包括在有功功率P的瞬时值中的、基波(商用频率)的2倍波充分衰减而输出有功功率P。另外，乘法器53将相位延迟90度的总线电压vo和输出电流进行相乘，求出无功功率Q的瞬时值，并提供给低通滤波器55。低通滤波器55使包括在无功功率Q的瞬时值中的、基波(商用频率)的2倍波充分衰减而输出无功功率Q。

由此，PQ区块31-1～31-3以及PQ区块34根据总线电压vo和输出电流(电压瞬时值和电流瞬时值)检测有功功率P和无功功率Q。

PQ区块31-1～31-3以及PQ区块34还能够使用运算放大器、模拟乘法器等来实现，还能够通过将处理程序化并装入DSP：数字信号处理器)等中来实现。

接着，参照图5～图9来说明波形整形器14的结构。在图5～图8中，由实线表示的信号线表示传输1比特(bit)的信号的信号线，由轮廓线表示的信号线表示传输以2为补码的带符号2进制信号的数据总线。

图5是表示波形整形器14的结构的框图。波形整形器14由移相器71、补码运算器72、选择器73、补码运算器74、选择器75、加法器76以及脉冲伸缩器77构成。

作为脉宽调制信号的驱动脉冲U和驱动脉冲L提供给脉冲伸缩器77，相位操作量θ提供给补码运算器72和选择器73，幅值操作量δ提供给补码运算器74和选择器75，正负符号信息提供给移相器71和选择器73。

移相器71使所输入的正负符号信息仅延迟商用频率的1/4周期，延迟的正负符号信息提供给选择器73。

图6是表示移相器71的结构的框图。移相器71由寄存器91、多谐振荡器92、逻辑非电路93、多谐振荡器94、逻辑非电路95、逻辑非电路96、逻辑非电路97、逻辑和电路98、逻辑和电路99、以及逻辑或电路100构成。

寄存器91保存表示与商用频率的1/4周期相当的期间的数据，将该数据提供给多谐振荡器92和多谐振荡器94。为了使电源装置均可用于50Hz的商用频率和60Hz的商用频率，寄存器91保存与1/55Hz相当的值(以时钟单位计数的值)。多谐振荡器92为可变单稳(one shot)多谐振荡器，如图7所示，从图7上侧所示的正负符号信息的上升沿，输出如图7下侧所示以由寄存器91提供的数据所表示的具有商用频率的1/4周期的宽度的输出脉冲。即，当多谐振荡器92检测出正负符号信息的上升沿时，输出脉冲上升并且获取由寄存器91提供的数据，之后当经过以获取的数据所表示的商用频率的1/4周期时，输出脉冲下降，等待下一个正负符号信息的上升。多谐振荡器92将输出脉冲提供给逻辑非电路95。多谐振荡器92能够由计数器组合来实现。多谐振荡器94以及以下所示的多谐振荡器都与多谐振荡器92相同。

逻辑非电路93使正负符号信息反转，并提供给多谐振荡器94。多谐振荡器94与多谐振荡器92相同，也是可变单稳多谐振荡器，根据反转的正负符号信息的上升沿，输出以由寄存器91提供的数据所表示的具有商用频率的1/4周期的宽度的输出脉冲。多谐振荡器94将输出脉冲提供给逻辑非电路97和逻辑和电路99。

逻辑非电路95使多谐振荡器92的输出脉冲反转，并提供给逻辑和电路98和逻辑和电路99。逻辑非电路96使正负符号信息反转，并提供给逻辑和电路99。逻辑非电路97使多谐振荡器94的输出脉冲反转，并提供给逻辑和电路98。

逻辑和电路98计算正负符号信息、经反转的多谐振荡器92的输出脉冲和经反转的多谐振荡器94的输出脉冲之间的逻辑积，将其结果提供给逻辑或电路100。逻辑和电路99计算反转的正负符号信息、经反转的多谐振荡器92的输出脉冲和多谐振荡器94的输出脉冲之间的逻辑积，将其结果提供给逻辑或电路100。逻辑或电路100计算来自逻辑和电路98的输出和来自逻辑和电路99的输出之间的逻辑和，并作为移相器71的输出将其结果提供给选择器73。

返回到图5，补码运算器72计算相位操作量θ的负数。即，补码运算器72通过使相位操作量θ的全部比特位反转并加1，计算相位操作量θ的2的补码、即相位操作量θ的相反数。补码运算器72将计算结果提供给选择器73。选择器73将相位操作量θ和负的相位操作量θ(由补码运算器72计算的相位操作量θ的相反数)中由移相器71提供的输出作为选择信号，在选择信号为0的情况下，将相位操作量θ输出到加法器76中，在选择信号为1的情况下，将负的相位操作量θ输出到加法器76中。

补码运算器74计算幅值操作量δ的负数。即，补码运算器74通过使幅值操作量δ的全部比特位反转并加1，计算幅值操作量δ的2的补码、即幅值操作量δ的相反数。补码运算器74将计算结果提供给选择器75。选择器75将幅值操作量δ和负的幅值操作量δ(由补码运算器74计算的幅值操作量δ的相反数)中的正负符号信息作为选择信号，在选择信号为0的情况下，将负的幅值操作量δ输出到加法器76中，在选择信号为1的情况下，将幅值操作量δ输出到加法器76中。

加法器76计算选择器73的输出和选择器75的输出之和，并作为表示脉宽的宽度信号提供给脉冲伸缩器77。

脉冲伸缩器77根据由相位操作量θ、幅值操作量δ以及正负符号信息求出的表示脉宽的宽度信号，使由PWM调制器12提供的被正弦波调制的脉宽调制信号的脉宽伸缩。更详细地说，脉冲伸缩器77通过单独地延迟驱动脉冲U和驱动脉冲L的上升沿或者下降沿，使脉宽调制信号的脉宽伸缩。

图8是表示脉冲伸缩器77的结构的框图。脉冲伸缩器77由符号检查电路121、补码运算器122、选择器123、选择器124、逻辑非电路125、多谐振荡器126、逻辑或电路127、逻辑非电路128、选择器129、多谐振荡器130、逻辑非电路131、逻辑和电路132、逻辑非电路133、选择器134以及选择器135构成。

作为脉宽调制信号的驱动脉冲U和驱动脉冲L提供给选择器124和选择器129，宽度信号提供给符号检查电路121、补码运算器122以及选择器123。

符号检查电路121检查宽度信号的符号、即检查宽度信号为正还是负。具体地说，符号检查电路121抽取宽度信号的最高位比特来判定符号，如果宽度信号为正则将0信号提供给选择器123、选择器124、逻辑非电路128、逻辑非电路133以及选择器134，如果宽度信号为负则提供1信号。补码运算器122计算宽度信号的负数。即，补码运算器74通过使宽度信号的全部比特位反转并加1，计算宽度信号的2的补码、即宽度信号的相反数。补码运算器74将负的宽度信号提供给选择器123。选择器123以来自符号检查电路121的信号为选择信号，在选择信号为0的情况下，将宽度信号输出到多谐振荡器126和多谐振荡器130，在选择信号为1的情况下，将负的宽度信号输出到多谐振荡器126和多谐振荡器130。

选择器124将来自符号检查电路121的信号作为选择信号，在选择信号为0的情况下，将驱动脉冲U输出到逻辑非电路125和逻辑或电路127，在选择信号为1的情况下，将驱动脉冲L输出到逻辑非电路125和逻辑或电路127。逻辑非电路125使来自选择器124的输出反转，并提供给多谐振荡器126。多谐振荡器126为可变单稳多谐振荡器，根据反转的选择器124的输出的上升沿，输出具有以由选择器123提供的数据所表示的宽度的输出脉冲。多谐振荡器126将输出脉冲提供给逻辑或电路127。逻辑或电路127计算来自多谐振荡器126的输出脉冲和来自选择器124的输出之间的逻辑和，将运算结果提供给选择器134和选择器135。

逻辑非电路128使来自符号检查电路121的信号反转，并提供给选择器129。选择器129将来自逻辑非电路128的信号做为选择信号，在选择信号为0的情况下，将驱动脉冲U输出到多谐振荡器130和逻辑和电路132，在选择信号为1的情况下，将驱动脉冲L输出到多谐振荡器130和逻辑和电路132。

多谐振荡器130为可变单稳多谐振荡器，根据选择器129的输出的上升沿输出具有由选择器123提供的数据所示的宽度的输出脉冲。多谐振荡器130将输出脉冲提供给逻辑非电路131。逻辑非电路131使来自多谐振荡器130的信号反转，并提供给逻辑和电路132。逻辑和电路132运算通过逻辑非电路131反转的来自多谐振荡器130的信号和来自选择器129的输出之间的逻辑积，将运算结果提供给选择器134和选择器135。

逻辑非电路133使来自符号检查电路121的信号反转，并提供给选择器135。

选择器134将来自符号检查电路121的信号作为选择信号，在选择信号为0的情况下，将来自逻辑或电路127的输出作为驱动脉冲U输出，在选择信号为1的情况下，将来自逻辑和电路132的输出作为驱动脉冲U输出。选择器135将逻辑非电路133反转的来自符号检查电路121的信号作为选择信号，在选择信号为0的情况下，将来自逻辑或电路127的输出作为驱动脉冲输出，在选择信号为1的情况下，将来自逻辑和电路132的输出作为驱动脉冲L输出。

图9是说明基于脉冲伸缩器77的脉宽调制信号的脉宽伸缩的图。图9(A)表示由PWM调制器12输出的脉宽调制信号，图9(B)表示增加占空比(加大脉宽)的情况下的脉宽调制信号，图9(C)表示减少占空比(减小脉宽)的情况下的脉宽调制信号。

针对设在模块16中的用于输出正电压的上侧开关(upper switch)的驱动脉冲U和针对设在模块16中的用于输出负电压的下侧开关(lower switch)的驱动脉冲L基本上是反转信号，但是具有用于防止上侧开关和下侧开关同时导通的死区时间Td。现在，如果想增加如图9(A)所示的由PWM调制器12输出的脉宽调制信号的脉冲占空比，则如图9(B)所示，延迟驱动脉冲U的下降、延迟驱动脉冲L的上升即可。

相反地，如果想减少由PWM调制器12输出的脉宽调制信号的脉冲占空比，则如图9(C)所示，延迟驱动脉冲的上升、延迟驱动脉冲L的下降即可。

实际上，如参照图8所进行的说明，宽度信号的符号由符号检查电路121抽取，通过选择器123来选择脉冲伸长还是缩小，通过多谐振荡器126和多谐振荡器130来伸缩脉冲。

此外，微调控制器13和波形整形器14也可以由TTL(晶体管-晶体管逻辑)、CMOS(互补金属氧化物半导体)、BiCMOS(双互补金属氧化物半导体)系列等通用逻辑IC(集成电路)来实现，也可以用VHDL((VHSIC(very high speed integrated circuits：超高速集成电路)硬件描述语言)、VerilogHDL、SystemC等硬件描述语言来描述逻辑，由PLD(可编程逻辑器件)或者FPGA(现场可编程门阵列)等、ASIC(专用集成电路)来实现。

接着，参照图10～图17说明使用三个10kVA的模块的三相逆变器系统中的仿真结果。在该仿真中，为了更好地看到结果，将滤波电感器的不平衡设为30％左右。

图10是表示示出有功功率的曲线的图。图11是表示示出无功功率的曲线的图。在图10和图11所示的情况下，在时刻t＝1.0[sec]微调控制有效。在时刻t＝1.0[sec]以后，可知有功功率和无功功率的不平衡得到解除。

图12是表示示出现有的U相的三个模块的电流波形的曲线的图。图13是表示示出本实施方式的三相电源装置的U相的三个模块的电流波形的曲线的图。在本实施方式的电源装置中，波形多少有失真，但是在基于基波的情况中不平衡消失。

图14是表示示出U相的输出电流的RMS值的曲线的图。图15是表示示出横向电流的RMS值的曲线的图。在图14和图15所示的情况下，在时刻t＝1.0[sec]时有效进行微调控制。横向电流例如定义为1号机的横向电流的RMS值＝1号机电流-负载电流/3。横向电流中包括高频，因此RMS值不会完全变成0。当用输出电流的RMS值比较时，由于是基于基波进行，因此不平衡完全消失。

图16是表示示出输出电压的曲线的图。图17是表示示出以1.0为单位的宽度信号的曲线的图。宽度信号为矩形状，但是幅值为微小的0.01左右，因此可知几乎不影响输出电压。

由此，电流的不平衡被自动校正，因此特性得到提高，不需要人工的微调。即，即使元件存在不平衡，也能够以较简单的结构来消除电流的不平衡，不需要人工的调整。

此外，电源装置不限于单相半桥、单相全桥、三相桥、或者多相桥，也可以包括整流器(converter)、升压斩波器(chopper)、降压斩波器等。

上述一系列处理既能够通过硬件来执行，也能够通过软件来执行。在通过软件来执行一系列处理的情况下，构成该软件的程序可以从程序记录媒体中安装在组装到专用硬件中的计算机、或者通过安装各种程序能够执行各种功能的例如通用个人计算机等中。

图18是表示通过程序来执行上述一系列处理的计算机硬件的结构示例的框图。

在计算机中，CPU(中央处理单元)171、ROM(只读存储器)172、RAM(随机存取存储器)173通过总线174相互连接。

总线174中，还连接有输入输出接口175。输入输出接口175中，连接有由键盘、鼠标、麦克风等构成的输入部176，由显示器、扬声器等构成的输出部177，由硬盘、非易失性存储器等构成的存储部178，由网络接口等构成的通信部179，驱动磁盘、光盘、光磁盘或者半导体存储器等可移动媒体181的驱动器180。

在如上所构成的计算机中，CPU 171通过例如将存储在存储部178中的程序经过输入输出接口175和总线174加载到RAM 173中执行，进行上述一系列处理。

计算机(CPU 171)所执行的程序例如记录在由磁盘(包括软盘)、光盘(CD-ROM(小型只读存储光盘)、DVD(数字多用盘)等)、光磁盘、或者半导体存储器等构成的可移动媒体181中、或者经过所谓的本地局域网、因特网、数字卫星广播的有线或无线传输介质来提供。

而且，通过将可移动媒体181安装在驱动器180中，经过输入输出接口175将程序存储在存储部178中，能够将程序安装在计算机中。另外，经过有线或者无线的传输介质由通信部179接收程序并存储在存储部178中，从而能够将程序安装在计算机中。除此之外，通过将程序预先存储在ROM 172、存储部178中，能够将程序预先安装在计算机中。

此外，计算机所执行的程序可以是沿着本说明书中说明的顺序按照时间序列进行处理的程序，也可以是并行地或者在进行调用时等所需的时刻进行处理的程序。

另外，本发明的实施方式不限于上述实施方式，能够在不超出本发明精神的范围内进行各种变更。

Claims (6)

1.一种控制装置，输入直流电源而提供交流电源的并联连接的多个模块进行控制，其特征在于，包括：

信号生成单元，生成用于驱动所述多个模块的脉宽调制信号；

计算单元，根据从各所述模块输出的电流和由并联连接的所述多个模块输出的电压，针对各所述模块计算表示所述脉宽调制信号的脉冲相位变化量的相位操作量和表示所述脉宽调制信号的脉冲宽度变化量的幅值操作量，使得从各所述模块输出的电流相等；以及

多个信号宽度伸缩单元，根据所述相位操作量和所述幅值操作量延迟所述脉宽调制信号的上升或者下降沿，使提供给各个所述模块的各个所述脉宽调制信号的脉冲宽度伸缩。

2.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，

所述计算单元根据从各所述模块输出的电流、由并联连接的所述多个模块输出的电压、以及多个所述模块的各个模块所需负担的有功功率和无功功率计算所述相位操作量和所述幅值操作量。

3.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，

所述信号生成单元生成由用于控制所述交流电源的正电压输出的第一信号和用于控制所述交流电源的负电压输出的第二信号构成的所述脉宽调制信号，

所述信号宽度伸缩单元通过单独地延迟所述第一信号以及所述第二信号的上升或者下降沿，使提供给各个所述模块的各个所述脉宽调制信号的脉冲宽度伸缩。

4.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，还包括：

多个电流检测单元，检测从各所述模块输出的各个电流；以及

电压检测单元，检测从并联连接的所述模块输出的电压。

5.一种控制方法，对输入直流电源而提供交流电源的并联连接的多个模块进行控制的控制装置，所述控制装置具备信号生成单元、计算单元和多个信号宽度伸缩单元，其特征在于，包括：

信号生成步骤，通过所述信号生成单元生成用于驱动多个所述模块的脉宽调制信号；

计算步骤，通过所述计算单元根据从各所述模块输出的电流和由并联连接的所述多个模块输出的电压，针对各所述模块计算表示所述脉宽调制信号的脉冲相位变化量的相位操作量和表示所述脉宽调制信号的脉冲宽度变化量的幅值操作量，使得从各所述模块输出的电流相等；以及

信号宽度伸缩步骤，通过多个信号宽度伸缩单元根据所述相位操作量和所述幅值操作量延迟所述脉宽调制信号的上升或者下降沿，使提供给各个所述模块的各个所述脉宽调制信号的脉冲宽度伸缩。

6.一种程序，在控制输入直流电源而提供交流电源的被并联连接的多个模块的计算机中进行包括如下步骤的处理：

信号生成步骤，生成用于驱动所述多个模块的脉宽调制信号；

计算步骤，根据从各所述模块输出的电流和从并联连接的所述多个模块输出的电压，针对各所述模块计算表示所述脉宽调制信号的脉冲相位变化量的相位操作量和表示所述脉宽调制信号的脉冲宽度变化量的幅值操作量，使得从各所述模块输出的电流相等；以及

信号宽度伸缩步骤，根据所述相位操作量和所述幅值操作量延迟所述脉宽调制信号的上升或者下降沿，使提供给各个所述模块的各个所述脉宽调制信号的脉冲宽度伸缩。

Images