CN104270027B - 一种多电平逆变器pwm脉冲生成方法及装置 - Google Patents

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Abstract

本申请提供了一种逆变器PWM脉冲生成方法及装置，本发明利用三相多电平逆变器的开关管高频互补的特点，仅利用DSP控制单元中的三个PWM外设单元输出PWM高频信号，检测控制单元根据检测到的预设数量的GPIO接口输出的电平信号的当前状态，确定所在相中当前高频互补的两个开关管为待处理开关管，并将PWM高频信号分配给该待处理开关管中的任一个，对该PWM高频信号取反后发送给该待处理开关管的另一个，同时，根据预设的不同开关周期内多电平逆变器开关管状态与输出电平的对应关系，保持其他开关管的状态不变即可，由此可见，与现有技术相比，本申请节省了实现多电平逆变器PWM脉冲输出的DSP外设单元的数量，大大降低了对逆变器进行电平数扩展的难度。

Description

一种多电平逆变器PWM脉冲生成方法及装置
技术领域
本发明主要涉及脉冲宽度调制技术领域，更具体地说是涉及一种多电平逆变器PWM脉冲生成方法及装置。
背景技术
近年来随着新能源、分布式发电技术快速发展，多电平逆变器尤其是三电平逆变器和五电平逆变器获得了广泛的应用，在实际应用中，通常采用脉宽调制(Pulse-WidthModulation，PWM)技术实现多电平逆变器控制，其中，该逆变器的电平数越多所需的PWM脉冲输出数量越多，相应的PWM脉冲发波的方式也越复杂。
在现有技术中，通常是单独使用C2000系列的DSP(Digital Signal Processing，数字信号处理)芯片中的PWM外设单元实现占空比与三角载波的增减比较，以输出相应的PWM脉冲信号，其中，该系列的DSP芯片的PWM外设单元总共有12路PWM输出。
对于具有12个开关管的三相三电平逆变器，虽然将该DSP芯片的全部PWM外设单元用上，能够实现该三相三电平逆变器的PWM脉冲输出，但其无法对逆变器的电平数进行扩展；对于电平数更多的逆变器，如具有24个开关管的三相五电平逆变器，单独使用该系列的DSP芯片将无法实现该三相五电平逆变器的PWM脉冲输出。
由此可见，对于目前广泛应用的多电平逆变器，在保证其PWM脉冲可靠输出的同时有效节省DSP芯片的PWM外设单元，以降低对逆变器电平数的扩展难度成为亟需解决的问题。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种多电平逆变器PWM脉冲生成方法及装置，解决了现有技术中实现多电平逆变器PWM脉冲输出的DSP外设单元紧缺的问题。
为了实现上述目的，本申请提供了以下技术方案：
一种多电平逆变器PWM脉冲生成方法，应用于一种逆变器PWM脉冲生成装置，所述装置包括相连的DSP控制单元和检测控制单元，所述方法包括：
利用所述DSP控制单元中预设的三个PWM外设单元输出PWM高频信号；
将所述PWM高频信号输送至所述检测控制单元；
由所述检测控制单元检测所述DSP控制单元中预设数量的GPIO接口输出的电平信号；
根据所述电平信号的当前状态，确定所在相中当前高频互补的两个开关管作为待处理开关管；
将与所在相对应的PWM外设单元输出的PWM高频信号发送给所述待处理开关管中的第一个开关管；
对与所在相对应的PWM外设单元输出的PWM高频信号取反；
将取反后的PWM高频信号发送给所在相的所述待处理开关管中的第二个开关管；
在同一工频周期内，保持所在相中除所述待处理开关管之外的开关管的状态不变，其中，所述除所述待处理开关管之外的开关管的状态是根据预设的各相对应的GPIO接口的输出电平信号与各开关管状态的对应关系确定的。
优选的，当所述逆变器为三相三电平逆变器时，所述预设数量的GPIO接口具体为三个GPIO接口，且所述三个GPIO接口与所述逆变器各相一一对应；
则所述根据所述电平信号的当前状态，确定所在相中当前高频互补的两个开关管作为待处理开关管具体为：
根据每一个所述GPIO接口输出得到电平信号的当前状态，确定所述GPIO接口所在相中当前高频互补的两个开关管作为待处理开关管。
优选的，当所述逆变器为三相四电平逆变器或三相五电平逆变器时，所述预设数量的GPIO接口具体为六个GPIO接口；
则所述根据所述电平信号的当前状态，确定所在相中当前高频互补的两个开关管作为待处理开关管具体为：
根据与所述逆变器每一相一一对应的两个GPIO接口输出的电平信号的当前状态，确定所述两个GPIO接口所在相中当前高频互补的两个开关管作为待处理开关管。
优选的，所述GPIO接口输出的电平信号的当前状态具体是通过所述PWM高频信号和预存的三角载波信号的关系确定的。
优选的，每一个所述工频周期包括多个开关周期，每经过一个所述开关周期所述待处理开关管中的两个开关管的状态切换一次，则所述将取反后的PWM高频信号发送给所在相的所述待处理开关管中的第二个开关管之后，还包括：
经过一个所述开关周期，将所述与所在相对应的PWM外设单元输出的PWM高频信号发送给所述待处理开关管中的第二个开关管；
将对所述PWM高频信号取反后的信号发送给所在相的所述待处理开关管中的第一开关管。
一种多电平逆变器PWM脉冲生成装置，包括：
具有多个PWM外设单元和多个GPIO接口的DSP控制单元，以及与所述多个GPIO接口相连的检测控制单元，其中：
所述DSP控制单元仅使用所述多个PWM外设单元中的预设的三个PWM外设单元输出PWM高频信号，并将所述PWM高频信号输送至所述检测控制单元；
所述检测控制单元，检测所述多个GPIO接口中预设数量的GPIO接口输出的电平信号，根据所述电平信号的电平状态，确定所在相中当前高频互补的两个开关管作为待处理开关管，并将与所在相对应的PWM外设单元输出的PWM高频信号发送给所述待处理开关管中第一个开关管，将该PWM高频信号取反后发送给所在相的所述待处理开关管中的第二个开关管，并在同一工频周期内，保持所在相中除所述待处理开关管之外的开关管的状态不变；
其中，所述除所述待处理开关管之外的开关管的状态是根据预设的各相对应的GPIO接口的输出电平信号与各开关管状态的对应关系确定的。
优选的，所述检测控制单元具体为CPLD控制单元。
优选的，所述检测控制单元具体为FPGA控制单元。
优选的，当所述逆变器为三相三电平逆变器时，所述预设数量的GPIO接口具体为三个GPIO接口，且所述三个GPIO接口与所述逆变器各相一一对应。
优选的，当所述逆变器为三相四电平逆变器或三相五电平逆变器时，所述预设数量的GPIO接口具体为六个GPIO接口，且所述逆变器的每一相对应两个GPIO接口。
由此可见，与现有技术相比，本申请提供了一种逆变器PWM(Pulse-WidthModulation，脉宽调制)脉冲生成方法及装置，本发明利用三相多电平逆变器的开关管高频互补的特点，仅利用DSP(Digital Signal Processing，数字信号处理)控制单元中的三个PWM外设单元输出PWM高频信号，并将其发送给检测控制单元，之后，由该检测控制单元根据检测到的预设数量的GPIO(General Purpose Input Output，通用输入/输出，又称总线扩展器)接口输出的电平信号的当前状态，确定所在相中当前高频互补的两个开关管为待处理开关管，此时，该检测控制单元只需将接收到的PWM高频信号分配给所在相的待处理开关管中的任一个(即第一开关管)，并将该PWM高频信号取反后发送给该待处理开关管的另一个(即第二开关管)，同时，根据预设的不同开关周期内多电平逆变器开关管状态与输出电平的对应关系，保持所在相中除所述待处理开关管之外的开关管的状态不变即可。由此可见，无论三相逆变器的电平数多大，本发明都仅占用DSP控制单元的三个PWM外设单元，与现有技术相比，大大节省了实现多电平逆变器PWM脉冲输出的DSP外设单元的数量，即解决了现有技术中实现多电平逆变器PWM脉冲输出的DSP外设单元紧缺的问题，且大大降低了对逆变器进行电平数扩展的难度。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为一种T型三电平逆变器单相拓扑结构示意图；
图2为一种二极管嵌位型四电平逆变器单相拓扑结构图；
图3为一种二极管嵌位型五电平逆变器单相拓扑结构图；
图4为本发明一种多电平逆变器PWM脉冲生成方法实施例的流程示意图；
图5为本发明一种多电平逆变器PWM脉冲生成装置实施例的结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
对于单独使用德州仪器公司C2000系列的DSP芯片中的PWM外设单元实现占空比与三角载波的增减比较，而输出相应的PWM脉冲的方法，要实现三电平逆变器PWM脉冲(即PWM高频信号)，需使用该DSP芯片的所有PWM外设单元，将无法再进行逆变器电平数的扩充；而且，由于三相五电平逆变器具有24个开关管，该系列的DSP芯片的PWM外设单元将无法满足其输出PWM脉冲的需求，可见，该C2000系列的DSP芯片将无法实现电平数大于三的逆变器的PWM脉冲的输出。
为了解决该问题，本申请提供了一种逆变器PWM脉冲生成方法及装置，本发明利用三相多电平逆变器的开关管高频互补的特点，仅利用DSP控制单元中的三个PWM外设单元输出PWM高频信号，并将其发送给检测控制单元，之后，由该检测控制单元根据检测到的预设数量的GPIO接口输出的电平信号的当前状态，确定所在相中当前高频互补的两个开关管为待处理开关管，此时，该检测控制单元只需将接收到的PWM高频信号分配给所在相的待处理开关管中的任一个(即第一开关管)，并将该PWM高频信号取反后发送给该待处理开关管的另一个(即第二开关管)，同时，根据预设的各相对应的GPIO接口的输出电平信号与各开关管状态的对应关系，保持除所述待处理开关管之外的开关管的状态不变即可。由此可见，无论三相逆变器的电平数多大，本发明都仅占用DSP控制单元的三个PWM外设单元，与现有技术相比，大大节省了实现多电平逆变器PWM脉冲输出的DSP外设单元的数量，即解决了现有技术中实现多电平逆变器PWM脉冲输出的DSP外设单元紧缺的问题，且大大降低了对逆变器进行电平数扩展的难度。
当逆变器为三相三电平逆变器时，本发明提供的多电平逆变器PWM脉冲生成方法及装置适用于该逆变器的所有三电平拓扑结构，如T型三电平、I型三电平等。本发明仅以T型三电平逆变器为例进行说明，其他拓扑结构的三电平逆变器PWM脉冲生成方法类似，本发明在此不再一一详述。
如图1所示，为现有的T型三电平逆变器单相拓扑结构示意图，本实施例的三电平逆变器的主电路主要包括：两个直流分压电容即第一电容C1和第二电容C2；两个外侧主功率开关管即第一主功率开关管T1和第四主功率开关管T4，以及两个内侧主功率开关管即第二主功率开关管T2和第三主功率开关管T3；四个续流二极管即第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4以及LC滤波器。
需要说明的是，对于上述三相三电平逆变器单相主电路中各器件的连接关系及其功能属于本领域公知常识，本发明在此不再详述。
由图1给出的T型三电平逆变器单相拓扑结构示意图可知，三相三电平逆变器共包含12个开关管，输出电平有1电平、0电平和-1电平这三种电平状态，若以直流侧中点o为参考点，则1电平的电压为Udc/2，-1电平的电压为-Udc/2，其中，若用1表示开关管处于导通状态，0表示开关管处于关闭状态，则以单相三电平逆变器为例，三种输出电平与开关状态关系如下表1所示：
表1三电平逆变器开关状态与输出电平关系列表
输出电平 T1 T2 T3 T4
1电平 1 1 0 0
0电平 0 1 1 0
-1电平 0 0 1 1
当逆变器输出的PWM高频信号处于1电平与0电平之间时，只有T1和T3管高频动作，且此时T1与T3高频互补，T2与T4保持固定状态；当该PWM高频信号处于-1电平与0电平之间时，只有T2和T4管高频动作，且此时T2与T4高频互补，T1与T4保持固定状态。由此可见，在每一个开关周期内，三电平逆变器每相桥臂在任何状态下只存在一对互补的开关管输出PWM高频信号，其他开关管的状态保持固定。
同理，当逆变器为三相四电平逆变器时，以图2所示的二极管嵌位型四电平逆变器单相拓扑结构图为例进行说明，其中，由于该拓扑结构属于本领域公知常识，对于其组成及其连接关系，本发明在此不再详述。
由图2可知，单相四电平逆变器包含6个开关管T1～T6，则三相四电平逆变器共包含18个开关管，其输出电平有2电平、1电平、-1电平和-2电平这三种状态，若仍以直流侧中点o为参考点，则2电平的电压为Udc/2，1电平的电压为Udc/6，-1电平的电压为-Udc/6，-2电平的电压为-Udc/2，其中，四种输出电平与开关状态关系如下表2所示：
表2四电平逆变器开关状态与输出电平关系列表
输出电平 T1 T2 T3 T4 T5 T6
2电平 1 1 1 0 0 0
1电平 0 1 1 1 0 0
-1电平 0 0 1 1 1 0
-2电平 0 0 0 1 1 1
由表2可知，当逆变器输出的PWM高频信号处于2电平与1电平之间时，只有T1和T4管高频动作，且此时T1与T4高频互补，其余开关管保持固定状态；当PWM高频信号处于1电平与-1电平之间时，只有T2和T5管高频动作，且此时T2与T5高频互补，其余开关管保持固定状态；当PWM高频信号处于-1电平与-2电平之间时，只有T3和T6管高频动作，且此时T3与T6高频互补，其余开关管保持固定状态。由此可见，在每一个开关周期内，四电平逆变器每相桥臂在任何状态下只存在一对互补的开关管输出高频PWM波，其他开关管的状态保持固定。
另外，对于三相五电平逆变器，以图3所示的二极管嵌位型五电平逆变器单相拓扑结构图为例，由于该拓扑结构属于本领域公知常识，对于其组成及其连接关系，本发明在此不再详述。
由图3可知，该五电平的单相电路中有8个开关管T1～T8，那么，三相五电平逆变器的拓扑电路共有24个开关管，其中，该五电平逆变器输出电平有2电平、1电平、0电平、-1电平和-2电平这五种状态，若以直流侧中点o为参考点时，则2电平的电压为Udc/2，1电平的电压为Udc/4，-1电平的电压为-Udc/4，-2电平的电压为-Udc/2，其中，这五种输出电平与开关状态关系如表3所示：
表3五电平逆变器开关状态与输出电平关系列表
输出电平 T1 T2 T3 T4 T5 T6 T7 T8
2电平 1 1 1 1 0 0 0 0
1电平 0 1 1 1 1 0 0 0
0电平 0 0 1 1 1 1 0 0
-1电平 0 0 0 1 1 1 1 0
-2电平 0 0 0 0 1 1 1 1
由上表3可知，当逆变器输出的PWM高频信号处于2电平与1电平之间时，只有T1和T5管高频动作，且此时T1与T5高频互补，其余开关管保持固定状态；当PWM高频信号处于1电平与0电平之间时，只有T2和T6管高频动作，且此时T2与T6高频互补，其余开关管保持固定状态；当PWM高频信号处于-1电平与0电平之间时，只有T3和T7管高频动作，且此时T3与T7高频互补，其余开关管保持固定状态；当PWM高频信号处于-2电平与-1电平之间时，只有T4和T8管高频动作，且此时T4与T8高频互补，其余开关管保持固定状态。由此可见，在每一个开关周期内，五电平逆变器每相桥臂在任何状态下只存在一对互补的开关管输出PWM高频信号，其他开关管的状态保持固定。
基于上述对三电平逆变器、四电平逆变器、五电平逆变器的单相拓扑结构中开关管的分析得知，在每一个开关周期内，逆变器每相桥臂在任何状态下只存在一对高频互补的开关管输出PWM高频信号，其他开关管的状态保持固定，而该其他开关管的状态每经过一个工频周期才会切换一次(需要说明的是，逆变器的这一特性适用于所有类型的多电平逆变器，本申请仅以上述三种逆变器为例进行分析说明，但并不限于这三种逆变器)。因此，利用逆变器的这一特点，申请人提出了一种新的多电平逆变器PWM脉冲生成方法和装置，以节省该多电平逆变器中DSP控制单元的PWM外设资源，降低了逆变器对电平数扩展的难度。
具体的，如图4所示，为本发明一种多电平逆变器PWM脉冲生成方法实施例的流程示意图，应用于一种逆变器PWM脉冲生成装置，该装置可以包括相连的DSP控制单元和检测控制单元，该方法和装置适用于三电平逆变器、四电平逆变器、五电平逆变器等多电平逆变器的PWM脉冲输出，该方法具体可包括以下步骤：
步骤S101：利用DSP控制单元中预设的三个PWM外设单元输出PWM高频信号。
其中，该DSP控制单元即为多电平逆变器内部的DSP芯片，其功能可参照现有的多电平逆变器PWM脉冲生成方法中该多电平逆变器的DSP芯片，如德州仪器公司C2000系统DSP芯片，当然，也可以采用其他型号的DSP芯片，只要其具有至少三个PWM外设单元和GPIO接口即可，本发明对此不作具体限定。
本实施例中预设的三个PWM外设单元为DSP芯片的多个PWM外设单元中的任意三个，且所确定的三个PWM外设单元与三相逆变器的各相输出一一对应。
步骤S102：将该PWM高频信号输送至检测控制单元。
本发明中，该检测控制单元具体可以为CPLD(Complex Programable LogicDevice，复杂可编程逻辑元件)或FPGA(Field Programmable Gate Array，现场可编程逻辑门阵列)。
步骤S103：由该检测控制单元检测DSP控制单元中预设数量的GPIO接口输出的电平信号。
其中，GPIO接口的预设数量取决于多电平逆变器的相数和该多电平逆变器所需载波调制的层数，具体的：
对于三相三电平逆变器，由于其需要两层载波调制，因此，每一相调制信号可以划分成2个区间，只需要1个GPIO接口就能把调制信号的2个不同区间分辨出来，此时，DSP控制单元只需根据调制波和载波信号的关系确定三个GPIO接口的输出状态，并将该状态通过高低电平的改变传递给检测控制单元即可。也就是说，当逆变器为三相多电平逆变器时，检测控制单元检测DSP控制单元中预定的三个GPIO接口的当前电平。
同理，对于三相四电逆变器(或三相五电平逆变器)，由于其需要三层(或四层)载波调制，因此，每一相信号可以划分成三个区间(或四个区间)，至少需要二个GPIO接口才能把调制信号的三个(或四个)不同区间分辨出来，此时，DSP控制单元将会把预定的六个GPIO接口的电平信号输出至检测控制单元。
步骤S104：根据该电平信号的当前状态，确定所在相中当前高频互补的两个开关管作为待处理开关管。
在本发明中，对于逆变器每一相的拓扑电路来说，为了方便后续描述，当确定与其对应的GPIO接口输出的电平信号的当前状态后，可根据预存的该GPIO接口的电平状态与开关管状态的对应关系，确定该状态下存在的一对高频互补的开关管作为待处理开关管。
具体的，仍以上述三电平逆变器、四电平逆变器和五电平逆变器的单相为例进行说明，其对应GPIO接口输出电平信号的当前状态(即高电平或低电平)与各开关管状态的关系列表分别如下表4、表5和表6所示，在本发明实际应用中，可将下表4、5和6中所记载的对应关系预存存储到装置内存储器中。
表4三电平逆变器单相对应的GPIO接口的当前状态与各开关管状态关系列表
各开关管状态 GPIO电平
T1与T3高频互补、T2导通、T4关断 高
T2与T4高频互补、T3导通、T1关断 低
表5四电平逆变器单相对应的GPIO接口的当前状态与各开关管状态关系列表
表6五电平逆变器单相对应的GPIO接口的当前状态与各开关管状态关系列表
结合上述分析以及各列表的内容可知，三电平逆变器中每一相对应一个GPIO接口，因而，在实际应用中，只需确定一个GPIO接口输出电平信号的当前状态，即可根据上述表4记载的对应关系，确定该相各开关管的状态；而上述四电平逆变器和五电平逆变器的每一相均对应两个GPIO接口，所以，在实际应用中，需要确定该相对应的两个GPIO接口输出电平信号的当前状态，从而确定该相各开关管的状态。
步骤S105：将与所在相对应的PWM外设单元输出的PWM高频信号发送给所确定的待处理开关管中的第一个开关管。
其中，第一个开关管是指待处理开关管中的任意一个开关管，对于本发明三相多电平逆变器，只需要使用DSP控制单元中的三个PWM外设单元，且这三个PWM外设单元与该三相多电平逆变器的各相一一对应，所以，对于该逆变器的任一相来说，可利用该多电平逆变器的上述特性，即多电平逆变器每相桥臂在任何状态下只存在一对高频互补的开关管输出PWM高频信号，其他开关管的状态保持固定，由检测控制单元将与该相对应的一个PWM外设单元输出的PWM高频信号发送给当前状态下存在的一对高频互补的开关管中任一个即可，大大节省了PWM外设资源，降低了逆变器电平数扩展的难度。
步骤S106：对与所在相对应的PWM外设单元输出的PWM高频信号取反；
步骤S107：将取反后的PWM高频信号发送给所在相的待处理开关管中的第二个开关管。
如上述记载可知，第二开关管与第一开关管是在每个开关周期内高频互补的两个不同的开关管，本发明实施例仅需要向当前状态下高频互补的开关管发送PWM高频信号，因而，在将各相对应的一个PWM外设单元输出的PWM高频信号发送给高频互补的一对开关管中的任一个时，将对该PWM高频信号取反，并发送给这一对开关管的另一个。
步骤S108：在同一工频周期内，保持所在相中除所述待处理开关管之外的开关管的状态不变。
其中，除待处理开关管之外的开关管的状态是根据预存的各相对应的GPIO接口的输出电平信号与各开关管状态的对应关系确定的，即根据预存的上述表4～表6所记载的对应关系确定。
而且，由于每个工频周期都包括多个开关周期，而每经过一个开关周期上述待处理开关管中的第一个开关管和第二个开关管的状态都会切换一次，除该待处理开关管之外的开关管的状态则是每经过一个工频周期才切换。所以，待处理开关管中的两个开关管每次切换后，所在相对应的PWM外设单元输出的PWM高频信号发送对对象将由第一个开关管变为第二个开关管，具体的，在每一个工频周期内，步骤S107之后，经过一个开关周期后，将所述与所在相对应的PWM外设单元输出的PWM高频信号发送给所述待处理开关管中的第二个开关管，并将对该PWM高频信号取反后的信号发送给所在相的所述待处理开关管中的第一开关管，如此反复，直至进入下一工频周期。
由上述分析可知，本发明实施例三相多电平逆变器任何状态下存在一对高频互补的开关管，而其他开关管保持固定状态的特点，仅利用DSP控制单元中的三个PWM外设单元输出PWM高频信号，即可实现该三相多电平逆变器的PWM高频信号输出，与现有技术相比，大大节省了实现多电平逆变器PWM脉冲输出的DSP外设资源，扩大了三相多电平逆变器的应用范围，降低了对三相逆变器进行电平数扩展的难度。
如图5所示，为本发明一种多电平逆变器PWM脉冲生成装置实施例的结构示意图，该装置主要可包括：具有多个PWM外设单元(图5仅画出了三个PWM外设单元)和多个GPIO接口的DSP控制单元510，以及与多个GPIO接口相连的检测控制单元520，其中：
DSP控制单元510仅使用其中预设的三个PWM外设单元来输出PWM高频信号，并将该PWM高频信号输送至检测控制单元520，如图5中PWM1～PWM3。
检测控制单元520，用于检测这个多个GPIO接口中预设数量的GPIO接口输出的电平信号，根据该电平信号的电平状态，确定所在相中当前高频互补的两个开关管作为待处理开关管，此时，将与所在相对应的PWM外设单元输出的PWM高频信号发送给待处理开关管中的第一个开关管(即待处理开关管中的任一个开关管)，并将该PWM高频信号取反后发送给所在相的待处理开关管中的第二个开关管(即所述待处理开关管中不同于第一个开关管的另一个开关管)，并在同一工频周期内，保持所在相中除所述待处理开关管之外的开关管的状态不变。
其中，除所述待处理开关管之外的开关管的状态是根据预存的各相对应的GPIO接口的输出电平信号与各开关管状态的对应关系确定的。
本实施例中，检测控制单元520检测几个GPIO接口输出的电平信号取决于该逆变器的电平数，参照上述方法实施例中的分析可知，若该逆变器为三电平逆变器，则该检测控制单元520需检测三个GPIO接口输出的电平信号，且每一个GPIO接口对应该逆变器的一相拓扑电路；若该逆变器为四电平逆变器或五电平逆变器，则该检测控制单元520需检测六个GPIO接口输出的电平信号，且每两个GPIO接口对应该逆变器的一相拓扑电路；而当该逆变器为更高电平数的逆变器，可参数上述方法实施例中记载的分析方式，确定每相调制信号可以划分的区间数，以及将这些区间分辨出来所需的GPIO接口个数，从而确定所需GPIO接口的使用数量，本发明在此不再一一详述。
可选的，本发明实施例中的检测控制单元520具体可以为CPLD控制单元或FPGA控制单元，其具体组成结构属于本领域公知常识，本发明在此不再详述。
另外，在上述各实施例的基础上，本申请多电平逆变器PWM脉冲生成装置还可以包括：与所述检测控制单元相连的显示装置，用于显示其输出的各PWM脉冲信号的波形，以供工作人员查看。
需要说明的是，对于本发明上述各实施例，除了上述记载的各单元或装置，还可以包括用于连接这些单元或装置的连接部件，如导线或通讯总线等等，本发明在此不再一一列举，只要不是本领域技术人员付出创造性劳动确定的，均属于本发明保护范围。
基于上述分析可知，在本发明实施例的实际应用中，该装置中的DSP控制单元只需使用其中的三个外设单元输出PWM高频信号，即可实现该三相多电平逆变器的PWM高频信号输出，与现有技术相比，大大节省了实现多电平逆变器PWM脉冲输出的DSP外设资源，扩大了三相多电平逆变器的应用范围，降低了对三相逆变器进行电平数扩展的难度。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种多电平逆变器PWM脉冲生成方法，其特征在于，应用于一种多电平逆变器PWM脉冲生成装置，所述装置包括相连的DSP控制单元和检测控制单元，且所述多电平逆变器具体为三相多电平逆变器，所述方法包括：
利用所述DSP控制单元中预设的三个PWM外设单元输出PWM高频信号；
将所述PWM高频信号输送至所述检测控制单元；
由所述检测控制单元检测所述DSP控制单元中预设数量的GPIO接口输出的电平信号；
根据所述电平信号的当前状态，确定所在相中当前高频互补的两个开关管作为待处理开关管；
将与所在相对应的PWM外设单元输出的PWM高频信号发送给所述待处理开关管中的第一个开关管；
对与所在相对应的PWM外设单元输出的PWM高频信号取反；
将取反后的PWM高频信号发送给所在相的所述待处理开关管中的第二个开关管；
在同一工频周期内，保持所在相中除所述待处理开关管之外的开关管的状态不变，其中，所述除所述待处理开关管之外的开关管的状态是根据预存的各相对应的GPIO接口的输出电平信号与各开关管状态的对应关系确定的。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述逆变器为三相三电平逆变器时，所述预设数量的GPIO接口具体为三个GPIO接口，且所述三个GPIO接口与所述逆变器各相一一对应；
则所述根据所述电平信号的当前状态，确定所在相中当前高频互补的两个开关管作为待处理开关管具体为：
根据每一个所述GPIO接口输出得到电平信号的当前状态，确定所述GPIO接口所在相中当前高频互补的两个开关管作为待处理开关管。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述逆变器为三相四电平逆变器或三相五电平逆变器时，所述预设数量的GPIO接口具体为六个GPIO接口；
则所述根据所述电平信号的当前状态，确定所在相中当前高频互补的两个开关管作为待处理开关管具体为：
根据与所述逆变器每一相一一对应的两个GPIO接口输出的电平信号的当前状态，确定所述两个GPIO接口所在相中当前高频互补的两个开关管作为待处理开关管。
4.根据权利要求1-3任一项所述的方法，其特征在于，所述GPIO接口输出的电平信号的当前状态具体是通过所述PWM高频信号和预存的三角载波信号的关系确定的。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，每一个所述工频周期包括多个开关周期，每经过一个所述开关周期所述待处理开关管中的两个开关管的状态切换一次，则所述将取反后的PWM高频信号发送给所在相的所述待处理开关管中的第二个开关管之后，还包括：
经过一个所述开关周期，将所述与所在相对应的PWM外设单元输出的PWM高频信号发送给所述待处理开关管中的第二个开关管；
将对所述PWM高频信号取反后的信号发送给所在相的所述待处理开关管中的第一开关管。
6.一种多电平逆变器PWM脉冲生成装置，其特征在于，所述多电平逆变器具体为三相多电平逆变器，所述装置包括：
具有多个PWM外设单元和多个GPIO接口的DSP控制单元，以及与所述多个GPIO接口相连的检测控制单元，其中：
所述DSP控制单元仅使用所述多个PWM外设单元中的预设的三个PWM外设单元输出PWM高频信号，并将所述PWM高频信号输送至所述检测控制单元；
所述检测控制单元，检测所述多个GPIO接口中预设数量的GPIO接口输出的电平信号，根据所述电平信号的电平状态，确定所在相中当前高频互补的两个开关管作为待处理开关管，并将与所在相对应的PWM外设单元输出的PWM高频信号发送给所述待处理开关管中第一个开关管，将该PWM高频信号取反后发送给所在相的所述待处理开关管中的第二个开关管，并在同一工频周期内，保持所在相中除所述待处理开关管之外的开关管的状态不变；
其中，所述除所述待处理开关管之外的开关管的状态是根据预设的各相对应的GPIO接口的输出电平信号与各开关管状态的对应关系确定的。
7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述检测控制单元具体为CPLD控制单元。
8.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述检测控制单元具体为FPGA控制单元。
9.根据权利要求6-8任一项所述的装置，其特征在于，当所述逆变器为三相三电平逆变器时，所述预设数量的GPIO接口具体为三个GPIO接口，且所述三个GPIO接口与所述逆变器各相一一对应。
10.根据权利要求6-8任一项所述的装置，其特征在于，当所述逆变器为三相四电平逆变器或三相五电平逆变器时，所述预设数量的GPIO接口具体为六个GPIO接口，且所述逆变器的每一相对应两个GPIO接口。
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9685884B2 (en) * 2013-07-01 2017-06-20 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Seven-level inverter apparatus
CN104410307B (zh) * 2014-12-18 2017-01-18 阳光电源股份有限公司 五电平逆变器的工作模式切换方法和装置
CN105406752A (zh) * 2015-11-28 2016-03-16 江苏宏宝电子有限公司 一种i型与t型三电平双向pwm整流器控制系统
CN106533228B (zh) 2016-12-01 2019-08-13 阳光电源股份有限公司 五电平逆变电路的pwm控制方法、控制电路以及逆变器
US10581313B2 (en) * 2018-02-28 2020-03-03 Eaton Intelligent Power Limited Hybrid I-T type multi-level converters
CN112366971B (zh) * 2020-11-02 2022-04-19 深圳市英威腾电气股份有限公司 三电平逆变拓扑结构及其控制方法、单相及三相逆变电路

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101051794A (zh) * 2006-04-04 2007-10-10 力博特公司 一种变换器的控制装置及驱动方法
CN201528268U (zh) * 2009-11-05 2010-07-14 北京中矿华飞科技有限公司 应用在高压变频器上的脉冲发生器

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW480821B (en) * 2001-05-29 2002-03-21 Realtek Semiconductor Corp Multiphase switching circuit with bidirectional switch and without false signal
US6937084B2 (en) * 2001-06-01 2005-08-30 Microchip Technology Incorporated Processor with dual-deadtime pulse width modulation generator
US6552625B2 (en) * 2001-06-01 2003-04-22 Microchip Technology Inc. Processor with pulse width modulation generator with fault input prioritization
US7595677B2 (en) * 2007-09-28 2009-09-29 Broadcom Corporation Arbitrary clock circuit and applications thereof
WO2009074172A1 (en) * 2007-12-12 2009-06-18 Mitsubishi Electric Europe B.V. Signal converter for generating switch drive signals for a multi-level converter, drive circuit, pulse-width-modulation signal generator, multi-level converter, methods and computer program
CN101329663B (zh) * 2008-07-31 2010-04-21 炬力集成电路设计有限公司 一种实现片上系统管脚分时复用的装置及方法
JP5807860B2 (ja) * 2010-07-13 2015-11-10 学校法人同志社 Ｐｗｍインバータの制御方法および制御装置
US9172394B2 (en) * 2012-03-07 2015-10-27 Actiwave Ab Signal conversion system and method
KR20140112927A (ko) * 2013-03-15 2014-09-24 삼성전자주식회사 디지털 듀티 사이클 보정 회로

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101051794A (zh) * 2006-04-04 2007-10-10 力博特公司 一种变换器的控制装置及驱动方法
CN201528268U (zh) * 2009-11-05 2010-07-14 北京中矿华飞科技有限公司 应用在高压变频器上的脉冲发生器

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