CN102034654B - 接地故障断路器及其方法 - Google Patents

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Abstract

一种用于确定接地故障断路器电路中的电路元件参量的方法和电路。被提供到第一节点的电信号用来生成在第二节点上的另一个电信号。在第二节点上的电信号与调制信号相乘以产生已调制信号，该调制信号随后被过滤并转换成一部分电路元件参量的数字表示。在其被相移之后，第二节点上的电信号与调制信号相乘以产生已调制信号，该已调制信号被过滤并转换成另一部分电路元件参量的数字表示。在另一方面，基于斜率的螺线管的自检测方法被用于GFCI电路中的自检测。可供选择地，使用数字滤波器提供一种用于确定线路故障的方法。

Description

接地故障断路器及其方法
技术领域
本发明一般涉及测量系统，并且更加具体地是涉及关于电信号的测量系统。
背景技术
用于测量或计算电信号比如电流、电压、和功率的电路以及用于测量和计算电参数比如阻抗、导纳、相位关系的电路被用于多种应用，包括了阻抗测量、负载检测和校准、安全系统、智能电网、传感器接口、汽车系统、自检测系统等等。例如，被用来确定系统阻抗的电路可包括与负载串联放置的电阻器，以使流过电阻器的电流能够被用来确定流过负载的电流。该技术的不足之处在于降低了输入电压的范围、消耗了大片面积的用来制造电路的半导体材料、限制了电路元件的频率、以及需要极精确的电路元件。
在一些应用中，可能需要探测接地故障状况。一种用于探测该状况的技术是当电感器-电阻器-电容器网络被暴露在接地点对中性点状况下时建立其中的谐振。谐振可通过将脉冲送达包括运算放大器的正反馈系统来建立。可供选择地，稳态激励能够被送达至电路，该电路随后监控波形轮廓中的明显改变。这些技术的不足之处在于，它们很容易发生会降低探测精确度的温度漂移和制造漂移(shift)。
相应地，具有用于确定电路元件的电子参数和电信号的电路和方法将是很有利的。对于该电路和方法而言将会更加有利的是实现了成本效益。
附图说明
本发明将通过结合所附示意图阅读以下详细描述来更好地理解，其中相同的参考符号指示相同的元件，其中：
图1是根据本发明实施方式的测量电路的方框图；
图2是根据本发明实施方式的一部分测量电路的方框图；
图3是根据本发明实施方式的关于随机化接地点对中性点测量的定时的电路模块的方框图；
图4是根据本发明实施方式的关于随机化接地点对中性点测量的定时的波形图；
图5是关于图1中一部分电路模块的定时图；
图6示出关于图1中一部分电路模块的临界值图；
图7是根据本发明另一实施方式的测量电路的示意图；
图8是根据本发明另一实施方式的测量电路的示意图；
图9是根据本发明另一实施方式的测量电路的示意图；
图10是根据本发明另一实施方式的测量电路的示意图；
图11是根据本发明另一实施方式的测量电路的示意图；
图12是根据本发明另一实施方式的测量电路的示意图；
图13是根据本发明另一实施方式的测量电路的示意图；以及
图14是根据本发明另一实施方式的测量电路的示意图。
具体实施方式
一般来说，本发明提供具有不同元件的接地故障断路器，其包括阻抗测量电路。根据本发明的实施方式，跨导运算放大器(OTA)生成多个输出信号。例如，OTA可产生多个输出电流，这里第二、第三、第四等电流是第一电流的备份。可供选择地，OTA可生成多个输出电压，这里多个输出电压中的每个输出电压都正比于OTA的输出电流。当OTA生成多个输出电流时，它们可作为电流被输入到相应的混合器，或者它们可被转换成输出电压，其被输入到相应混合器中。调制器可用来通过同相信号调制来自OTA的至少一个电流或电压信号，导致由低通滤波器过滤以通过混合信号的基带电压的已调制信号。优选地，同相信号与到OTA的输入信号同相。低通滤波器的输出信号通过模数转换器被数字化，以便确定多个实阻抗水平，或者通过比较器确定具体的实阻抗。此外，调制器可被用来通过相移信号调制来自OTA的至少一个电流或电压信号，导致由低通滤波器过滤的已调制信号，这里所述已调制信号指示负载的电抗性阻抗。电抗性分量被模数转换器或比较器数字化。优选地，相移信号从OTA输入端子上的信号被相移90度。
根据可供选择的实施方式，电路能够被配置成仅测量同相阻抗或者仅测量交轴阻抗(quadrature impedance)。此外，通过在不同时刻执行测量，单个调制器可被用来测量同相阻抗和交轴阻抗。
此外，本发明的实施方式适合用于与单绕单电流变压器电路相关的GFCI电路，由此形成基于单绕单电流变压器的阻抗测量电路。使用单绕单电流变压器电路的优势在于它们可被较廉价地实现。
图1、2、和3是根据本发明实施方式的接地故障断路器(GFCI)模块10的方框图。出于清楚说明的目的，将图1、2、和3在一起描述。GFCI模块10包括数字控制电路12、接地点对中性点(G-N)探测随机数发生器16、以及数字滤波器18，所述数字控制电路12被耦合以用于从电源电平/过零探测器电路14接收输入信号。从数字滤波器18接收的信号可通过具有N个互连的总线连接被传输，这里N为整数，并且从电源电平探测器电路14所接收的信号可通过具有M个互连的总线连接被传输，这里M为整数。整数N和M可以彼此相同，或者它们可以彼此不同。数字控制电路12被耦合以用于将信号传输到数字滤波器18、到激励波形发生器20、到开关22、以及到偏移校正电路24。虽然滤波器18被描述为数字滤波器，但其不是本发明的限制。滤波器18可以是模拟滤波器。
根据实施方式，电源电平/过零探测器电路14通过具有K个互连的总线连接来连接到斜率探测器29，这里K为整数。斜率探测器29通过连接29A和29B连接到自测试控制器15，这里斜率探测故障信号(SD_FAULT)通过连接29A被传输到自测试控制器15，并且通过连接29B从自测试控制器15接收斜率探测使能信号(SD_EN)。斜率探测器29连接到螺线管控制器17，其连接到螺线管或者通过螺线管/电源连接器19连接到电源。斜率探测器29和螺线管控制器17之间的连接将螺线管使能信号(SOL_EN)传输到螺线管控制器17。自测试控制器15通过输出端子15A连接到G-N探测器56，并且通过输出端子15B连接到差分电流探测器58。此外，自测试控制器15具有输出端子15C和输出端子15D，通过输出端子15C，内部或外部的接地故障激励使能信号被传输，通过输出端子15D内部G-N阻抗使能信号被传输。可供选择地，斜率探测器29可被省略，在这种情况下，电源电平/过零探测器电路14通过具有K个互连的总线连接来连接到自测试控制器15。在该实施方式中，自测试控制器15连接到螺线管控制器17。电源电平/过零探测器14通过限流器21连接到螺线管/电源连接器19并连接到限压器23。
电源/线路电平探测器电路14的输入端子连接到受GFCI模块10监控的供电源或者电路的线路电平。可通过保护结构例如图2中所示的限流器21连接。举例来说，限流器21为电阻器。电源电平探测器电路14将电源电平传递给数字控制电路12，并且能够指示在极性转换期间电源电平何时穿过中性点电平，或者其能够指示何时使用其它电平。在自测试期间，电源电平探测器电路14能够指示对数字控制电路12而言何时激活外部设备例如可控硅整流器(SCR)以测试GFCI螺线管是安全的。此外，电源电平探测器电路14能够用于通过监控在电源电压电平上外部设备的跳闸(trip)的影响来确定外部设备是否正常地工作。例如，数字控制电路12可激活外部晶体管或SCR以拉动电流通过外部螺线管。当电流被拉动通过晶体管或SCR时，电源电压以与稳态工作速率不同的速率减小或者降落(droop)，即电源电压的斜率有所改变。电源电压减小的速率能够通过电源电平探测器电路14测量，以便确定外部设备是否正常工作。引入在斜率上的小改变增加了在过零点之后的窗(window)并且指示SCR何时能够被激活，在所述窗期间内能够测试电路。因此，电平探测器电路14根据电源电压电平减小的速率生成工作状况信号，其指示电路是否正常工作或者对数字控制电路12而言激活外部设备是否安全。
接地点对中性点探测随机数发生器16被用来确定GFCI模块10何时应当检查接地点对中性点故障。如果多个GFCI模块10被用在相同的电源电路上，且如果一个GFCI模块10和另一GFCI模块10在相同时刻操作接地点对中性点测量时，则一个GFCI模块10可能会干扰另一GFCI模块10。因此，有利的是随机化接地点对中性点测量的定时。G-N探测随机数发生器16随机化接地点对中性点测量之间的定时以最小化干扰它们的可能性。图3是关于随机化接地点对中性点测量的定时的电路模块31的方框图。基于内部时钟的半波周期计数器33被连接，用于将随机数种子传输至随机数发生器35，其被连接，用于将随机数发生信号传输至G-N定时控制电路37。此外，G-N定时控制电路37被连接用于从过零计数器38接收过零计数信号，并且生成G-N测试使能信号。G-N定时控制电路37可以是在G-N探测随机数发生器16内的子模块。随机化可基于如图4中示出的电源循环的给定周期中时钟振荡的数量。图4中所示为曲线图41，其示出具有三个过零点的电源循环和基于计数器的随机数种子，所述计数器在电源循环的半周期内计数。
偏移校正电路24被用来最小化跨导运算放大器(OTA)28的有效偏移。如果隔直电容器未被用来与电流变压器51串联，则OTA 28中的偏移电压将产生通过电流变压器51的DC电流。该DC电流将影响差分电流探测器电路58所进行的差分电流测量的精确度。偏移校正探测器24移除OTA 28的偏移，并且保护差分电流测量的精确度。有利的另一原因是，其允许用较少的绕组实现电流变压器51。
GFCI模块10还包括电路元件参量测量网络26，其包括偏移校正电路24、跨导运算放大器(OTA)28、同相阻抗探测器30、以及电抗性阻抗探测器32。举例来说，电路元件参量测量网络26是阻抗测量网络，即由网络26所测量的电路元件参量为阻抗。偏移校正电路24的反相输入端子通常连接到OTA 28的输出端子25和连接到电流变压器51原绕组50的端子52，并且偏移校正电路24的非反相输入端子连接到开关22的端子。偏移校正电路24的输出端子连接到OTA28的相应输入端子。更具体地，偏移校正电路24的输出端子连接到OTA 28的反相输入端子，并且偏移校正电路24的另一输出端子连接到OTA 28的非反相输入端子。开关22的控制端子被耦合，用于从数字控制电路12接收控制信号，并且开关22的另一端子被耦合，用于接收偏压VBIAS并耦合到原绕组50的端子54。
同相阻抗探测器30的输出端子34连接到接地点对中性点(G-N)探测器56并且电抗性阻抗探测器32的输出端子36连接到数字滤波器18。输出端子34和36充当电路元件参量测量网络26的输出端子。OTA 28的输出端子27J连接到差分电流探测器58的输入端子，并且差分电流探测器58的输出端子可通过具有P个互连的总线连接来连接到数字滤波器18的输入端子，这里P为整数。应当注意的是，参考符号“J”表示整数并且已被附加到参考符号27以指示一个或多个输出端子，例如，输出端子271、272、273，等等，其可从OTA 28延伸出来。在一些实施方式里，其中从OTA 28输出的电信号是电流，且优选的是，同相阻抗探测器30、电抗性阻抗探测器32、差分电流探测器58中的每一个都连接到来自OTA 28的其自己的输出端子。例如，当OTA 28的输出信号是电流，输出端子271连接到同相阻抗探测器30，输出端子272连接到电抗性阻抗探测器32，并且输出端子273连接到差分电流探测器58。
GFCI模块10包括的子模块能够执行：阻抗测量，其包括接地点对中性点电阻测量和电流变压器电抗性阻抗测量，即自检测；差分电流测量电平检测；OTA偏移校正；接地点对中性点电平探测；电源/线路电压电平检测；激励生成；接地点对中性点探测随机数发生；数字故障过滤；或者类似任务。
根据其中测量了阻抗的实施方式，波形激励发生器20产生电信号或波形，其通过开关22传输到偏移校正电路24的非反相输入端子。应当注意的是，波形激励发生器20可生成具有单个频率的波形，或者具有彼此不同频率的多个波形。举例来说，为了确定是否发生真实的故障，波形激励发生器20可生成每个都具有不同频率的三个波形。GFCI 10包括表决(voting)算法以确定故障何时发生。更具体地，GFCI 10基于大多数波形频率确定故障已发生，例如，如果使用三个波形中的两个探测出故障状况，则GFCI 10指示故障的发生。这类算法针对如果在系统上有被完美定准(aligned)的噪声信号则可能出现的错误跳闸来进行保护。
偏移校正电路24将电信号传输到OTA 28的非反相输入端子。因为OTA 28被配置成跟随器，在其输出端子25上的电信号跟随在其非反相输入端子的电信号。因此，在OTA 28的非反相输入端子上出现的电信号被传输到输出端子25和电流变压器51的输入端子52。电流变压器51的输入端子54被耦合，用于接收偏压VBIAS。OTA 28产生与在输出端子25上出现的电信号成比例的电信号，并将该成比例的电信号从输出端子27J传输到同相阻抗探测器30、交轴阻抗探测器或电抗性阻抗探测器32、以及差分电流探测器58。应当注意的是，参考符号“J”已被附加到参考符号27以指示一个或多个输出端子可从OTA28延伸出来，并且提供出现在输出端子25上的电流的拷贝。如上面所讨论的，当从OTA 28输出的电信号是电流，则优选的是具有从OTA28分别延伸到同相阻抗探测器30、电抗性阻抗探测器32、和差分电流探测器58的输出端子271、272、和273。可供选择地，输出端子271、272、和273可由连接到开关(未显示)的单个输出端子代替，所述开关切换来自同相阻抗探测器30、电抗性阻抗探测器32、与差分电流探测器58之间的单个输出端子的电流。
同相阻抗探测器30探测关于电流变压器51的电流变压器负载的阻抗的实分量或部分，并且将电流或电压信号传输到G-N探测器56，其与电流变压器51的阻抗的所述分量或部分成比例。G-N探测器56确定该阻抗是否会导致故障。电抗性阻抗探测器或交轴阻抗探测器32探测关于电流变压器51的电流变压器负载的阻抗的电抗性分量或部分，并且将电流或电压信号传输到数字滤波器18，其与电流变压器51的阻抗的所述分量或部分成比例。数字滤波器18确定该电抗性分量是否在可接受的范围内。例如，过低的电抗性阻抗可指示该电流变压器未正确地连接到网络26。
根据实施方式，差分电流测量可通过操作开关22实现，使得偏移校正电路24的非反相输入端子连接到偏压VBIAS。在输出端子25上的电信号通过OTA 28的反馈配置驱动到电压VBIAS。在该配置中，电流变压器51的输入端子52和54被驱动到电压电平VBIAS。通过电流变压器51次级绕组的任何差分电流将感生出通过电流变压器51原绕组的电流。将感生电流提供到输出端子25，以将输出端子25上的电压维持在电压VBIAS上。OTA 28产生或生成与输出端子273上的感生电流成比例的感生电流的拷贝，其被传输到差分电流探测器58的输入端子。差分电流探测器58生成输出电流，该输出电流被传输到数字滤波器18，其基于差分电流电平以及该电流电平存在的时间量来确定是否已出现差分电流故障。数字滤波器18的过滤定时(filter timing)可基于电路10的状况动态地调整。例如，在初始启动时，可能有利的是最小化过滤定时以快速捕捉线路故障。然而，在普通操作期间内可能有利的是，增加过滤定时以最小化噪声在电源线路上的影响。图5和6示出根据本发明实施方式的数字滤波器18的定时。图5是定时图43，其显示了差分故障电流与允许GFCI模块10通过放开电接触以对故障进行反应的时间之间的关系的曲线图45。图6示出关于被监控的差分电流的每个分段线性部分的滚动窗。更具体地，数字滤波器18能够监控其中能够操作GFCI模块10的数个状态。每个状态与用于识别接地故障的不同临界值电平相关。在启动状态或相位内，可为数字滤波器18内的子模块的启动故障临界值计数器被编程为具有启动故障临界值计数。在操作的稳态或稳态相位期间，数字滤波器18可具有故障临界值计数器，其被编程为具有稳态故障临界值计数，其不同于且优选地高于在启动状态或相位期间的启动故障临界值计数。应当注意的是，故障临界值计数器可为计时器，使得当故障超过故障临界值一段预定时间周期的时间时，出现线路故障。状态的数量不限于启动状态和稳态的数量。例如，GFCI模块10可在由环境或外部状况所确定的状态或相位中操作。举例来说，GFCI模块10可在非理想环境状况，比如部分停电状况即电源电压不足或负半波期间内操作，或者模块10可在其中不需维持给一部分电路例如电路的模拟部分供电的状况内操作。因此，部分电路可被断电。当停电的状况结束，或者曾经断电的部分电路回到通电状态，则来自数字滤波器18的一部分输出信号可丢失。相应地，可能期望开始GFCI模块10，使得数字滤波器18处于启动状态，即被编程以具有启动故障临界值计数，或者数字滤波器18可被编程以具有故障临界值计数，其低于启动故障临界值计数，低于稳态故障临界值计数，在启动故障临界值计数与稳态故障临界值计数之间，或者大于稳态故障临界值计数，以满足一组具体指定的定时需求。相应地，能够有一个状态、两个状态、三个状态、四个状态、或者更多个状态。此外，稳态可包括依赖于电路配置和外部状况的一个或多个状态。
虽然故障临界值计数已被描述成包括触发故障的固定数量的计数，但其不是本发明的限制。可供选择地，故障临界值能够基于十进制比率值。例如，故障临界值可以是过临界值计数器的计数与半波周期计数器的计数的比率，或者过临界值计数器的计数与电源频率的比率。使用十进制比率方式的有利之处在于，其提供了对AC源的变化的免除。
图6示出滚动时间窗47，在其上曲线图45的线性部分关于差分故障电流被监控。举例来说，数字滤波器18有四个故障临界值计数器53、55、57、和59。然而，其不是本发明的限制。可以有P个故障临界值计数器，这里P为整数。故障临界值计数器53是启动临界值计数器。故障临界值计数器53是启动临界值计数器。故障产生在滚动时间窗47中的故障脉冲61，其具有不同的幅度、不同的脉冲宽度、以及不同的脉冲临界值。这些脉冲具有关于每个故障阻抗值的不同宽度。图6还示出带有故障临界值计数或者定时电平Fth-1、Fth-2、...、Fth-P的故障电流波形63。当达到故障时间或故障计数的最小临界值时，GFCI模块10指示故障已发生，即如果故障时间或计数超过关于第一时间周期或计数数量的故障临界值，则已发生线路故障。数字滤波器18关于预定的最小时间周期监控GFCI模块10，而且如果没有探测到故障脉冲，则GFCI模块10继续普通的操作模式。如果探测到故障脉冲，GFCI模块10测量脉冲的持续时间和强度，并且根据电源电平电压减小的速率生成工作状况信号。
虽然由OTA 28生成并且被传输到差分电流探测器58的电信号已被描述为电流，但其不是本发明的限制。可供选择地，从OTA 28传输的电信号可以是与感生电流成正比例的电压。
图7-14示出包括在GFCI模块10中电路元件参量测量网络的实施方式。图7-14中的电路元件参量测量网络测量阻抗。然而，应当理解的是，其不是本发明的限制。当GFCI模块10测量阻抗，并且被耦合到单绕单电流变压器时，其被称为单绕单电流变压器阻抗测量电路。
图7是根据本发明实施方式的电路元件参量测量网络200的方框图。图7中所示为跨导运算放大器(OTA)202，其具有非反相输入端子204、反相输入端子206、以及输出端子210和212。应当注意的是，OTA 202类似于根据图1所显示和描述的OTA 28。非反相输入端子204被耦合以接收具有频率fc的电信号VIN(fc)，并且反相输入端子206连接到输出端子210。优选地，电子输入信号VIN(fc)是电压信号。更加优选地，电信号VIN(fc)是周期性的电压信号，例如正弦波。应当注意的是，电信号VIN(fc)可以是DC信号，即频率fc等于零。OTA 202的输出端子210通过电容器214耦合到负载216。举例来说，负载216是具有电路元件参量的负载阻抗，所述电路元件参量具有实分量和电抗性分量。例如，当负载216是阻抗时，该阻抗具有幅度和相位。要注意的是，电容器214是可以被省略的可选电路元件。
OTA 202的输出端子212通过电流到电压(I/V)转换器218耦合到调制器220和222。调制器220的输入端子226和调制器222的输入端子228连接到I/V转换器218的输出端子以形成节点224。举例来说，I/V转换器218可以是电阻器，通过该电阻器电流Irx(fc)流动生成电压Vrx(fc)。调制器220还具有输入端子230和输出端子232，所述输出端子230被耦合，用于接收调制信号VS(fc)，而输出端子232连接到低通滤波器(LPF)236的输入端子234。调制信号VS(fc)可为周期性信号，例如正弦波、方波、锯齿波，等等。应当注意的是，调制信号VS(fc)是与输入信号VIN(fc)相同类型的信号，并且具有与输入信号VIN(fc)相同的频率。优选地，调制信号VS(fc)是正弦波。模数转换器(ADC)238连接到LPF 236的输出端子。输出信号ZMAG216出现在ADC 238的输出端子239上。调制器220和LPF 236形成同相或实阻抗探测器280。
调制器222具有输入端子240和输出端子242，输入端子240被耦合用于通过相移元件244接收调制信号VSP(fc)，输出端子242耦合到LPF 248的输入端子246。相移元件244移动调制信号VS(fc)的相位以产生相移调制信号VSP(fc)，其具有与调制信号VS(fc)相同的频率和幅度，但不同的相位。例如，信号VS(fc)和VSP(fc)可具有90度的相位差，例如信号VSP(fc)与信号VS(fc)有90度相位差。ADC 250连接到LPF 248的输出端子。输出信号ZPHASE216出现在ADC 250的输出端子252上。调制器222和LPF 248形成交轴阻抗探测器282。交轴阻抗探测器282也被称为虚阻抗探测器或电抗性阻抗探测器。
在操作时，输入电压VIN(fc)被应用到OTA 202的输入端子204。响应于输入电压VIN(fc)，OTA 202生成电流Itx(fc)，其从输出端子210流过电容器214并进入负载216，由此在输出端子210上生成电压Vtx(fc)。因为输出端子210连接到输入端子206，电压Vtx(fc)出现在输入端子206上。因此，OTA 202缓冲到负载216的输入信号VIN(fc)。此外，OTA 202生成电流Itx(fc)的拷贝，并且传导该电流通过输出端子212。电流Itx(fc)的拷贝以电流Irx(fc)为标签，并且被称为拷贝电流或者复制电流。电流Irx(fc)被传输到I/V转换器218，其在节点224上生成电压Vrx(fc)。
响应于电压Vrx(fc)和Vs(fc)，调制器220在输出端子232上生成输出电压VMOD_I。输出电压VMOD_I等于被向下移至基带(即，被向下推移至DC)的电流Itx(fc)的幅度或实部分。LPF 236过滤输出电压VMOD_I以移除任何高频噪声，并且ADC 238数字化被过滤的输出电压VMOD_I以形成数字代码ZMAG216，其表示负载216阻抗的幅度，即被数字化的信号表示负载216阻抗的分量的幅度。
响应于电压Vrx(fc)和VSP(fc)，调制器222在输出端子242上生成输出电压VMOD_Q。LPF 248过滤输出电压VMOD_Q以移除任何高频噪声，并且ADC 250数字化被过滤的输出电压VMOD_Q以形成数字编码ZPHASE216，其表示负载216阻抗的相位，即被数字化的信号表示负载216阻抗的正交分量。
图8是根据本发明另一实施方式的电路元件参量测量网络270的示意图。网络270包括OTA 202、电容器214、负载216、LPF 236和248、以及ADC 238和250，其已在上面根据图2进行了描述。此外，网络270包括电压/电流复制器和反相器块218A，其具有输出端子217和输出端子219，所述输出端子217通常连接到开关284的输入端子288并连接到开关312的输入端子316以形成节点223，所述输出端子219通常连接到开关296的端子300并连接到开关304的端子308以形成节点271。网络270还包括的开关284，其具有控制端子286、连接到节点223的端子288、以及连接到LPF 236输入端子234的端子290。控制端子286被耦合，用于通过反相器292接收调制信号VSB(fc)，即反相器292的输入端子被耦合用于接收调制信号VS(fc)，并且反相器292的输出端子连接到开关284的控制端子286，用于传输被反相的调制信号VSB(fc)。节点271通过开关296耦合到LPF 236的输入端子234，所述开关296具有控制端子298以及端子300和302。控制端子298被耦合用于接收调制信号VS(fc)，端子300连接到节点271，并且端子302连接到LPF 236的输入端子234。
此外，节点271通过开关304耦合到LPF 248的输入端子246，所述开关304具有控制端子306以及端子308和310。更具体地，控制端子306被耦合用于接收调制信号VSP(fc)，端子308连接到节点271，并且端子310连接到LPF 248的输入端子246。开关312具有控制端子314、316和318，所述端子314被耦合用于从反相器320接收调制信号VSPB(fc)，所述端子316通常连接到开关284的端子288并连接到电流-电压转换器218A的端子217，所述端子318通常连接到LPF 248的输入端子246并连接到开关304的端子310。
在操作时，输入信号VIN(fc)在OTA 202的输入端子204上被接收。响应于输入信号VIN(fc)，OTA 202生成电流Itx(fc)，其从输出端子210流过电容器214并进入负载216，由此在输出端子210上生成电压Vtx(fc)。因为输出端子210连接到输入端子206，电压Vtx(fc)出现在输入端子206上。因此，OTA 202缓冲到负载216的输入信号VIN(fc)。此外，OTA 202生成电流Itx(fc)的拷贝，并且传导该电流通过输出端子212。电流Itx(fc)的拷贝以电流Irx(fc)为标签，并且被称为拷贝电流或者复制电流。电流Irx(fc)被传输到I/V转换器218A，并且被转换成出现在节点271上的电压Vrxp(fc)和出现在节点223上的电压Vrxn(fc)。
应当注意的是，调制信号VS(fc)控制开关284和296，并且调制信号VSP(fc)控制开关304和312。当调制信号VS(fc)为逻辑高电压电平时，开关284闭合并且开关296打开，而且当调制信号VS(fc)为逻辑低电压电平时，开关284打开并且开关296闭合。当调制信号VSP(fc)在逻辑高电压电平上时，开关304闭合并且开关312打开，而且当调制信号VSP(fc)在逻辑低电压电平上时，开关304打开并且开关312闭合。因此，开关284和296被打开和闭合，以便将信号Vrxn(fc)与VSB(fc)彼此相乘，并且将信号Vrxp(fc)与VS(fc)彼此相乘。这些信号的乘法形成乘积信号，其被组合以形成在LPF 236的输入端子234上的电压信号VMOD_I。输出电压VMOD_I等于被向下推移至基带(即被向下推移至DC)的电流Itx(fc)的幅度或实部分。因为信号Vrxn(fc)和Vrxp(fc)是全差分信号，则输入信号VIN(fc)的DC分量被移除，由此增加了网络270的噪声免除。LPF 236过滤输出电压VMOD_I以移除任何高频噪声，并且ADC 238数字化被过滤的输出电压VMOD_I以形成数字代码ZMAG216，其表示负载216的阻抗的幅度，即被数字化的信号表示负载216的阻抗的同相分量的幅度。开关284和296、反相器292、以及LPF 236形成同相或实阻抗探测器280A。
相类似地，开关304和312被打开和闭合，以便将信号Vrxn(fc)与VSPB(fc)彼此相乘，并且将信号Vrxp(fc)与VSP(fc)彼此相乘。这些信号的乘法形成乘积信号，其被组合以形成在LPF 248的输入端子246上的电压信号VMOD_Q。LPF 248过滤输出电压VMOD_Q以移除任何高频噪声，并且ADC 250数字化被过滤的输出电压VMOD_Q以形成数字代码ZPHASE216，其表示负载216的阻抗的相位，即被数字化的信号表示负载216阻抗的正交分量。开关304和312、反相器320、相移元件244、以及LPF 248形成交轴阻抗探测器282A。交轴阻抗探测器282A也被称为虚阻抗探测器或者电抗性阻抗探测器。
图9是根据本发明另一实施方式的电路元件参量测量网络350的示意图。图9中所示为通过电容器214耦合到负载216的OTA 202A。OTA 202A类似于OTA 202但具有三个输出端子210、212和215而不是OTA 202的两个输出端子210和212。因为OTA 202A具有三个输出端子，参考符号“A”已被附加到参考符号“202”，以便在图2中的OTA 202与图8中的跨导运算放大器之间进行区别。类似于根据图7描述的网络270，OTA 202A的输出210通过电容器214耦合到负载216。网络350包括的节点223通过开关284耦合到LPF 236的输入端子234，并且耦合到电流-电压转换器218A的输出端子217A。更具体地，开关284具有控制端子286、连接到节点223的端子288、以及连接到LPF 236的输入端子234的端子290。控制端子286被耦合用于从反相器292接收调制信号VSB(fc)，即反相器292的输入端子被耦合用于接收调制信号VS(fc)，并且反相器292的输出端子连接到开关284的控制端子286用于传输反相器调制信号VSB(fc)。LPF236的输入端子234通过开关296耦合到电流-电压转换器218A的输出端子219A，所述开关296具有控制端子298以及端子300和302。控制端子298被耦合用于接收调制信号VS(fc)，端子300连接到电流-电压转换器218A的输出端子219A，并且端子302通常连接到LPF236的输入端子234并连接到开关284的端子290。
OTA 202A的输出端子215通过开关312和电流-电压转换器218B耦合到LPF 248。更具体地，输出端子215连接到电流-电压转换器218B的输入端子，并且电流-电压转换器218B的输出端子217B连接到端子316以形成节点223A。电流-电压转换器218B的输出端子219B连接到开关304的端子308。开关304还具有控制端子306和端子310，所述端子306被耦合用于接收调制信号VSP(fc)，所述端子310通常连接到LPF 248的输入端子246并且连接到开关312的端子318。输出端子217B通过开关312耦合到LPF 248的输入端子246并且耦合到开关304的端子310。更具体地，开关312具有控制端子314、连接到输出端子217B的端子316、以及端子318，其通常连接到LPF248的输入端子246并且连接到开关304的端子310。控制端子314被耦合用于从反相器320接收调制信号VSPB(fc)，即反相器320的输入端子被耦合用于接收调制信号VSP(fc)，并且反相器320的输出端子连接到开关312的端子314用于传输被反相的调制信号VSPB(fc)。
在操作时，输入电压VIN(fc)被应用到OTA 202A的输入端子204上。响应于输入电压VIN(fc)，OTA 202A生成电流Itx(fc)，其从输出端子210流过电容器214并进入负载216，由此在输出端子210上生成电压Vtx(fc)。因为输出端子210连接到输入端子206，电压Vtx(fc)出现在输入端子206上。因此，OTA 202A缓冲到负载216的输入信号VIN(fc)。此外，OTA 202生成电流Itx(fc)的拷贝Irx_I(fc)和Irx_Q(fc)并且分别传导电流Irx_I(fc)和Irx_Q(fc)通过输出端子212和215。电流Itx(fc)的拷贝以Irx_I(fc)和Irx_Q(fc)为标签，并且每个电流都被称为拷贝电流或者复制电流。电流Irx_I(fc)被传输至电流-电压转换器218A，其在节点223上生成电压信号Vrxp_I(fc)。电流Irx_Q(fc)被传输至电流-电压转换器218B，其在节点223A上生成电压信号Vrxp_Q(fc)。
应当注意的是，调制信号VS(fc)控制开关284和296，并且调制信号VSP(fc)控制开关304和312。当调制信号VS(fc)在逻辑高电压电平上时，开关284闭合并且开关296打开，并且当调制信号VS(fc)在逻辑低电压电平上时，开关284打开并且开关296闭合。当调制信号VSP(fc)在逻辑高电压电平上时，开关304闭合并且开关312打开，并且当调制信号VSP(fc)在逻辑低电压电平上时，开关304打开并且开关312闭合。因此，开关284和296被打开和闭合，以将信号Vrxn_I(fc)与反相的信号VSB(fc)彼此相乘，并且将信号Vrxp_I(fc)与VS(fc)彼此相乘。这些信号的乘法形成乘积信号，其被组合以形成在LPF 236的输入端子234上的电压信号VMOD_I。输出电压VMOD_I等于被向下推移至基带(即被向下推移至DC)的电流Itx(fc)的幅度或实部分。因为信号Vrxn_I(fc)和Vrxp_I(fc)是全差分信号，输入信号VIN(fc)的DC分量被移除，由此增加了网络350的噪声免除。LPF 236过滤输出电压VMOD_I以移除任何高频噪声，并且ADC 238数字化被过滤的输出电压VMOD_I以便在输出端子239上形成数字代码ZMAG216，其表示负载216阻抗的幅度，即被数字化的信号表示负载216的阻抗的同相分量的幅度。
相类似地，开关304和312被打开和闭合，以便将信号Vrxn_Q(fc)与反相的信号VSPB(fc)彼此相乘，并且将信号Vrxp_Q(fc)与VSP(fc)彼此相乘。这些信号的乘法形成乘积信号，其被组合以形成在LPF 248的输入端子246上的电压信号VMOD_Q。LPF 248过滤输出电压VMOD_Q以移除任何高频噪声，并且ADC 250数字化被过滤的输出电压VMOD_Q以便在输出端子252上形成数字代码ZPHASE216，其表示负载216的阻抗的相位，即被数字化的信号表示负载216的阻抗的正交分量。
图10是根据本发明另一实施方式的电路元件参量测量网络370的示意图。除了用OTA 202A代替OTA 202而且网络370中缺少电流-电压转换器218以外，网络370类似于网络200。此外，调制器220和222被调制器220A和222A代替，所述调制器220A和222A被配置接收电流而不是电压。除了混合器220A和222A混合电流而不是电压之外，网络370的操作类似于网络200的操作。调制器220A和LPF236形成同相或实阻抗探测器280B。调制器222A和LPF 248形成交轴阻抗探测器282B。交轴阻抗探测器282B也被称为虚阻抗探测器或电抗性阻抗探测器。
图11是根据本发明另一实施方式的电路元件参量测量网络400的示意图。图11中所示为通过电容器214耦合到负载216的OTA202A。除了开关284和296以及反相器292被数模转换器(DAC)402代替，并且开关304和312以及反相器320被DAC 404代替之外，网络400的配置类似于网络350的配置。更具体地，DAC 402具有连接到OTA 202A的输出端子212的输入端子406、被耦合用于接收输入信号DSIN[N:0]的输入端子408、以及连接到LPF 236的输入端子234的输出端子410。DAC 404具有连接到OTA 202A的输出端子215的输入端子412、被耦合用于接收输入信号DCOS[N:0]的输入端子414、以及连接到LPF 248的输入端子246的输出端子416。信号DSIN[N:0]和DCOS[N:0]也被称为数字代码。
在操作时，输入电压VIN(fc)被应用到OTA 202A的输入端子204上。响应于输入电压VIN(fc)，OTA 202A生成电流Itx(fc)，其从输出端子210流过电容器214并进入负载216，由此在输出端子210上生成电压Vtx(fc)。因为输出端子210连接到输入端子206，电压Vtx(fc)出现在输入端子206上。因此，OTA 202A缓冲到负载216的输入信号VIN(fc)。此外，OTA 202生成电流Itx(fc)的拷贝Irx_I(fc)和Irx_Q(fc)并且分别传导电流Irx_I(fc)和Irx_Q(fc)通过输出端子212和215。电流Itx(fc)的拷贝以Irx_I(fc)和Irx_Q(fc)为标签，并且每个电流都被称为拷贝电流或者复制电流。电流Irx_I(fc)被传输至DAC 402，其通过数字输入代码DSIN[N:0]调制电流Irx_I(fc)并且生成在输出端子410上出现的电压VMOD_I。LPF 236过滤输出电压VMOD_I以移除任何高频噪声，并且ADC 238数字化被过滤的输出电压VMOD_I以便在输出端子239上形成数字代码ZMAG216，其表示负载216的阻抗的幅度，即被数字化的信号表示负载216的阻抗的同相分量的幅度。
电流Irx_Q(fc)被传输至DAC 404，其通过数字输入代编码DCOS[N:0]调制电流Irx_Q(fc)并且生成在输出端子416上出现的电压VMOD_Q。LPF 248过滤输出电压VMOD_Q以移除任何高频噪声，并且ADC 250数字化被过滤的输出电压VMOD_Q以便在输出端子252上形成数字代码ZPHASE216，其表示负载216阻抗的相位，即被数字化的信号表示负载216的阻抗的正交分量。
应当注意的是，网络400已被显示为使用正弦电流输入代码来调制电流Irx_I(fc)和Irx_Q(fc)。然而，电流Irx_I(fc)和Irx_Q(fc)可被转换成电压信号，以致于DAC 402和404使用正弦数字电压输入代码来调制电压信号，即在该实施方式中，数字代码DSIN[N:0]和DCOS[N:0]是数字电压信号。
图12是根据本发明另一实施方式的电路元件参量测量网络500的示意图。网络500包括OTA 202、电容器214和负载216，其已在上面根据图2进行了描述。此外，网络500包括带通滤波器502，其具有连接到OTA 202的输出端子212的输入端子504和连接到模数转换器(ADC)510的输入端子512的输出端子506。ADC 510具有连接到调制器520和522的输出端子514。调制器520的输入端子524和调制器522的输入端子526连接到输出端子514以形成节点528。调制器520还具有输入端子530和输出端子532，所述输入端子530被耦合用于接收调制信号VS(n)，所述输出端子532连接到低通滤波器(LPF)534的输入端子536。调制信号VS(n)可为被数字化的周期性信号，例如正弦波、方波、锯齿波，等等。优选地，调制信号VS(n)是数字化的正弦波。应当注意的是，调制信号VS(n)是与输入信号VIN(fc)同类型的信号，并且具有与输入信号VIN(fc)相同的频率。输出信号ZMAG216出现在LPF 534的输出端子539上，这里输出信号ZMAG216表示关于负载216的阻抗的幅度，即被数字化的信号表示负载216的阻抗的同相分量的幅度。调制器520和LPF 534形成同相或实阻抗探测器280C。
调制器522具有输入端子529和输出端子527，所述输入端子529被耦合用于通过相移元件544接收调制信号VSP(n)，所述输出端子527耦合到LPF 536的输入端子540。相移元件544推移调制信号VS(n)的相位以产生相移调制信号VSP(n)，其具有与调制信号VS(n)相同的频率和幅值，但不同的相位。例如，信号VS(n)和VSP(n)可具有90度的相位差，例如信号VSP(n)与信号VS(n)有90度的相位差。输出信号ZPHASE216出现在LPF 536的输出端子552上，这里输出信号ZPHASE216表示关于负载216的阻抗的相位，即数字化的信号表示负载216的阻抗的正交分量。调制器522和LPF 536形成交轴阻抗探测器282C。交轴阻抗探测器282C也被称为虚阻抗探测器或电抗性阻抗探测器。
图13是根据本发明另一实施方式的电路元件参量测量网络430的示意图。图13中所示为OTA 202A，其具有输入端子204和206以及输出端子210、212、和215。输入端子204被耦合用于接收输入信号VIN(fc)，并且输入端子206耦合到输出端子210，其连接到输入/输出节点431。输出端子215通过开关432耦合到输入/输出节点433，并且输出端子212通过开关440耦合到输入/输出节点433。更具体地，开关432具有被耦合用于通过反相器448接收输入信号VS(fc)的控制端子434、连接到输出端子215的端子436、以及连接到输入/输出节点433的端子438。反相器448将信号VS(fc)反相以生成在端子434上出现的信号VSB(fc)。开关440具有被耦合用于接收输入信号VS(fc)的控制端子442、连接到输出端子212的端子444、以及连接到输入/输出节点433和连接到开关432的端子438的端子446。
网络430还包括运算放大器450，其具有非反相输入端子452、反相输入端子454和输出端子456，这里非反相输入端子452被耦合用于接收偏压VBIAS，并且反相输入端子454耦合到输出端子456并耦合到输入/输出节点435。运算放大器450的输出端子456通过电阻器458耦合到输出端子438和446，并且耦合到输入/输出节点433。过滤电容器460连接在输入/输出节点433与输入/输出节点435之间。此外，输入/输出节点431和435连接到电流变压器466的端子462和464。优选地，电流变压器466是单绕单电流变压器电路。虽然电阻器458和过滤电容器460已被显示为在半导体芯片外部的电阻器和电容器，在所述半导体芯片上制造了OTA 202A、运算放大器450、以及开关432与440、以及反相器448，但这并不是本发明的限制。电阻器458可为芯片上电阻器，过滤电容器460可为芯片上电容器，或者电阻器458和过滤电容器460中的一个可以是过滤电容器。应当注意的是，输入/输出节点431、433和435可为被封装半导体芯片的输入/输出引脚。
在操作时，正弦信号VIN(fc)被应用到输入端子204。响应于正弦输入信号VIN(fc)，OTA 202A生成Itx(fc)，其从输出端子210流到电流变压器466的端子462。此外，OTA 202A生成电流Itx(fc)的拷贝Inx(fc)和Ipx(fc)并且分别传导电流Inx(fc)和Ipx(fc)通过输出端子212和215。电压VBIAS连接到运算放大器450的输入端子452，并且被传输至输出端子456。偏压VBIAS被传输至电流变压器466的端子464。开关432和440根据输入到控制端子442的输入电压VS(fc)而被打开和闭合。
图14是根据本发明另一实施方式的电路元件参量测量网络470的示意图。图14中所示为OTA 202A、运算放大器450、以及开关432和440。输出端子210连接到输入/输出节点492，其通过串联电阻器493和电容器494连接到电流变压器497的端子496。应当注意的是，电容器494是可省略的可选组件。输出端子212和215与开关432和440的连接已根据图13中所示网络430进行了描述。应当注意的是，开关432和440各自端子438和440的连接，与上面根据图13所描述的不同并且将在下面进行描述。
网络470还包括运算放大器472，其具有的非反相输入端子474通过电阻器480耦合到输出端子478。输出端子478通过电阻器308耦合到输入/输出节点490。输入/输出节点490通过例如电容器498耦合到接地。运算放大器472具有通常连接到输出端子456的反相输入端子476、输入/输出节点435、以及端子496。开关432和440各自的端子438和446通常连接到开关482的端子486和连接到非反相输入端子474。开关482具有被耦合用于接收输入信号VCNTL的控制端子499、连接到节点491的端子484、以及端子486，该端子486通常连接到运算放大器472的非反相输入端子474和连接到开关432的端子438。电阻器493的端子，电容器的端子，以及电流变压器497的电流变压器497的端子495。电容器494的另一端子通常连接到输入/输出焊盘435并连接到电流变压器497的输入端子496。优选地，电流变压器497是单绕单电流变压器电路。输入/输出焊盘435、490、491、以及492为被封装半导体芯片的输入/输出引脚。
虽然此处公开了具体的实施方式，但不意味着将本发明限制在被公开的实施方式中。本领域中的技术人员将会认识到能够做出修改和变化而不偏离本发明的精神。本发明旨在涵盖落于所附权利要求的范围内的所有的这类修改和变化。

Claims (6)

1.一种用于确定电流变压器的电路元件参量的电路(200)，包括：
跨导放大器(202)，其具有第一输入端子和第二输入端子以及第一输出端子和第二输出端子，所述跨导放大器的第一输出端子耦合到所述电流变压器的输入端子；
电流到电压转换器，具有输入和输出，所述电流到电压转换器的输入耦合到所述跨导放大器的第二输出端子；
第一乘法器(220)，其具有第一输入端子和第二输入端子以及输出端子，所述第一输入端子被耦合到所述电流到电压转换器的所述输出端子，并且所述第二输入端子被耦合用于接收第一电信号(VS(fc))；以及
第二乘法器(222)，其具有第一输入端子和第二输入端子以及输出端子，所述第一输入端子被耦合到所述电流到电压转换器的所述输出端子。
2.如权利要求1所述的电路(200)，其中所述电路(200)是单绕单电流变压器阻抗测量电路。
3.如权利要求1或2所述的电路(200)，还包括具有输入端子和输出端子的相移元件(244)，所述输入端子被耦合用于接收所述第一电信号(VS(fc))，并且所述输出端子被耦合到所述第二乘法器(222)的所述第二输入端子。
4.一种用于使用如权利要求1的电路确定电路元件参量的方法，包括：
在所述跨导放大器的第一输入端子处提供第一电压信号(VIN(fc))；
响应于所述跨导放大器的第一输入端子处的所述第一电压信号，在所述跨导放大器的第一输出端子处生成第一电流信号(Itx(fc))；
由所述第一电流信号(Itx(fc))生成第二电流信号(Irx(fc))；
响应于所述第二电流信号生成第二电压信号(Vrx(fc))；以及
将所述第二电压信号(Vrx(fc))输入第一乘法器(220)和第二乘法器(222)。
5.一种用于使用如权利要求1的电路确定电路元件参量的方法，包括：
在所述跨导放大器的第一输入端子处提供第一电压信号(VIN(fc))；
响应于所述跨导放大器的第一输入端子处的所述第一电压信号，在所述跨导放大器的输出端子处生成第一电流信号(Itx(fc))；
由所述第一电流信号(Itx(fc))生成第二电流信号(Irx(fc))；
响应于所述第二电流信号生成第二电压信号(Vrx(fc))；
将所述第二电压信号(Vrx(fc))输入第一乘法器(220)和第二乘法器(222)；
将所述第二电压信号(Vrx(fc))与第三电压信号(VS(fc))相乘以生成第四电压信号(VMOD_I)；
将所述第四电压信号(Vrx(fc))与第五电压信号(VSP(fc))相乘以生成第六电压信号(VMOD_Q)；
将所述第四电压信号(VMOD_I)和所述第六电压信号(VMOD_Q)输入第一低通滤波器(236)和第二低通滤波器(248)以各自生成第一滤波电信号和第二滤波电信号，所述第一低通滤波器耦合到所述第一乘法器的输出端子以及所述第二低通滤波器耦合到所述第二乘法器的输出端子；以及
将所述第一滤波电信号和所述第二滤波电信号转换成第一数字滤波电信号(ZMAG216)和第二数字滤波电信号(ZPHASE216)。
6.一种用于使用如权利要求1的电路确定电路元件参量的方法，包括：
在所述跨导放大器的第一输入端子处提供第一电压信号(VIN(fc))；
响应于所述跨导放大器的第一输入端子处的所述第一电压信号，在所述跨导放大器的输出端子处生成第一电流信号(Itx(fc))；
由所述第一电流信号(Itx(fc))生成第二电流信号(Irx(fc))；
响应于所述第二电流信号生成第二电压信号(Vrx(fc))；
提供第三电压信号(VS(fc))；
由所述第三电压信号(VS(fc))生成第四电压信号(VSP(fc))，其中所述第四电压信号(VSP(fc))和所述第三电压信号(VS(fc))彼此异相；
将所述第二电压信号(Vrx(fc))和所述第三电压信号(VS(fc))组合到一起以形成第一调制信号(VMOD_I)；以及
将所述第二电压信号(Vrx(fc))和所述第四电压信号(VSP(fc))组合到一起以形成第二调制信号(VMOD_Q)。
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