CN101232293A - 电流模式射频接收机前端 - Google Patents

Abstract

本发明电流模式射频接收机前端，属于模拟集成电路领域。电路中非平衡－平衡变压器产生平衡式差分输出信号；差分跨导LNA经过低噪声放大，产生差分输出电流；差分式电流模式I/Q环型振荡器提供两路相互正交的差分式本振电流信号；LNA和振荡器的输出电流直接作为差分电流模式混频器的输入；差分式电流模式放大器提高电流信号增益；基于CMOS电流镜的差分式电流模式低通滤波器在正电源电压与地之间或正负电源电压之间只有一个MOS管。整体电路以电流信号为处理对象，电路内部节点电阻低，降低了电路的工作电压和功耗，克服了移动通信设备数－模混合单片集成系统中的前端射频电路与后端数字电路工作电压和功耗不一致这一瓶颈。

Description

电流模式射频接收机前端

技术领域

本技术涉及一种电流模式射频接收机前端集成电路，所有电路均采用电流模式的方法进行设计，属于模拟集成电路领域。

背景技术

近十年来来，寻呼机、无绳电话、模拟及数字蜂窝电话等个人通信系统及数字电视、广播得到了迅猛的发展。对重量轻、体积小、功耗低及成本低的发射及接收设备的需求迅猛增加。对于移动通信的便携设备，一般采用电池供电，要求在低电压、低功耗下工作。目前，移动通信设备均采用数-模混合集成电路设计，即前端射频接收电路部分是模拟系统，后端(A/D转换器后的部分)为数字系统。由于低电压、低功耗及小体积的需要，发展趋势是将前端的模拟射频电路与后端的数字电路集成于一个芯片上。目前数字系统的工作电压及功耗可以做得非常低，而数字系统的低电压不适合于模拟射频电路的工作，因为当模拟射频电路取与后端同样大小的电压时，射频电路的动态范围、线性度、工作频率及增益大大受到限制。另外，由于模拟射频集成电路功耗大，在进行系统集成时，由于热堆积引起烧坏芯片。所以前端的射频电路的工作电压和功耗与后端的数字电路的工作电压和功耗不一致，成为移动通信设备数-模混合单片集成的一大瓶颈。

电流模式电路具有明显的优点：第一，现有主要的电子器件(双极晶体管和场效应管)都是电流输出器件，它们的被控制量都是电流。如果用电压变量处理信号，必须在电路内部设计高阻抗节点，进行电流-电压变换。相反，如果以电流作为信息载体，则无须进行电流-电压变换，不仅减少了元件数目、简化了电路结构，而且避免了因引入高值电阻对电路工作速度和高频特性的损害。第二，用电流变量可以便捷的完成多种信号运算功能，模拟技术中几种最基本的信号处理，如加/减、积分、倍乘等，用电流信号实现比用电压信号实现简便得多。第三，由于采用电流进行信号处理，没有高阻抗节点进行电流电压变换，所以所需的工作电压及功耗较低。研究表明，在高频、高速信号处理领域，电流模式的电路设计方法正在取代传统的电压模式设计方法。

为了克服移动通信设备数-模混合单片集成系统中的前端的射频电路的工作电压和功耗与后端的数字电路的工作电压和功耗不一致这一瓶颈，本专利采用电流模式设计射频接收机前端电路，所设计的电流模式射频集成电路比电压模式射频集成电路具有更高的速度、更好的抗干扰性、更低的工作电压和功耗。

发明内容

本专利实现了一种电流模式射频接收机前端，该前端由非平衡-平衡变压器、跨导型差分式电流模式LNA、差分式电流模式混频器、差分式电流模式I/Q环型振荡器、差分式电流模式放大器、差分式CMOS电流模式滤波器几个部分组成，采用标准的0.18μmCMOS工艺流片，工作电压0.95V。

附图说明

图1是电流模式射频接收机前端实现方案图。

图2是非平衡-平衡变压器实现方案图。

图3是跨导型差分式电流模式LNA的实现方案图。

图4是差分式电流模式混频器电原理图。

图5是差分式电流模式I/Q环型振荡器实现方案图。

图6是差分式电流模式放大器实现方案。

图7是差分式CMOS电流模式滤波器实现方案。

具体实施方式

图2所示的非平衡-平衡变压器由两个串联的共栅场效应管和一个共源场效应管组成，从500Mhz到10Ghz，该变压器的相位误差小于5°。该非平衡-平衡有源变压器，相对于无源变压器更利于单片集成，相对于source/drain型有源变压器有更宽的频带，相对于推挽型有源变压器有更低的功率消耗，相对于共源共栅场效应管对具有更更小的相位误差。

图3所示的跨导型差分式电流模式LNA，M₁和M₂是差分对的核心，改变L_g比可以使电路工作在不同的中心频率。电路是在PD/OTA(psesudo differential operationaltransconductance amplifiers)结构的基础上在上M₃与M₄之间M₅、M₆之间增加小电阻，通过仿真调试选择合适的大小，可以提高LNA的高频性能。电感L_g、L_s，M₁、M₂的C_gs1、C_gs2构成LNA的匹配网络。电感L_s提供源极负反馈，提高电路的线性度，同时，这两个电感也产生一个实阻抗提供给输入阻抗匹配网络。其实现是通过另下式中的虚部等于零消除电抗得到的。

Z_in＝L_s.g_m/C_gs+j(w(L_s+L_g)-1/wC_gs)

传统的FD(fully differential)结构由带有尾电流源的差分对构成，本专利采用的PD(pseudo differential)结构没有尾电流源。简单的去掉尾电流源将增大电路的ACM(共模增益)，在FD结构中，能够采用增加偏置电流源对应的输出阻抗的方法减少A_CM。但是对PD OTA结构，A_CM等于A_DM，都是g_mr₀.这样共模抑制比等于1，A_CM太大。本专利设计时在此基础上进行改进，其电路如图3所示，

A_CM|_w＝0＝v_ocm/v_icm|_w＝0＝(g_m1-g_m1g_m2/(g_m2+g₀₁+g₀₂))/(g₀₁+g₀₂)＝g_m1/g_m2

这实际上是增加了共模反馈的PD OTA电路，适当选择g_m1、g_m2可以降低电路的共模增益。

图4是差分式电流模式混频器，混频器的输入是差分电流I_x和I_y，输出是差分电流I₁和I₂。电路采用两个电流回路实现电流模式乘法器。其实现原理如下：

如果晶体管M₁-M₆都严格一样，那么V_gs1-V_gs2都一致。

I_x1/I_x2＝I_c3/I_c4＝I_c6/I_c5              (1)

I₁-I₂＝(I_c3+I_c5)-(I_c4+I_c6)             (2)

I_y1＝I_c3+I_c4                           (3)

I_y2＝I_c5+I_c6                           (4)

把(3)、(4)带入(2)可得

I₁-I₂＝(I_y1+I_y2)-2*(I_c4+I_c6)         (5)

用I_x1、I_x2、I_y1和I_y2表示I_c4和I_c6带入(5)可得

I₁-I₂＝(I_x1-I_x2)(I_y1-I_y2)/(I_x1+I_x2)    (6)

易得

I_x(Differential I_xcurrent)＝(I_x1-I_x2)

I_y(Differential I_ycurrent)＝(I_y1-I_y2)

I_REF＝(I_x1+I_x2)

I₁-I₂＝I_x*I_y/I_REF

该混频器相对于传统的电压模式混频器，所有串联的晶体管都用并联结构替代，减少了共源共栅结构数目。并且利用电流输入替代电压输入，解决了晶体管层叠的问题，实现了低电压。差分电流输入有一点跟double-balanced混频器相似，就是偶数阶谐波失真很小。

差分LNA的电流输出直接作为差分MIXER的输入，也不需要额外的V-I转换单元电路。

图5所示为本专利采用的电流模式Q/I振荡器，提供两路正交的差分振荡信号。该振荡器采用低频普通环型振荡器获得高频的I/Q电流振荡信号输出，实现原理如下：

A1-A6为六个延时单元构成普通的低频环型振荡器。如果一个延时单元的延时为t_d，那么振荡的周期是12t_d，在每一个延时单元后面接了一个g_m单元，将电压信号转化成电流信号。易知，I路信号是I₂、I₄、I₆的和信号，Q路信号是I₁、I₃、I₅的和信号，那么I/Q路信号的振荡周期变成了原始信号的1/3，也就是4t_d，I₂是Q₁反相延时t_d，I₄是Q₃反相延时t_d，I₆是Q₅反相延时t_d之间相位相差90°，也就是Q相对于I在相位上滞后90°，所以最终实现了I/Q两路正交差分电流信号输出。

图6所示电路为差分式电流模式放大器，其作用是插入到混频器和滤波器之间，提高了电流信号增益。其中M₁、M₂和为M₇、M₈均为1∶K₁的电流镜(即两者沟导长宽比之间的比值为1∶K₁)，M₅、M₆和M₃、M₄为1∶K₂的电流镜。I_i ⁺、I_i ^-分别为差分输入，I_o ⁺、I_o ^-分别为差分输出，可知其差分电流增益为K₁K₂。

图7所示为本专利设计的最后一个单元电路，是电流模式低通滤波器电路。由于基于CMOS电流镜差分式电流模式滤波器具有电路结构简单，在正电源电压与地之间或正负电源电压之间仅有一个MOS管，所以所需电源很低、功耗也很低。I_ip、I_in为差分式输入，I_op、I_on为差分式低通滤波器输出。

Claims (7)

1.一种电流模式射频接收机前端，其特征在于所述的射频接收机前端所用核心电路均采用电流模式的方法进行设计，所设计的射频集成电路比电压模式射频集成电路具有更高的速度、更好的抗干扰性、更低的工作电压和功耗。

2.根据权利要求1所述的射频接收机前端，其特征在于其电路包含如下几个核心电路：一个跨导型差分式电流模式LNA、两个差分式电流模式混频器、一个差分式电流模式I/Q环型振荡器、两个差分式电流模式放大器、两个差分式CMOS电流模式滤波器。

3.根据权利要求2所述的射频接收机前端，其特征在于其跨导型差分式电流模式LNA采用PD/OTA(psesudo differential operational transconductance amplifiers)电路基本结构，满足L_sg_m/C_gs＝50产生输入阻抗的50Ω实部，w(L_s+L_g)＝1/wC_gs，将电路调谐到工作中心频率。A_CM|_w＝0＝g_m1/g_m2具有较低的共模增益。为了实现功耗和噪声系数的最优化，输入晶体管选择最忧器件宽度 $W=\frac{3}{2{\mathrm{\ω}}_{0}L{C}_{0x}{R}_s{Q}_{L,\mathrm{opt},P_D}}.$ 其中L_s为源级负反馈电感，g_m为输入晶体管的跨导，L_g为栅极串联电感，C_gs为输入晶体管栅源寄生电感，g_m1、g_m2为电流镜单元晶体管跨导，ω₀为工作中心频率，L为器件沟道长度，C_ox为氧化物单位面积电容，Rs为源阻抗，*Q_L，opt，PD为在一定功率约束条件下，最优化的输入回路等效品质因数。该部分电路为专利要求4所述的混频器提供射频输入。

4.根据权利要求2所述的射频接收机前端，其特征在于其差分式电流模式混频器的LO输入、RF输入、IF输出都为电流，采用两个电流回路实现电流模式乘法器。所采用的晶体管都严格一样，相对于电压模式混频器所有串联晶体管都用并联结构替代，减少了共源共栅结构数目，以电流输入替代电压输入，解决晶体管层叠问题，实现低电压工作，且跟双平衡混频器一样，偶数谐波失真很小，满足i_if＝i_rf*i_1o/I_REF，其中i_if为为输出中频差分电流，i_rf为输入射频差分电流，i_1o为输入本振差分电流，I_REF为射频输入级偏置电流。差分LNA的电流输出直接作为差分MIXER的输入，不需要额外的V-I转换单元电路。整个混频电路供电电压为1.2V，功率消耗低于3mW，IIP为9.5dB，具有很好的线性。

5.根据权利要求2所述的射频接收机前端，其特征在于其差分式电流模式I/Q环型振荡器在采用六个延时单元构成的普通环型振荡器基础上添加g_m单元，将产生的六个电流信号间隔分为两组取模，六延时单元环型振荡器，各个延时单元时延为t_d，振荡周期为12t_d，构成的两路新电流信号振荡周期为4t_d，所以频率比原电压振荡信号提高三倍，且相位相差90°，为专利要求4所述的混频器提供本振输入。整个振荡电路供电电压低于1V，两路正交电流输出相位误差低于1°。

6.根据权利要求2所述的射频接收机前端，其特征在于其差分式电流模式放大器采用电流镜实现，插入到混频器和滤波器之间，实现电流放大，提高电流信号增益。放大器分两级放大，放大倍数分别为K₁和K₂。

7.根据权利要求2所述的射频接收机前端，其特征在于其差分式CMOS电流模式滤波器基于电流镜实现，电路结构简单，正电源电压与地之间或正负电源电压之间仅有一个MOS管，所以所需电源很低、功耗也很低。

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