CN102016630B - 双模卫星信号接收机及其方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种双模卫星信号接收机以及一种卫星信号接收方法，所述双模卫星信号接收机能够支持至少两种全球导航卫星系统。所述双模卫星信号接收机包括：频率合成器，用于基于参考频率产生本地振荡器信号；混频器，用于将本地振荡器信号与卫星信号混频并输出混频后的信号作为中频带的信号；第一滤波器，用于对从混频器输出的信号进行滤波以便阻断镜像信号并且仅输出实际信号；第二滤波器，用于对实际信号进行滤波以便根据定位模式仅输出预定带宽；以及放大器，用于将第二滤波器输出信号放大至预定电平并且输出放大后的信号。

Description

双模卫星信号接收机及其方法

技术领域

本发明涉及一种卫星信号接收机与一种卫星信号接收方法。具体地，本发明涉及一种支持多种全球导航卫星系统的卫星信号接收机与接收方法。

背景技术

全球导航卫星系统(GNSS)使用空间中的人造卫星网络来精确地跟踪地面上目标对象的位置。GNSS包括由美国国防部运营的全球定位系统(GPS)和处于初始开发阶段的欧盟的伽利略定位系统(Galileo)。GNSS用于许多应用中，诸如例如在飞机或船舶的定位中以及在诸如远程信息处理(telematic)之类的信息/通信技术中。

GPS是使用来自绕地球轨道运动的卫星的信号来提供位置信息的全球导航卫星系统。GPS主要为了军事目的而建立，但是自2000年以来，从信号中移除了选择可用性(SA(selective availability)，一种人为的噪声)使得GPS可广泛用于在各个领域中。同时，Galileo定位系统是主要旨在用于民用的全球导航卫星系统。Galileo提供比GPS更准确的测量和增强的信令，并且预期Galileo定位系统将来将用于各个领域中。然而，GPS和Galileo定位系统是彼此互补的，并且预期这两个系统将共存。因此，期望可在GPS和Galileo定位系统两者中运行的卫星信号接收机。

发明内容

技术问题

本发明的目的是提供一种可应用于GPS和Galileo定位系统两者的双模卫星信号接收机，并且提供一种用于双模卫星信号接收机的卫星信号接收方法。

技术方案

根据本发明的一方面，一种双模卫星信号接收机包括：(1)频率合成器，用于基于参考频率产生本地振荡器信号；(2)混频器，用于将本地振荡器信号与卫星信号混频，并且输出作为中频带的信号的混频后的信号；(3)第一滤波器，用于对从混频器输出的信号进行滤波以便阻断镜像/噪声信号并且仅输出实际信号；(4)第二滤波器，用于对从第一滤波器输出的实际信号进行滤波以便仅输出根据定位模式的预定带宽；以及(5)放大器，用于将从第二滤波器输出的信号放大至预定电平，然后输出放大后的信号。

根据本发明的另一方面，一种用于支持至少两种双模卫星信号接收机的双模卫星信号接收方法包括：(a)基于参考频率产生本地振荡器信号；(b)将本地振荡器信号与卫星信号混频，并且输出作为中频带的信号的混频后的信号；(c)对混频后的信号进行滤波以便阻断镜像/噪声信号并且仅输出实际信号；(d)对实际信号进行滤波以便仅输出根据定位模式的预定带宽；以及(e)将具有预定带宽的信号放大至预定电平并且然后输出放大后的信号。

有益效果

本申请可以应用于GPS和Galileo定位系统两者。当将各导航卫星系统集成时可以降低成本。

附图说明

图1是根据本发明实施例的双模卫星信号接收机的电路框图。

图2图示图1的可变增益放大器的配置。

图3是图示根据本发明的图2的指数电流产生器的实施例的电路图。

图4是图示根据本发明的图2的指数电流产生器的另一实施例的电路图。

图5是根据本发明的图1的分数N分频锁相环的实施例的框图。

图6是图示根据本发明的双模卫星信号接收机的卫星信号接收方法的实施例的流程图。

具体实施方式

图1示出了根据本发明的双模卫星信号接收机。该接收机包括低噪声放大器100、混频器101和102、缓冲器103和104、无源多相滤波器105、缓冲器106、带通滤波器107、可变增益放大器108、模数转换器109和分数N分频(fractional-N)锁相环110。

低噪声放大器100放大所接收的卫星信号并输出放大后的信号。低噪声放大器100输出作为差分信号的单相卫星信号。也就是说，低噪声放大器100输出作为‘I’(同相)信号和‘Q’(正交)信号的单相卫星信号。优选地，卫星信号具有1.575GHz的频率。低噪声放大器100被设计为具有小的噪声因子和近似26dB的增益。

混频器101和102将从低噪声放大器100输出的卫星信号与从分数N分频锁相环110输出的信号进行混频，并且将混频后的信号下变换至中频带。作为‘I’(同相)混频器的混频器101将从低噪声放大器100输出的‘I’信号变换至中频带，而作为‘Q’(正交)混频器的混频器102将从低噪声放大器100输出的‘Q’信号变换至中频带。混频器101和混频器102具有90度相差。优选地，混频器101和102将1.575GHz的卫星信号下变换至4MHz的频率。

当将1.575GHz的卫星信号下变换至4MHz的频率时，下变换也在-4MHz频率处建立1.575GHz信号的分量。-4MHz频率处的信号分量不能从4MHz频率处的信号分量中区分出来。因此，混频器101和102具有90度相差以便移除-4MHz频率处的信号分量。分别通过缓冲器103和104馈送从混频器101和102输出的中频信号。

无源多相滤波器105接收来自缓冲器103和104的90度相差信号，阻断-4MHz频率处的镜像信号，并且将4MHz频率处的实际信号输出至缓冲器106。换句话说，在4MHz和-4MHz频率处的信号之中，无源多相滤波器105阻断噪声/镜像信号，即-4MHz频率处的信号，并且通过4MHz频率处的信号。

带通滤波器107滤波并输出来自缓冲器106的信号的、基于4MHz的中心频率的预定带宽，并且阻断其它带宽。也就是说，在GPS模式下，带通滤波器107通过基于4MHz的中心频率的2MHz或4MHz带宽，而在Galileo模式下，带通滤波器107通过基于4MHz的中心频率的6MHz带宽。带通滤波器107的中心频率被调谐环路111自动调谐到4MHz。

可变增益放大器108将从带通滤波器107接收的信号放大至预定电平，并且将放大后的信号输出至模数转换器109。为了恰当地运行模数转换器109，信号电平应当恒定。自动增益控制环路(AGC环路)112感测可变增益放大器108的输出电平。如果输出电平高，则自动增益控制环路112降低增益控制电压，使得降低可变增益放大器108的增益。如果输出电平低，则自动增益控制环路112增加增益控制电压，使得增加可变增益放大器108的增益。可变增益放大器108dB线性地控制增益，在下面更详细地进行讨论。

模数转换器109将从可变增益放大器108接收的模拟信号转换为数字信号。优选地，模数转换器109根据由分数N分频锁相环110提供的时钟将从可变增益放大器108接收的模拟信号转换为2比特数字信号。

分数N分频锁相环110是频率合成器，并且使用参考频率(Fref)产生精确的本地振荡器(F_LO)信号并将该本地振荡器信号输出到混频器101和102。由于在GPS和Galileo定位系统中仅有一个信道，因此可以使用整数N分频锁相环频率合成器。然而，根据本发明的卫星信号接收机可以与在同一系统中共存的其它RF(射频)收发机共享温度补偿晶体振荡器(TCXO)。因此，根据本发明的卫星信号接收机使用能够支持从温度补偿晶体振荡器产生的多个参考频率的分数N分频锁相环。

如上所述，分数N分频锁相环110产生并输出本地振荡器信号。另外，分数N分频锁相环110向自动地调谐带通滤波器107的中心频率的调谐环路提供时钟信号，并且提供用于模数转换器109的信号采样的时钟信号。

图2示出了可变增益放大器108，其包括指数电流产生器201、指数电流至电压转换器203和放大器205。指数电流产生器201根据从自动增益控制环路接收的线性增益控制电压产生两个指数电流。指数电流指示两个所产生的电流的比率具有指数函数特性。比率的方程可以表示NMOS、或PMOS或NMOS与PMOS两者。当比率的方程包括NMOS和PMOS两者时，指数电流的特性受到NMOS和PMOS之间的物理差异的影响。然而，在比率的方程表示NMOS或PMOS的情况下，可以消除上述影响。在指数电流产生器201中产生的指数电流转换为dB单位时展现出线性特性。

指数电流至电压转换器203将在指数电流产生器201中产生的指数电流转换为电压并且输出该电压。指数电流至电压转换器203将两个电流转换为电压。从指数电流至电压转换器203输出的电压被称为差分电压。

放大器205通过根据从指数电流至电压转换器203接收的差分电压而控制增益来放大输入信号，并且输出放大后的信号。放大器205中的增益控制具有dB线性的特性。也就是说，按照dB尺度，增益相对于差分电压线性地改变。

图3示出了根据本发明的图2的指数电流产生器的实施例。指数电流产生器201包括单-差分转换器301、第一电流产生器303、第一电流镜304、第二电流产生器305、和第二电流镜306。单-差分转换器301放大单端输入信号并输出作为两个差分信号的放大后的信号。图3仅示出差分放大器。作为差分信号，单-差分转换器301输出共模电压(Vcm)和控制电压(Vc)之和、以及共模电压(Vcm)和控制电压(Vc)之差。

第一电流产生器303包括PMOS晶体管(M_p1)和NMOS晶体管(M_n1)。PMOS晶体管(M_p1)的源极端子连接到直流电压(VDD)，PMOS晶体管(M_p1)的漏极端子连接到NMOS晶体管(M_n1)的漏极端子，PMOS晶体管(M_p1)的栅极端子连接到第一电流镜304的栅极端子。

从单-差分转换器301输出的共模电压(Vcm)和控制电压(Vc)之间的差(Vcm-Vc)被输入到第一电流产生器303的NMOS晶体管(M_n1)的栅极端子。NMOS晶体管(M_n1)的漏极端子连接到电流源(I_On1)，而NMOS晶体管(M_n1)的源极端子是地。在第一电流产生器303中，通过PMOS晶体管(M_p1)的栅极端子对由NMOS晶体管(M_n1)产生的电流(I_D1)和电流源(I_On1)进行镜像，并且将其输出到第一电流镜304。因此，输出到第一电流镜304的电流是由NMOS晶体管(M_n1)产生的电流(I_D1)和电流源(I_On1)之和。

第一电流镜304包括NMOS晶体管(M_n3)和PMOS晶体管(M_p3)。如上所述，第一电流镜304将由NMOS晶体管(M_n1)产生的电流(I_D1)和电流源(I_On1)之和输出为第一电流(I_C1)。

同时，第二电流产生器305具有与第一电流产生器303相同的电路配置。第二电流产生器305的PMOS晶体管(M_p2)的源极端子连接到直流电压(VDD)，PMOS晶体管(M_p2)的漏极端子连接到NMOS晶体管(M_n2)的漏极端子，而PMOS晶体管(M_p2)的栅极端子连接到第二电流镜306的栅极端子。然而，从单-差分转换器301产生的共模电压(Vcm)和控制电压(Vc)之和(Vcm+Vc)被输入到第二电流产生器305的NMOS晶体管(M_n2)的栅极端子。

在第二电流产生器305中，通过PMOS晶体管(M_p2)的栅极端子对由NMOS晶体管(M_n2)产生的电流(I_D2)和电流源(I_On2)进行镜像，并将其输出到第二电流镜306。因此，输出到第二电流镜306的电流是由NMOS晶体管(M_n2)产生的电流(I_D2)和电流源(I_On2)之和。

第二电流镜306包括NMOS晶体管(M_n4)和PMOS晶体管(M_p4)。如上所述，第二电流镜306将由第二电流产生器305的NMOS晶体管(M_n2)产生的电流(I_D2)和电流源(I_On2)之和输出为第二电流(I_C2)。

第一电流镜304的第一电流(I_C1)和第二电流镜306的第二电流(I_C2)被输入到图2的指数电流至电压转换器203，其将电流转换为要用于放大器205中的差分电压。

放大器205的增益是输入信号电压与输出信号电压的比率。可以将指数电流产生器201的第一电流(I_C1)与第二电流(I_C2)的比率表示为指数函数，使得电压比率展现出dB线性的特性。指数函数可以典型地由泰勒级数来近似。由方程1表示近似方程。

[数学方程1]

$e^{-\mathrm{ax}}\≈1+\frac{a}{1!}x+\frac{a}{2!}{x}^2=\frac{1}{2}[1+{(1+\mathrm{ax})}^2]$

$e^{2\mathrm{ax}}=\frac{e^{\mathrm{ax}}}{e^{-\mathrm{ax}}}\≈\frac{[1+x{(1+\mathrm{ax})}^2]}{[1+{(1-\mathrm{ax})}^2]}$

$f_{\mathrm{apprx}}\left(x\right)=\frac{[k+x{(1+\mathrm{ax})}^2]}{[k+{(1-\mathrm{ax})}^2]}$

在图3的电路中产生的第一电流(I_C1)与第二电流(I_C2)的比率由方程2表示。

[数学方程2]

$f_2\left(V_C\right)=\frac{I_{C2}}{I_{C1}}=\frac{I_{0n}+I_{D2}}{I_{0n}+I_{D1}}=\frac{I_{0n}+K_n{(V_C+V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{SS}}-V_{\mathrm{THn}})}^2}{I_{0n}+K_n{(-V_C+V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{SS}}-V_{\mathrm{THn}})}^2}$

$=\frac{I_{0n}+K_n{(V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{SS}}-V_{\mathrm{THn}})}^2\×{(1+\frac{V_C}{(V_{\mathrm{CN}}-V_{\mathrm{SS}}-V_{\mathrm{THn}})})}^2}{I_{0n}+K_n{(V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{SS}}-V_{\mathrm{THn}})}^2\×{(1-\frac{V_C}{(V_{\mathrm{CN}}-V_{\mathrm{SS}}-V_{\mathrm{THn}})})}^2}$

$=\frac{K_n{(V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{SS}}-V_{\mathrm{THn}})}^2\×\{\frac{I_{\mathrm{on}}}{K_n{(V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{SS}}-V_{\mathrm{THn}})}^2}+{(1+\frac{V_C}{(V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{SS}}-V_{\mathrm{THn}})})}^2\}}{K_n{(V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{SS}}-V_{\mathrm{THn}})}^2\×\{\frac{I_{\mathrm{on}}}{K_n{(V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{SS}}-V_{\mathrm{THn}})}^2}+{(1-\frac{V_C}{(V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{SS}}-V_{\mathrm{THn}})})}^2\}}$

$=\frac{K_n{(V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{THn}})}^2\×\{\frac{I_{\mathrm{on}}}{K_n{(V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{THn}})}^2}+{(1+\frac{V_C}{(V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{THn}})})}^2\}}{K_n{(V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{THn}})}^2\×\{\frac{I_{\mathrm{on}}}{K_n{(V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{THn}})}^2}+{(1-\frac{V_C}{(V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{THn}})})}^2\}}$

这里，K_n1和K_n2分别是NMOS晶体管(M_n1)和NMOS晶体管(M_n2)的电流常数。V_THn1和V_THn2分别是NMOS晶体管(M_n1)和NMOS晶体管(M_n2)的阈值电压。

如方程2中所示的，图3的第一电流(I_C1)与第二电流(I_C2)的比率是与方程1的近似方程相同的形式。该比率展现出指数函数的特性。因此，放大器205的增益展现出dB线性的特性。此外，两个电流的比率在方程中仅以NMOS常数K_n1、K_n2、V_THn1和V_THn2表示。因此，即使由于温度、工艺或供电电压的改变而在出现NMOS和PMOS之间的失配，该比率也保持指数函数特性。

图4示出了根据本发明的图2的指数电流产生器的另一实施例。指数电流产生器包括单-差分转换器401、第一电流产生器403、第一电流镜404、第二电流产生器405、和第二电流镜406。

单-差分转换器401放大单端输入信号，将放大后的信号转换为两个差分信号，并且输出差分信号。图4仅示出差分放大器。作为差分信号，单-差分转换器401输出共模电压(Vcm)和控制电压(Vc)之和、以及共模电压(Vcm)和控制电压(Vc)之差。

第一电流产生器403包括PMOS晶体管(M_p1)和NMOS晶体管(M_n1)。与图3的实施例不同，PMOS晶体管(M_p1)的源极端子连接到直流电压(VDD)，PMOS晶体管(M_p1)的漏极端子连接到NMOS晶体管(M_n1)的漏极端子，而和(Vcm+Vc)连接到PMOS晶体管(M_p1)的栅极端子。

同时，第一电流产生器403的NMOS晶体管(M_n1)的栅极端子连接到第一电流镜404的NMOS晶体管(M_n3)的栅极端子。在第一电流产生器403中，通过NMOS晶体管(M_n1)的栅极端子对由PMOS晶体管(M_p1)产生的电流(I_D1)和电流源(I_On1)进行镜像，并且将其输出到第一电流镜404。因此，第一电流镜404接收的电流是由PMOS晶体管(M_p1)产生的电流(I_D1)和电流源(I_On1)之和。

第一电流镜404包括NMOS晶体管(M_n3)和PMOS晶体管(M_p3)。如上所述，第一电流镜404将电流(I_D1)和电流源(I_On1)之和输出为第一电流(I_C1)。

同时，第二电流产生器405具有与第一电流产生器403相同的电路配置。第二电流产生器405的PMOS晶体管(M_p2)的源极端子连接到直流电压(VDD)，PMOS晶体管(M_p2)的漏极端子连接到NMOS晶体管(M_n2)的漏极端子。然而，从单-差分转换器401接收的共模电压(Vcm)和控制电压(Vc)之差(Vcm-Vc)被输入到第二电流产生器405的PMOS晶体管(M_p2)的栅极端子。

在第二电流产生器405中，通过NMOS晶体管(M_n2)的栅极端子对由PMOS晶体管(M_p2)产生的电流(I_D2)和电流源(I_On2)进行镜像，并将其输出到第二电流镜406。因此，输出到第二电流镜406的电流是由PMOS晶体管(M_p2)产生的电流(I_D2)和电流源(I_On2)之和。

第二电流镜406包括NMOS晶体管(M_n4)和PMOS晶体管(M_p4)。如上所述，第二电流镜406将电流(I_D2)和电流源(I_On2)之和输出为第二电流(I_C2)。

第一电流镜404的第一电流(I_C1)和第二电流镜406的第二电流(I_C2)被输入到图2的指数电流至电压转换器203，其将电流转换为要用于放大器205中的差分电压。

在图4的电路中产生的第一电流(I_C1)与第二电流(I_C2)的比率由方程3表示。

[数学方程3]

$f_2\left(V_C\right)=\frac{I_{C2}}{I_{C1}}=\frac{I_{0p}+I_{D2}}{I_{0p}+I_{D1}}=\frac{I_{0p}+K_{p2}{(-V_C+V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{CC}}+|V_{\mathrm{THp}2}\left|\right)}^2}{I_{0p}+K_{p1}{(V_C+V_{\mathrm{CM}}-V_{\mathrm{DD}}+|V_{\mathrm{THp}1}\left|\right)}^2}$

$=\frac{I_{0p}+K_{p2}{(V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{CM}}-|V_{\mathrm{THp}2}\left|\right)}^2\×{(1+\frac{V_C}{(V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{CM}}-{|V}_{\mathrm{THp}2}|)})}^2}{I_{0p}+K_{p1}{(V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{CM}}-|V_{\mathrm{THp}1}\left|\right)}^2\×{(1-\frac{V_C}{(V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{CM}}-|V_{\mathrm{THp}1}\left|\right)})}^2}$

$=\frac{K_{p2}{(V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{CM}}-|V_{\mathrm{THp}2}\left|\right)}^2\×\{\frac{I_{\mathrm{on}}}{K_{p2}{(V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{CM}}-|V_{\mathrm{THp}2}\left|\right)}^2}+{(1+\frac{V_C}{(V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{CM}}-|V_{\mathrm{THp}2}\left|\right)})}^2\}}{K_{p1}{(V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{CM}}-|V_{\mathrm{THp}1}\left|\right)}^2\×\{\frac{I_{\mathrm{on}}}{K_{p1}{(V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{CM}}-|V_{\mathrm{THp}1}\left|\right)}^2}+{(1-\frac{V_C}{(V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{CM}}-|V_{\mathrm{THp}1}\left|\right)})}^2\}}$

这里，K_p1和K_p2分别是PMOS晶体管(M_p1)和PMOS晶体管(M_p2)的电流常数。V_THp1和V_THp2分别是PMOS晶体管(M_p1)和PMOS晶体管(M_p2)的阈值电压。

如方程3中所示的，图4的第一电流(I_C1)与第二电流(I_C2)的比率是与方程1的近似方程相同的形式。该比率展现出指数函数的特性。因此，图2的放大器的增益展现出dB线性的特性。此外，两个电流的比率在方程中仅以PMOS常数K_p1、K_p2、V_THp1和V_THp2表示。因此，即使由于温度、工艺或供电电压的改变而在出现NMOS和PMOS之间的失配，该比率也保持指数函数特性。

图5示出了图1的分数N分频锁相环110的实施例，其包括频率检测器510、脉冲电压转换器520、压控振荡器530、1/2分频器540和分数N分频器550。频率检测器510将参考频率与分数N分频器550的输出频率进行比较，并且将脉冲信号输出到脉冲电压转换器520。具体地，频率检测器510将参考频率与分数N分频器550的输出频率进行比较。如果参考频率大于分数N分频器550的频率，则频率检测器510输出“上升”脉冲信号。如果参考频率小于分数N分频器550的频率，则频率检测器510输出“下降”脉冲信号。

参考频率可以不是固定频率。如上所述，根据本发明的卫星信号接收机可以与在同一系统中共存的其它RF(射频)收发机共享温度补偿晶体振荡器(TCXO)。因此，从温度补偿晶体振荡器产生的参考频率可能取决于其它RF收发机而变化。

脉冲电压转换器520根据从频率检测器510输出的脉冲信号产生并输出预定电压。脉冲电压转换器520包括电荷泵521和环路滤波器522。电荷泵521可以提供或接收取决于来自频率检测器510的信号的电流。也就是说，当脉冲电压转换器520从频率检测器510接收到“上升”脉冲信号时，脉冲电压转换器520向环路滤波器522提供电流。当脉冲电压转换器520接收到“下降”脉冲信号时，脉冲电压转换器520从环路滤波器522接收电流。当环路滤波器522从电荷泵521接收电流时，在电容器中积累电荷以便增加输出电压，而当环路滤波器522向电荷泵521提供电流时，消耗电容器中的电荷以便降低输出电压。输出电压用作压控振荡器530的控制电压。

压控振荡器530根据脉冲电压转换器520的输出电压输出具有预定频率的信号。压控振荡器530的运行频率由粗调谐控制器570确定。压控振荡器530根据脉冲电压转换器520的输出电压调节频率并输出信号。

1/2分频器540将压控振荡器530的输出频率除以2，并且输出本地振荡器信号。具体地，1/2分频器540将压控振荡器530的输出频率除以1/2，并且输出两个具有不同相位(0度和180度)的I相本地振荡器信号、和两个具有不同相位(90度和270度)的Q相本地振荡器信号。

分数N分频器550将从1/2分频器540输出的本地振荡器信号的频率除以N，并将分频后的振荡器信号输出到频率检测器510。分数N分频器550的分数除数(fraction divisor)(1/N中的值N)是基于参考频率确定的。如上所述，参考频率可以取决于在同一系统中共存的其它RF收发机而变化，而根据所确定的参考频率确定该分数除数。

分数N分频器550根据从西格玛-德尔塔(sigma-delta)调制器560接收的信号来选择分数除数，以便提高相位噪声性能。具体地，分数N分频器550根据从sigma-delta调制器560接收的信号来选择性地选择两个分数除数(N和N+1)，并且对信号进行分频。sigma-delta调制器560控制分数N分频器550，使得分数N分频器550选择的分数除数的平均值是统一的，由此改进频率分辨率并补偿分数杂散(fractional spurs)。

图6是图示根据本发明的双模卫星信号接收机的卫星信号接收方法的实施例的流程图。双模卫星信号接收机首先被设置为任一模式：GPS模式或Galileo定位系统模式(S601)。在设置了模式之后，双模卫星信号接收机接收卫星信号(S603)。低噪声放大器100放大所接收的卫星信号并输出放大后的信号(S603)。具体地，低噪声放大器100具有小噪声因子和近似26dB的增益。放大器放大该信号并将单相信号输出到两个差分信号路径(‘I’信号和‘Q’信号)。

接下来，混频器101和102将从低噪声放大器100接收的卫星信号与从分数N分频锁相环110接收的本地振荡器信号进行混频，并且将混频后的信号下变换至中频带(S605)。混频器101和混频器102输出具有90度相差的信号。因此，混频器101的输出信号是中频带的‘I’信号，而混频器102的输出信号是中频带的‘Q’信号。优选地，混频器101和102将1.575GHz的卫星信号下变换为4MHz的频率。

随后，无源多相滤波器105从混频器101和102接收具有90度相差的‘I’和‘Q’信号，阻断镜像/噪声信号，并且仅输出实际信号(S607)。也就是说，无源多相滤波器105接收4MHz信号和-4MHz信号，并且阻断镜像/噪声信号，即-4MHz频率的信号。仅4MHz信号通过无源多相滤波器105。

接下来，带通滤波器107输出从无源多相滤波器105接收的、基于4MHz的中心频率的信号的预定带宽，并且阻断其它带宽(S609)。也就是说，在GPS模式下，带通滤波器107通过基于4MHz的中心频率的2MHz或4MHz的带宽，而在Galileo模式下，带通滤波器107通过基于4MHz的中心频率的6MHz的带宽。

随后，可变增益放大器108将从带通滤波器107接收的信号放大至预定电平，并且将放大后的信号输出到模数转换器109(S611)。为了恰当地运行模数转换器109，该信号电平应该是恒定的。自动增益控制环路感测可变增益放大器108的输出电平。如果输出电平高，则自动增益控制环路降低增益控制电压，使得降低可变增益放大器108的增益。另一方面，如果输出电平低，则自动增益控制环路增加增益控制电压，使得增加可变增益放大器108的增益。可变增益放大器10dB线性地控制增益。

然后，模数转换器109将从可变增益放大器108接收的模拟信号转换为数字信号。优选地，模数转换器109将模拟信号转换为2比特数字信号，并且输出数字信号。

根据本发明的卫星信号接收方法可以作为计算机可读代码被并入计算机可读介质中。计算机可读介质包括用于存储可由计算机系统读取的数据的各种类型的存储设备。例如，计算机可读介质可以是CD-ROM(小型盘只读存储器)、RAM(随机存取存储器)、ROM(只读存储器)、软盘、硬盘或磁光盘。

以上实施例不应被认为是限制本发明的范围。其它实施例、实现方式、增强和变化可以在基于这里描述和阐述的内容的本发明范围之内。

Claims (18)

1.一种能够支持至少两种全球导航卫星系统的双模卫星信号接收机，该双模卫星信号接收机包括：

频率合成器，用于基于参考频率产生本地振荡器信号，其中该频率合成器能够支持多个参考频率；

混频器，用于将本地振荡器信号与卫星信号混频，并且输出混频后的信号，其中该混频后的信号包括处于中频带的信号；

第一滤波器，用于对混频后的信号进行滤波以便阻断镜像信号并且输出实际信号；

第二滤波器，用于对从第一滤波器接收的实际信号进行滤波以便输出基于接收器的模式的预定带宽中的信号；以及

可变增益放大器，用于将从第二滤波器接收的信号放大至预定电平并且输出放大后的信号，并且该可变增益放大器包括指数电流产生器，用于产生第一电流和第二电流，使得第一电流与第二电流的比率相对于线性增益控制电压成指数地变化。

2.如权利要求1所述的双模卫星信号接收机，其中，该频率合成器是能够支持多个参考频率的分数N分频锁相环。

3.如权利要求2所述的双模卫星信号接收机，其中，该频率合成器包括：

压控振荡器，用于提供本地振荡器信号；

分数N分频器，用于将该本地振荡器信号的频率除以基于参考频率的除数；以及

频率检测器，用于将参考频率与从分数N分频器接收的信号的频率进行比较并且输出控制信号，

其中，基于来自频率检测器的控制信号，更新压控振荡器的频率。

4.如权利要求1所述的双模卫星信号接收机，其中，该第二滤波器的中心频率由该频率合成器提供的时钟信号来控制。

5.一种能够支持至少两种全球导航卫星系统的双模卫星信号接收机，该双模卫星信号接收机包括：

频率合成器，用于基于参考频率产生本地振荡器信号；

混频器，用于将本地振荡器信号与卫星信号混频，并且输出混频后的信号，其中该混频后的信号包括处于中频带的信号；

第一滤波器，用于对混频后的信号进行滤波以便阻断镜像信号并且输出实际信号；

第二滤波器，用于对从第一滤波器接收的实际信号进行滤波以便输出基于接收机的模式的预定带宽中的信号；以及

可变增益放大器，用于将从第二滤波器接收的信号放大至预定电平并且输出放大后的信号，其中该可变增益放大器被配置为利用两个内部产生的电流使得电流的比率仅取决于NMOS晶体管或仅取决于PMOS晶体管，并且该可变增益放大器包括指数电流产生器，用于产生第一电流和第二电流，使得第一电流与第二电流的比率相对于线性增益控制电压成指数地变化。

6.如权利要求5所述的双模卫星信号接收机，其中，该可变增益放大器包括：

指数电流至电压变换器，用于将第一电流和第二电流变换为电压；以及

放大器，用于按照基于来自该指数电流至电压变换器的电压的增益来放大输入信号。

7.如权利要求6所述的双模卫星信号接收机，其中，该指数电流产生器包括：

单－差分变换器，用于接收单个输入电压并且输出两个差分电压；

第一电流产生器，具有NMOS晶体管并且被配置为产生第一电流，其中，第一差分电压被输入到NMOS晶体管的栅极端子，而电流源连接到NMOS晶体管的漏极端子；

第一电流镜，用于对第一电流进行镜像并输出第一电流；

第二电流产生器，具有NMOS晶体管并且被配置为产生第二电流，其中，第二差分电压被输入到NMOS晶体管的栅极端子，而电流源连接到NMOS晶体管的漏极端子；以及

第二电流镜，用于对第二电流进行镜像并输出第二电流。

8.如权利要求6所述的双模卫星信号接收机，其中，该指数电流产生器包括：

单-差分变换器，用于接收单个输入电压并且输出两个差分电压；

第一电流产生器，具有PMOS晶体管并且被配置为产生第一电流，其中，第一差分电压被输入到PMOS晶体管的栅极端子，而电流源连接到PMOS晶体管的源极端子；

第一电流镜，用于镜像并输出第一电流；

第二电流产生器，具有PMOS晶体管并且被配置为产生第二电流，其中，第二差分电压被输入到PMOS晶体管的栅极端子，而电流源连接到PMOS晶体管的源极端子；以及

第二电流镜，用于对第二电流进行镜像并输出第二电流。

9.如权利要求5所述的双模卫星信号接收机，其中，该频率合成器是能够支持多个参考频率的分数N分频锁相环。

10.如权利要求9所述的双模卫星信号接收机，其中，该频率合成器包括：

压控振荡器，用于提供本地振荡器信号；

分数N分频器，用于将该本地振荡器信号的频率除以基于参考频率的除数；以及

频率检测器，用于将参考频率与从分数N分频器接收的信号的频率进行比较并且输出控制信号，

其中，基于来自频率检测器的控制信号，更新压控振荡器的频率。

11.如权利要求5所述的双模卫星信号接收机，其中，该第二滤波器的中心频率由该频率合成器提供的时钟信号来控制。

12.如权利要求5所述的双模卫星信号接收机，其中，该混频器将本地振荡器信号与卫星信号混频，并且输出具有90度相差的两个中频带信号。

13.一种用于能够支持至少两种全球导航卫星系统的双模卫星信号接收机的卫星信号接收方法，该方法包括：

基于参考频率生成本地振荡器信号；

将本地振荡器信号与卫星信号混频，并且输出混频后的信号，其中该混频后的信号包括处于中频带的信号；

对处于中频带的输出信号进行滤波以便阻断镜像信号并且输出实际信号；

对实际信号进行滤波以便输出基于接收机的模式的预定带宽中的信号；以及

将预定带宽中的输出信号放大至预定电平，此放大包括产生第一电流和第二电流，使得第一电流与第二电流的比率相对于线性增益控制电压成指数地变化。

14.如权利要求13所述的卫星信号接收方法，其中，所述放大包括：

将第一电流和第二电流变换为相应电压；以及

按照基于两个相应电压的增益来放大预定带宽中的输出信号。

15.如权利要求14所述的卫星信号接收方法，其中，产生第一电流和第二电流包括：

将单端输入信号变换为两个差分信号；

通过将第一差分信号输入到第一NMOS晶体管的栅极端子来产生第一电流，其中电流源连接到第一NMOS晶体管的漏极端子；以及

通过将第二差分信号输入到第二NMOS晶体管的栅极端子来产生第二电流，其中电流源连接到第二NMOS晶体管的漏极端子。

16.如权利要求14所述的卫星信号接收方法，其中，产生第一电流和第二电流包括：

将单端输入信号变换为两个差分信号；

通过将第一差分信号输入到第一PMOS晶体管的栅极端子来产生第一电流，其中电流源连接到第一PMOS晶体管的源极端子；以及

通过将第二差分信号输入到第二PMOS晶体管的栅极端子来产生第二电流，其中电流源连接到第二PMOS晶体管的源极端子。

17.如权利要求13所述的卫星信号接收方法，其中，产生本地振荡器信号包括：

产生预定频率的本地振荡器信号；

分数地将该本地振荡器信号的频率除以基于参考频率的除数；以及

将参考频率与本地振荡器信号的分频后的频率进行比较，并且产生对应控制信号；以及

基于该控制信号改变本地振荡器信号的频率。

18.如权利要求13所述的卫星信号接收方法，其中，所述混频将本地振荡器信号与卫星信号混频并且输出具有90度相差的两个中频带信号。

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