JP2011518317A - デュアルモード衛星信号受信装置及び衛星信号受信方法 - Google Patents

デュアルモード衛星信号受信装置及び衛星信号受信方法 Download PDF

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Abstract

【課題】少なくとも二つ以上の全地球的航法衛星システムに適用が可能なデュアルモード衛星信号受信装置及び衛星信号受信方法を提供する。
【解決手段】本発明にともなうデュアルモード衛星信号受信装置は、複数の基準周波数をサポートし、基準周波数に基づいて局部発振信号を生成する周波数合成器；前記局部発信信号と衛星信号とを混合して中間周波数帯域の信号として出力する混合器；前記混合器から出力される信号でイメージ信号を抑制して実際信号のみを出力する第１のフィルタ；前記第１のフィルタから出力された実際信号のうち位置測定モードにともなう所定の帯域幅のみフィルタリングして出力する第２のフィルタ；及び前記第２のフィルタから出力された信号を一定のレベルに増幅して出力する増幅器；を含む。
【選択図】図１

Description

本発明は、衛星信号受信装置及び方法に関し、具体的に複数の全地球的航法衛星システムをサポートする衛星信号受信装置及び方法に関する。
全地球的航法衛星システム(GNSS：Global Navigation Satellite System)は、宇宙上空に打ち上げた人工衛星のネットワークを利用、地上にある目標物の位置を正確に追跡するシステムであって、米国国防部で運営するＧＰＳ(Global Positioning System)及びヨーロッパ連合を中心にして開発中であるガリレオ位置決定システム(Galileo Positioning System)などをいう。このような全地球的航法衛星システムは、航空機、船舶の位置確認及びテレマティックス等、情報通信分野に広範囲に使われている。
ＧＰＳ(Global Position System)は、宇宙軌道を回っている衛星を用いて位置情報を提供する全地球的航法衛星システムであって、初期には軍事用目的として駆逐されたが、２０００年以後、作為的な雑音であるＳＡ(Selective Availability)を除去することによって、多様な分野で広く使われている。一方、ガリレオ(Galileo)位置決定システムは、米国主導のＧＰＳに対抗するために推進されている民間用全地球的航法衛星システムであって、ＧＰＳより精密度が優れ、且つ信号体系が向上され、今後多様な分野で活用されると予想される。しかし、ＧＰＳ及びガリレオ位置決定システムは、相互補完的であるため、窮極的には二つのシステムが共存すると予想され、これに伴い衛星信号受信機は、ＧＰＳ及びガリレオ位置決定システムの両方に適用が可能でなければならない。
本発明は、かかる課題に鑑み、ＧＰＳ及びガリレオ位置決定システムの両方に適用が可能なデュアルモード衛星信号受信装置及びその衛星信号受信装置における衛星信号受信方法を提供する。
前記目的を達成するための本発明の第１側面にともなう、少なくとも二つ以上の全地球的航法衛星システムをサポートするデュアルモード衛星信号受信装置は、(1)複数の基準周波数をサポートし、基準周波数に基づいて局部発振信号を生成する周波数合成器；(2)前記局部発振信号と衛星信号とを混合して中間周波数帯域の信号として出力する混合器；(3)前記混合器から出力される信号でイメージ信号を抑制して実際信号のみを出力する第１のフィルタ；(4)前記第１のフィルタから出力された実際信号のうち位置測定モードにともなう所定の帯域幅のみフィルタリングして出力する第２のフィルタ；(5)及び前記第２のフィルタから出力された信号を一定のレベルに増幅して出力する可変利得増幅器；を含むことを特徴とする。
また、前記目的を達成するための本発明の第2側面にともなう、少なくとも二つ以上の全地球的航法衛星システムをサポートするデュアルモード衛星信号受信装置における衛星信号受信方法は、(a)基準周波数に基づいて局部発振信号を発生する段階；(b)前記局部発振信号と衛星信号とを混合して中間周波数帯域の信号として出力する段階；(c)中間周波数帯域の出力信号でイメージ信号を抑制して実際信号のみをフィルタリングして出力する段階；(d)前記実際信号のうち位置測定モードにともなう所定の帯域幅のみフィルタリングして出力する段階；(e)及び前記所定の帯域幅の信号を一定のレベルに増幅する段階；を含むことを特徴とする。
以上のような本発明は、ＧＰＳ及びガリレオ位置決定システムの両方に適用が可能であるため、今後、全地球的航法衛星システムの統合の際、設計変更にともなう費用消耗を減らすことができる。
本発明の一実施例に係るデュアルモード衛星信号受信装置のブロック回路図である。 図１の可変利得増幅器の細部構成を示す図面である。 本発明の一実施例に係る図２の指数電流発生部の回路図である。 本発明の他の実施例に係る図２の指数電流発生部の回路図である。 本発明の一実施例に係る図１の分数位相固定ループの詳細な構成図である。 本発明の一実施例に係るデュアルモード衛星信号受信装置の衛星信号受信方法を説明するフローチャートである。
図１は、本発明の一実施例に係るデュアルモード衛星信号受信装置のブロック回路図である。図１に示すように、本実施例に係るデュアルモード衛星信号受信装置は、低雑音増幅器(１００)、混合器(１０１、１０２)、バッファ(１０３、１０４)、受動多相フィルタ(１０５)、バッファ(１０６)、帯域フィルタ(１０７)、可変利得増幅器(１０８)、アナログデジタル変換器(１０９)及び分数位相固定ループ(１１０)を含む。
低雑音増幅器(Low Noise Amplifier)(１００)は、衛星信号受信装置で受信した衛星信号を増幅して出力する。このとき、低雑音増幅器(１００)は、単一位相の衛星信号を差動信号として出力する。即ち、Ｉ(In-phase)信号及びＱ(Quadrature-phase)信号として出力する。好ましく、衛星信号は、１.５７５ＧＨｚ周波数の信号である。低雑音増幅器(１００)は、雑音指数が小さく、且つ２６ｄＢ程度の利得を有するように設計される。
混合器(１０１、１０２)は、前記低雑音増幅器(１００)から出力された衛星信号と分数位相固定ループ(１１０)から出力される信号とを混合して前記衛星信号を中間周波数帯域に周波数下方変換する。このとき、混合器(１０１)は、Ｉ(In-phase)混合器であって、低雑音増幅器(１００)から出力されたＩ信号を中間周波数帯域に変換し、混合器(１０２)は、Ｑ(Quadrature-phase)混合器であって、低雑音増幅器(１００)から出力されたＱ信号を中間周波数帯域に変換する。混合器(１０１)及び混合器(１０２)は、９０度の位相差を有する。好ましくは、混合器(１０１、１０２)は、１.５７５ＧＨｚの衛星信号を４ＭＨｚに周波数下方変換する。
１.５７５ＧＨｚの衛星信号を４ＭＨｚに周波数下方変換すれば、１.５６７ＧＨｚ周波数帯域の雑音成分も−４ＭＨｚに周波数下方変換されて４ＭＨｚの信号成分と区分できなくなる。従って、−４ＭＨｚに周波数下方変換された信号成分を除去するために９０度の位相差の混合器(１０１、１０２)を構成する。このように混合器(１０１、１０２)から出力された中間周波数信号は、バッファ(１０３、１０４)に格納される。
受動多相フィルタ(Passive Polyphase filter)(１０５)は、前記バッファ(１０３、１０４)から９０度の位相差の信号を受けて実際信号以外のイメージ信号を抑制して前記実際信号のみをバッファ(１０６)に出力する。即ち、４ＭＨｚの信号及び−４ＭＨｚの信号のうち雑音信号である−４ＭＨｚ帯域の信号を抑制し、前記４ＭＨｚ帯域の信号を通過させる。
帯域フィルタ(１０７)は、前記受動多相フィルタ(１０５)で出力されてバッファ(１０６)に格納された信号を４ＭＨｚの中心周波数を基準として所定の帯域幅のみ通過させ、残りの帯域幅は遮断して出力する。即ち、ＧＰＳモードにおける帯域フィルタ(１０７)は、４ＭＨｚの中心周波数を基準として２ＭＨｚまたは４ＭＨｚ帯域幅を通過させ、ガリレオモードにおける４ＭＨｚの中心周波数を基準として６ＭＨｚの帯域幅を通過させる。このとき、帯域フィルタ(１０７)の中心周波数は、チューニングループ(１１１)により４ＭＨｚに自動調節される。
可変利得増幅器(Variable Gain Amplifier)(１０８)は、前記帯域フィルタ(１０７)を通過した信号を一定のレベルに増幅してアナログデジタル変換器(１０９)に出力する。アナログデジタル変換器(１０９)が正しく動作するためには信号レベルが一定でなければならない。自動利得制御ループ(AGC loop：Automatic Gain Control loop)(１１２)は、可変利得増幅器(１０８)の出力レベルを感知し、出力レベルが高い場合、利得制御電圧を減少させて可変利得増幅器(１０８)の利得が減少されるようにし、反対に、出力レベルが低い場合、利得制御電圧を増加させて可変利得増幅器(１０８)の利得が増加されるようにする。このとき、可変利得増幅器(１０８)は、ｄＢ線形的に利得を調節する。これに関しては詳細に後述する。
アナログデジタル変換器(１０９)は、前記可変利得増幅器(１０８)から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する。好ましく、アナログデジタル変換器(１０９)は、分数位相固定ループ(１１０)から提供されるクロックによって前記可変利得増幅器(１０８)から出力されるアナログ信号を２ビットのデジタル信号に変換して出力する。
分数位相固定ループ(fractional-N Phase Locked Loop)(１１０)は、周波数合成器であって、基準周波数(Fref)を用いて正確な局部発振信号(FLO)を発生して混合器(１０１、１０２)に出力する。ＧＰＳ及びガリレオシステムは、一つのチャネルのみあるため、整数(integer)位相固定ループを周波数合成器として使用することができる。しかし、本発明にともなう衛星信号受信装置は、該当衛星信号受信装置が具備されるシステムに共に存在する他のＲＦ送受信機と温度補償水晶発振器(TCXO：Temperature Compensated Crystal Oscillator)を共有することができる。従って、温度補償水晶発振器で発生する多重基準周波数をサポートできる分数位相固定ループを使用する。
また、分数位相固定ループ(１１０)は、局部発振信号だけでなく、帯域フィルタ(１０７)の中心周波数を自動調節するチューニングループにクロック信号を提供し、また、アナログデジタル変換器(A/D：Analog to Digital converter)(１０９)の信号サンプリングのためのクロック信号を提供する。
図２は、図１の可変利得増幅器の細部構成を示す図面である。図２に示すように、図１の可変利得増幅器(１０８)は、指数電流発生部(２０１)、指数電流電圧変換部(２０３)及び増幅部(２０５)を含む。
指数電流発生部(２０１)は、自動利得制御ループから伝達された線形利得調節電圧によって指数電流を発生させる。指数電流は、二つの電流の比が指数関数の特性を有することを意味する。このとき、二つの電流の比の数式は、ＮＭＯＳのみで、またはＰＭＯＳのみで表される。指数電流の比の数式がＮＭＯＳとＰＭＯＳの両方とも含む場合、ＮＭＯＳとＰＭＯＳとの物理的差によって指数電流の特性に影響が発生する。しかし、ＮＭＯＳのみで、またはＰＭＯＳのみで具現された場合、そのような影響を除去することができる。指数電流発生部(２０１)で発生された指数電流は、ｄＢ単位に変換の際、線形的な特性を表す。
指数電流電圧変換部(２０３)は、前記指数電流発生部(２０１)で発生された指数電流を電圧に変換して出力する。即ち、前記指数電流は、電流の比が指数である二つの電流であって、指数電流電圧変換部(２０３)は、前記二つの電流を電圧に変換して出力する。指数電流電圧変換部(２０３)で出力された電圧は差動電圧という。
増幅部(２０５)は、前記指数電流電圧変換部(２０３)で出力された差動電圧によって利得を調節して入力信号を増幅して出力する。増幅部(２０５)における利得調節は、ｄＢ線形的な特性を有する。即ち、ｄＢスケールから見れば、利得の増加または減少が線形特性を有する。
図３は、本発明の一実施例に係る図２の指数電流発生部の回路図である。図３を参照すれば、図２の指数電流発生部(２０１)は、単一差動変換器(３０１)、第１の電流発生部(３０３)、第１の電流ミラー(３０４)、第２の電流発生部(３０５)、第２の電流ミラー(３０６)を含む。
単一差動変換器(single to differential converter)(３０１)は、単一終端入力信号を増幅して二つの差動信号として出力するものであって、図３では差動増幅器のみを示す。単一差動変換器(３０１)は、差動信号として共通モード電圧(Ｖｃｍ)と制御電圧(Ｖｃ)との和、そして、共通モード電圧(Ｖｃｍ)と制御電圧(Ｖｃ)との差を出力する。
第１の電流発生部(３０３)は、ＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ１)、ＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ１)で構成される。ＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ１)のソース端子は、直流電源(ＶＤＤ)に連結され、ドレーン端子は、ＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ１)のドレーン端子に連結され、ゲート端子は、第１の電流ミラー(３０４)のゲート端子に連結される。
第１の電流発生部(３０３)のＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ１)のゲート端子には前記単一差動変換器(３０１)から出力された共通モード電圧(Ｖｃｍ)と制御電圧(Ｖｃ)との差(Ｖｃｍ−Ｖｃ)が入力され、ドレーン端子には電流ソース(Ｉｏｎ１)が連結され、ソース端子は接地される。第１の電流発生部(３０３)において、ＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ１)により発生した電流(ＩＤ１)と電流ソース(Ｉｏｎ１)がＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ１)のゲート端子を介して第１の電流ミラー(３０４)にミラーリングされて出力される。従って、第１の電流ミラー(３０４)に出力される電流は、前記ＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ１)により発生した電流(ＩＤ１)と電流ソース(Ｉｏｎ１)との和である。
第１の電流ミラー(３０４)は、ＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ３)及びＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ３)で構成され、前述した通り、第１の電流発生部(３０３)のＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ１)により発生した電流(ＩＤ１)と電流ソース(Ｉｏｎ１)との和を第１の電流(Ｉｃ１)として出力する。
一方、第２の電流発生部(３０５)は、前記第１の電流発生部(３０３)と同様な回路構成を有する。第２の電流発生部(３０５)のＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ２)のソース端子は、直流電源(ＶＤＤ)に連結され、ドレーン端子は、ＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ２)のドレーン端子に連結され、ゲート端子は、第２の電流ミラー(３０６)のゲート端子に連結される。ただし、第２の電流発生部(３０５)のＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ２)のゲート端子には前記単一差動変換器(３０１)から出力された共通モード電圧(Ｖｃｍ)と制御電圧(Ｖｃ)との和(Ｖｃｍ＋Ｖｃ)が入力される。
第２の電流発生部(３０５)において、ＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ２)により発生した電流(ＩＤ２)と電流ソース(Ｉｏｎ２)がＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ２)のゲート端子を介して第２の電流ミラー(３０６)にミラーリングされて出力される。従って、第２の電流ミラー(３０６)に出力される電流は、前記ＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ２)により発生した電流(ＩＤ２)と電流ソース(Ｉｏｎ２)との和である。このとき、第１の電流発生部(３０３)の電流ソース(Ｉｏｎ１)及び第２の電流発生部(３０５)の電流ソース(Ｉｏｎ２)は同一である。
第２の電流ミラー(３０６)は、ＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ４)及びＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ４)で構成され、前述した通り、第２の電流発生部(３０５)のＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ２)により発生した電流(ＩＤ２)と電流ソース(Ｉｏｎ２)との和を第２の電流(Ｉｃ２)に出力する。
以上のように、第１の電流ミラー(３０４)に出力された第１の電流(Ｉｃ１)及び第２の電流ミラー(３０６)に出力された第２の電流(Ｉｃ２)は、図２の指数電流電圧変換部(２０３)に入力されて差動電圧に変換されて増幅部(２０５)に出力される。
図２の増幅部(２０５)の利得は、入力信号の電圧と出力信号の電圧との比であって、その電圧比がｄＢ線形特性を表すためには前記指数電流発生部(２０１)の第１の電流(Ｉｃ１)と第２の電流(Ｉｃ２)との比を指数関数で表すことができなければならない。このような指数関数は、通常テーラー(Tayler)級数に近似化して具現する。近似化数式は、次の数式１の通りである。
しかし、図３の回路から第１の電流(Ｉｃ１)及び第２の電流(Ｉｃ２)を求め、その比を計算すれば、次の数式２の通りである。
ここで、Ｋｎ１及びＫｎ２は、ＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ１)及びＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ２)の電流定数であり、ＶＴＨｎ１及びＶＴＨｎ２は、ＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ１)及びＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ２)の閾値(Threshold)電圧である。
数式２で示すように、第１の電流(Ｉｃ１)と第２の電流(Ｉｃ２)との比は、前記数式１の近似化式と同様形態であって、指数関数特性を表す。従って、図２の増幅部(２０５)の利得は、ｄＢスケールで線形特性を表す。また、数式２で示すように、二つの電流の比は、ＮＭＯＳの定数であるＫｎ１、Ｋｎ２、ＶＴＨｎ１及びＶＴＨｎ２のみからなっているため、温度、工程、供給電圧の変化によるＮＭＯＳとＰＭＯＳとの不整合が発生するとしても、数式は変わることなく、指数関数特性をそのまま維持する。
図４は、本発明の他の実施例に係る図２の指数電流発生部の回路図である。図４を参照すれば、図２の指数電流発生部(２０１)は、単一差動変換器(４０１)、第１の電流発生部(４０３)、第１の電流ミラー(４０４)、第２の電流発生部(４０５)、第２の電流ミラー(４０６)を含む。
単一差動変換器(single to differential converter)(４０１)は、単一終端出力信号を増幅し、これを差動出力に変換して二つの差動信号を出力するものであって、図４では差動増幅器のみを示す。単一差動変換器(４０１)は、差動信号として共通モード電圧(Ｖｃｍ)と制御電圧(Ｖｃ)との和、そして、共通モード電圧(Ｖｃｍ)と制御電圧(Ｖｃ)との差を出力する。
第１の電流発生部(４０３)は、ＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ１)、ＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ１)で構成される。図３の実施例とは違って、ＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ１)のソース端子は、直流電源(ＶＤＤ)に連結され、ドレーン端子は、ＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ１)のドレーン端子に連結され、ゲート端子は、前記単一差動変換器(４０１)から出力された共通モード電圧(Ｖｃｍ)と制御電圧(Ｖｃ)との和(Ｖｃｍ＋Ｖｃ)が入力される。
一方、第１の電流発生部(４０３)のＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ１)のゲート端子は、第１の電流ミラー(４０４)のＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ３)のゲート端子に連結される。第１の電流発生部(４０３)において、ＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ１)により発生した電流(ＩＤ１)と電流ソース(Ｉｏｎ１)がＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ１)のゲート端子を介して第１の電流ミラー(４０４)にミラーリングされて出力される。従って、第１の電流ミラー(４０４)に出力される電流は、前記ＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ１)により発生した電流(ＩＤ１)と電流ソース(Ｉｏｎ１)との和である。
第１の電流ミラー(４０４)は、ＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ３)及びＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ３)で構成され、前述した通り、第１の電流発生部(４０３)のＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ１)により発生した電流(ＩＤ１)と電流ソース(Ｉｏｎ１)との和を第１の電流(Ｉｃ１)として出力する。
一方、第２の電流発生部(４０５)は、前記第１の電流発生部(４０３)と同様な回路構成を有する。第２の電流発生部(４０５)のＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ２)のソース端子は、直流電源(ＶＤＤ)に連結され、ドレーン端子は、ＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ２)のドレーン端子に連結される。ただし、ゲート端子には前記単一差動変換器(４０１)から出力された共通モード電圧(Ｖｃｍ)と制御電圧(Ｖｃ)との差(Ｖｃｍ−Ｖｃ)が入力される。
第２の電流発生部(４０５)において、ＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ２)により発生した電流(ＩＤ２)と電流ソース(Ｉｏｎ２)がＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ２)のゲート端子を介して第２の電流ミラー(４０６)にミラーリングされて出力される。従って、第２の電流ミラー(４０６)に出力される電流は、前記ＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ２)により発生した電流(ＩＤ２)と電流ソース(Ｉｏｎ２)との和である。このとき、第１の電流発生部(４０３)の電流ソース(Ｉｏｎ１)及び第２の電流発生部(４０５)の電流ソース(Ｉｏｎ２)は同一である。
第２の電流ミラー(４０６)は、ＮＭＯＳトランジスタ(Ｍｎ４)及びＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ４)で構成され、前述した通り、第２の電流発生部(４０５)のＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ２)により発生した電流(ＩＤ２)と電流ソース(Ｉｏｎ２)との和を第２の電流(Ｉｃ２)として出力する。
以上のように、第１の電流ミラー(４０４)に出力された第１の電流(Ｉｃ１)及び第２の電流ミラー(４０６)に出力された第２の電流(Ｉｃ２)は、図２の指数電流電圧変換部(２０３)に入力されて差動電圧に変換されて増幅部(２０５)に出力される。
図４の回路から第１の電流(Ｉｃ１)及び第２の電流(Ｉｃ２)を求めて、その比を計算すれば、次の数式３の通りである。
ここで、Ｋｐ１及びＫｐ２は、ＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ１)及びＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ２)の電流定数であり、ＶＴＨｐ１及びＶＴＨｐ２は、ＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ１)及びＰＭＯＳトランジスタ(Ｍｐ２)の閾値(Threshold)電圧である。
数式３で示すように、第１の電流(Ｉｃ１)と第２の電流(Ｉｃ２)との比は、前記数式１の近似化式と同様形態であって、指数関数特性を表す。従って、図２の増幅部(２０５)の利得は、ｄＢスケールで線形特性を表す。また、数式３で示すように、二つの電流の比は、ＰＭＯＳの定数であるＫｐ１、Ｋｐ２、ＶＴＨｐ１及びＶＴＨｐ２のみからなっているため、温度、工程、供給電圧の変化によるＮＭＯＳとＰＭＯＳとの不整合が発生するとしても、数式は変わることなく、指数関数特性をそのまま維持する。
図５は、図１の分数位相固定ループ(fractional-N Phase Locked Loop)の細部構成を示す図面である。
図５に示すように、図１の分数位相固定ループ(１１０)は、比較器(５１０)、パルス電圧変換部(５２０)、電圧制御発振器(５３０)、１/２分周器(５４０)及び分数分周器(５５０)を含む。
比較器(Frequency detector)(５１０)は、基準周波数(Reference Frequency)と分数分周器(５５０)の出力周波数とを比較し、それにともなうパルス信号をパルス電圧変換部(５２０)に出力する。具体的に、比較器(５１０)は、基準周波数と分数分周器(５５０)の出力周波数とを比較し、基準周波数が大きい場合、アップ(up)パルス信号を出力し、基準周波数が小さい場合、ダウン(down)パルス信号を出力する。
ここで、基準周波数は固定的でない場合もある。前述した通り、本発明にともなう衛星信号受信装置は、該当衛星信号受信装置が具備されるシステムに共に存在する他のＲＦ送受信機と基準周波数を発生する温度補償水晶発振器(TCXO：Temperature Compensated Crystal Oscillator)を共有することができる。従って、他のＲＦ送受信機により温度補償水晶発振器で出力される基準周波数は場合によって変わることができる。
パルス電圧変換部(５２０)は、前記比較器(５１０)から出力されるパルス信号にともなう所定の電圧を発生させて出力する。パルス電圧変換部(５２０)は、電荷ポンプ(charge pump)(５２１)及びループフィルタ(loop filter)(５２２)を含んで構成される。電荷ポンプ(５２１)は、前記比較部(５１０)の出力信号によって電流を供給したり、供給を受ける。即ち、比較部(５１０)からアップ(up)パルス信号を受信すれば、ループフィルタ(５２２)に電流を供給して、ダウン(down)パルス信号を受信すれば、ループフィルタ(５２２)から電流の供給を受ける。ループフィルタ(５２２)は、電荷ポンプ(５２１)から電流の供給を受ければ、キャパシタ(capacitor)に電荷が蓄積されて出力電圧が上がるようになり、電荷ポンプ(５２１)に電流を供給するようになれば、キャパシタ(capacitor)にある電荷が抜け出て出力電圧が下がる。このような出力電圧が電圧制御発振器(５３０)の調節電圧となる。
電圧制御発振器(５３０)は、前記パルス電圧変換部(５２０)の出力電圧によって所定の周波数を有する信号を出力する。このとき、電圧制御発振器(５３０)は、コースチューニング制御器(coarse tuning controller)(５７０)により概略の動作周波数が決定され、前記パルス電圧変換部(５２０)の出力電圧によって周波数を調整して信号を出力する。
１/２分周器(５４０)は、前記電圧制御発振器(５３０)の出力周波数を１/２分周して出力する。具体的に、１/２分周器(５４０)は、電圧制御発振器(５３０)の出力周波数を１/２分周し、位相が異なる(０度、１８０度)二つのＩ-Ｐｈａｓｅの局部発振信号、及び位相が異なる(９０度、２７０度)二つのＱ-Ｐｈａｓｅの局部発信信号を出力する。
分数分周器(５５０)は、前記１/２分周器(５４０)から出力される局部発信信号の周波数を分数(fractional)分周して比較器(５１０)に出力する。このとき、分数分周器(５５０)の分周比(１/ＮでＮの値)は、基準周波数によって決定される。前述した通り、基準周波数は、システムに共に存在する他のＲＦ送受信機によって可変されることができ、その決定される基準周波数によって分数分周器(５５０)の分周比が決定される。
一方、分数分周器(５５０)は、シグマデルタ変調器(５６０)から出力される信号によって分周比を選択して位相雑音性能を高める。即ち、分数分周器(５５０)は、シグマデルタ変調器(５６０)から出力される信号によって二つの分周比(Ｎ、Ｎ＋1)を選択的に選択して信号を分周し、このとき、シグマデルタ変調器(４６０)は、分数分周器(５５０)から選択される分周比の平均が一定になるように制御して周波数解像度を高め、スパー(fractional spur)を減殺させる。
図６は、本発明の一実施例に係るデュアルモード衛星信号受信装置の衛星信号受信方法を説明するフローチャートである。
図６を参照すれば、まず、デュアルモード衛星信号受信装置は、ＧＰＳモードまたはガリレオシステムモードのうちいずれか一つのモードに設定される(Ｓ６０１)。
このように、ＧＰＳモードまたはガリレオシステムモードのうちいずれか一つのモードに設定された後、デュアルモード衛星信号受信装置は、衛星信号を受信して、デュアルモード衛星信号受信装置の低雑音増幅器(１００)は、前記受信された衛星信号を増幅して出力する(Ｓ６０３)。具体的に、低雑音増幅器(１００)は、雑音指数が低く、且つ２６ｄＢ程度の利得で信号を増幅し、その単一位相の信号を差動信号(Ｉ及びＱ信号)として出力する。
次に、デュアルモード衛星信号受信装置の混合器(１０１、１０２)は、前記低雑音増幅器(１００)から出力された衛星信号と分数位相固定ループ(１１０)から出力される局部発振信号とを混合して中間周波数帯域に周波数下方変換する(Ｓ６０５)。このとき、混合器(１０１)及び混合器(１０２)は、９０度の位相差を有し、従って、混合器(１０１)の出力信号は、中間周波数帯域のＩ信号であり、混合器(１０２)の出力信号は、中間周波数帯域のＱ信号である。好ましく、１.５７５ＧＨｚの衛星信号を４ＭＨｚに周波数下方変換する。
次に、デュアルモード衛星信号受信装置の受動多相フィルタ(１０５)は、前記混合器(１０１、１０２)から９０度の位相差のＩ及びＱ信号を受けて実際信号以外のイメージ信号を抑制し、前記実際信号のみを出力する(Ｓ６０７)。即ち、４ＭＨｚの信号及び−４ＭＨｚの信号のうち雑音信号である−４ＭＨｚ帯域の信号を抑制し、前記４ＭＨｚ帯域の信号を通過させる。
次に、デュアルモード衛星信号受信装置の帯域フィルタ(１０７)は、前記受動多相フィルタ(１０５)で出力された信号を４ＭＨｚの中心周波数を基準として所定の帯域幅のみ通過させ、残りの帯域幅は遮断して出力する(Ｓ６０９)。即ち、ＧＰＳモードにおける帯域フィルタ(１０７)は、４ＭＨｚの中心周波数を基準として２ＭＨｚまたは４ＭＨｚ帯域幅を通過させ、ガリレオモードにおける４ＭＨｚの中心周波数を基準として６ＭＨｚの帯域幅を通過させる。
次に、デュアルモード衛星信号受信装置の可変利得増幅器(１０８)は、前記帯域フィルタ(１０７)を通過した信号を一定のレベルに増幅し、アナログデジタル変換器(１０９)に出力する(Ｓ６１１)。アナログデジタル変換器(１０９)が正しく動作するためには信号レベルが一定でなければならない。自動利得制御ループ(AGC loop：Automatic Gain Control loop)は、可変利得増幅器(１０８)の出力レベルを感知し、出力レベルが高い場合、利得制御電圧を減少させて可変利得増幅器(１０８)の利得が減少されるようにして、反対に、出力レベルが低い場合、利得制御電圧を増加させて可変利得増幅器(１０８)の利得が増加されるようにする。このとき、可変利得増幅器(１０８)は、ｄＢ線形的に利得を調節する。
その後、アナログデジタル変換器(１０９)は、前記可変利得増幅器(１０８)から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する。好ましく、アナログデジタル変換器(１０９)は、アナログ信号を２ビットのデジタル信号に変換して出力する。
このような本発明にともなう方法を記録媒体(ＣＤ-ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、フロッピーディスク、ハードディスク、光磁気ディスク等)に格納する過程は、本発明の属する技術分野において通常の知識を有する者が容易に実施できるため、これ以上詳細に説明しない。
以上で説明した本発明は、本発明の属する技術分野において通常の知識を有する者であれば、本発明の技術的思想を外れない範囲内で多様な置換、変形及び変更が可能であるため、前述した実施例及び添付図面により限定されることではない。
１００ 低雑音増幅器、
１０１、１０２ 混合器、
１０３、１０４、１０６ バッファ、
１０５ 受動多相フィルタ、
１０７ 帯域フィルタ、
１０８ 可変利得増幅器、
１０９ アナログデジタル変換器、
１１０ 分数位相固定ループ。

Claims (18)

  1. 少なくとも二つ以上の全地球的航法衛星システムをサポートするデュアルモード衛星信号受信装置であって、
    複数の基準周波数をサポートし、基準周波数に基づいて局部発振信号を生成する周波数合成器；
    前記局部発振信号と衛星信号とを混合して中間周波数帯域の信号として出力する混合器；
    前記混合器から出力される信号でイメージ信号を抑制して実際信号のみを出力する第１のフィルタ；
    前記第１のフィルタから出力された実際信号のうち位置測定モードにともなう所定の帯域幅のみフィルタリングして出力する第２のフィルタ；及び
    前記第２のフィルタから出力された信号を一定のレベルに増幅して出力する可変利得増幅器；を含むデュアルモード衛星信号受信装置。
  2. 前記周波数合成器は、
    複数の基準周波数をサポートする分数位相固定ループ(Fractional-N Phase Locked Loop)であることを特徴とする請求項１に記載のデュアルモード衛星信号受信装置。
  3. 前記周波数合成器は、
    所定周波数の局部発振信号を提供する電圧制御発振器；
    基準周波数に基づいて決定された分数分周比によって前記発進信号の周波数を分数分周する分数分周器；
    基準周波数と前記分数分周器で分周された信号の周波数とを比較し、それにともなう制御信号を出力する比較器；を含み、
    前記電圧制御発振器は、前記制御信号に基づいて周波数を可変して局部発振信号を出力することを特徴とする請求項２に記載のデュアルモード衛星信号受信装置。
  4. 前記第２のフィルタの中心周波数は、
    前記周波数合成器により提供されるクロック信号により制御されることを特徴とする請求項１に記載のデュアルモード衛星信号受信装置。
  5. 少なくとも二つ以上の全地球的航法衛星システムをサポートするデュアルモード衛星信号受信装置であって、
    基準周波数に基づいて局部発振信号を生成する周波数合成器；
    前記局部発振信号と衛星信号とを混合して中間周波数帯域の信号として出力する混合器；
    前記混合器から出力される信号でイメージ信号を抑制して実際信号のみを出力する第１のフィルタ；
    前記第１のフィルタから出力された実際信号のうち位置測定モードにともなう所定の帯域幅のみフィルタリングして出力する第２のフィルタ；及び
    内部的に発生された二つの電流の比がＮＭＯＳにのみ依存したり、ＰＭＯＳにのみ依存したりするように構成され、前記第２のフィルタから出力された信号を一定のレベルに増幅して出力する可変利得増幅器；を含むデュアルモード衛星信号受信装置。
  6. 前記可変利得増幅器は、
    第１の電流と第２の電流との比が線形利得制御電圧に指数的に変わるように前記第１の電流及び前記第２の電流を発生させる指数電流発生部；
    前記第１及び第２の電流を電圧に変換する指数電流電圧変換部；
    前記指数電流電圧変換部で変換された二つの電圧によって利得が制御されて信号を増幅する増幅部；を含むことを特徴とする請求項５に記載のデュアルモード衛星信号受信装置。
  7. 前記指数電流発生部は、
    単一終端入力信号を二つの差動信号として出力する単一差動変換部；
    ゲート端子に前記二つの差動信号のうち一つが入力され、ドレーン端子に電流ソースが連結されて第１の電流を発生するＮＭＯＳトランジスタを含む第１の電流発生部；
    前記第１の電流をミラーリングして出力する第１の電流ミラーリング部；
    ゲート端子に前記二つの差動信号のうち他の一つが入力され、ドレーン端子に電流ソースが連結されて第２の電流を発生するＮＭＯＳトランジスタを含む第２の電流発生部；及び
    前記第２の電流をミラーリングして出力する第２の電流ミラーリング部；を含む請求項６に記載のデュアルモード衛星信号受信装置。
  8. 前記指数電流発生部は、
    単一終端入力信号を二つの差動信号として出力する単一差動変換部；
    ゲート端子に前記二つの差動信号のうち一つが入力され、ソース端子に電流ソースが連結されて第１の電流を発生するＰＭＯＳトランジスタを含む第１の電流発生部；
    前記第１の電流をミラーリングして出力する第１の電流ミラーリング部；
    ゲート端子に前記二つの差動信号のうち他の一つが入力され、ソース端子に電流ソースが連結されて第２の電流を発生するＰＭＯＳトランジスタを含む第２の電流発生部；及び
    前記第２の電流をミラーリングして出力する第２の電流ミラーリング部；を含む請求項６に記載のデュアルモード衛星信号受信装置。
  9. 前記周波数合成器は、
    複数の基準周波数をサポートする分数位相固定ループ(Fractional-N Phase Locked Loop)であることを特徴とする請求項５に記載のデュアルモード衛星信号受信装置。
  10. 前記周波数合成器は、
    所定周波数の局部発振信号を提供する電圧制御発振器；
    基準周波数に基づいて決定された分数分周比によって前記発進信号の周波数を分数分周する分数分周器；
    基準周波数と前記分数分周器で分周された信号の周波数とを比較し、それにともなう制御信号を出力する比較器；を含み、
    前記電圧制御発振器は、前記制御信号に基づいて周波数を可変して局部発振信号を出力することを特徴とする請求項９に記載のデュアルモード衛星信号受信装置。
  11. 前記第２のフィルタの中心周波数は、
    前記周波数合成器により提供されるクロック信号により制御されることを特徴とする請求項５に記載のデュアルモード衛星信号受信装置。
  12. 前記混合器は、
    前記局部発振信号と衛星信号とを混合して９０度の位相差を有する二つの中間周波数帯域の信号として出力することを特徴とする請求項５に記載のデュアルモード衛星信号受信装置。
  13. 少なくとも二つ以上の全地球的航法衛星システムをサポートするデュアルモード衛星信号受信装置における衛星信号受信方法であって、
    基準周波数に基づいて局部発振信号を発生する段階；
    前記局部発振信号と衛星信号とを混合して中間周波数帯域の信号として出力する段階；
    中間周波数帯域の出力信号でイメージ信号を抑制して実際信号のみをフィルタリングして出力する段階；
    前記実際信号のうち位置測定モードにともなう所定の帯域幅のみフィルタリングして出力する段階；及び
    前記所定の帯域幅の信号を一定のレベルに増幅する段階；を含む衛星信号受信方法。
  14. 前記増幅段階は、
    第１の電流と第２の電流との比が線形利得制御電圧に指数的に変わるように前記第１の電流及び前記第２の電流を発生させる段階；
    前記第１及び第２の電流を電圧に変換する段階；
    変換された二つの電圧によって利得を制御して前記所定の帯域幅の信号を増幅する段階；を含むことを特徴とする請求項１３に記載の衛星信号受信方法。
  15. 前記第１の電流及び前記第２の電流を発生させる段階は、
    単一終端入力信号を二つの差動信号に変換する段階；
    ドレーン端子に電流ソースが連結された第１のＮＭＯＳトランジスタのゲート端子に前記差動信号のうち一つを入力させて第１の電流を発生させる段階；及び
    ドレーン端子に電流ソースが連結された第２のＮＭＯＳトランジスタのゲート端子に前記差動信号のうち他の一つを入力させて第２の電流を発生させる段階；を含むことを特徴とする請求項１４に記載の衛星信号受信方法。
  16. 前記第１の電流及び前記第２の電流を発生させる段階は、
    単一終端入力信号を二つの差動信号に変換する段階；
    ソース端子に電流ソースが連結された第１のＰＭＯＳトランジスタのゲート端子に前記差動信号のうち一つを入力させて第１の電流を発生させる段階；及び
    ソース端子に電流ソースが連結された第２のＰＭＯＳトランジスタのゲート端子に前記差動信号のうち他の一つを入力させて第２の電流を発生させる段階；を含むことを特徴とする請求項１４に記載の衛星信号受信方法。
  17. 前記局部発振信号を発生する段階は、
    所定周波数の局部発振信号を発生する段階；
    基準周波数に基づいて決定された分数分周比によって前記発進信号の周波数を分数分周する段階；
    基準周波数と前記分数分周された信号の周波数とを比較し、それにともなう制御信号を生成する段階；及び
    前記制御信号に基づいて前記局部発振信号の周波数を変更する段階；を含むことを特徴とする請求項１３に記載の衛星信号受信方法。
  18. 前記局部発振信号と衛星信号との混合段階は、
    前記局部発振信号と衛星信号とを混合して９０度の位相差を有する二つの中間周波数帯域の信号として出力することを特徴とする請求項１３に記載の衛星信号受信方法。
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