CN101969303A

CN101969303A - 一种谐振电路输出特性控制方法

Info

Publication number: CN101969303A
Application number: CN 201010213382
Authority: CN
Inventors: 首福俊; 柳树渡; 朱春辉
Original assignee: Emerson Network Power Energy Systems Noth America Inc
Current assignee: Dimension Corp.
Priority date: 2010-06-30
Filing date: 2010-06-30
Publication date: 2011-02-09
Anticipated expiration: 2030-06-30
Also published as: CN101969303B

Abstract

本发明公开了一种谐振电路输出特性控制方法，通过改变谐振电路中开关管的导通频率和开关管的占空比来调节谐振电路的输出电压，当输出电压要求小于第一设定值时，采用脉冲宽度调制和反脉冲频率调制，反脉冲频率调制是指频率随电压改变的方向与调频控制中频率随电压改变的方向相反的控制方法；当输出电压要求大于第一设定值小于输出电压最大值时，仅采用脉冲频率调制调节输出电压。本发明的谐振电路输出特性控制方法，在输出电压在较小的取值范围内时，通过脉冲宽度调制配合反脉冲频率调制，可以解决单独采用脉冲宽度调制时需要避开这些随占空比降低输出电压升高的区间和占空比的调节精度很小这两个问题，同时调节过程中还能减小开关管的损耗。

Description

一种谐振电路输出特性控制方法

【技术领域】

本发明涉及谐振电路控制方法，特别是涉及一种谐振电路输出特性控制方法。

【背景技术】

现有的谐振电路包括串联谐振电路、并联谐振电路、串并联谐振电路、LLC谐振电路等。谐振电路中，控制开关管调节输出电压时，可通过脉冲频率调制(Pulse Frequency Modulation，PFM)来调节谐振电路的输出电压，也可通过脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)来调节谐振电路的输出电压，也可同时采用两种调制方法相结合，即脉冲宽度频率调制(PWM-PFM)来调节谐振电路的输出电压。

图1所示，为典型的半桥LLC串联谐振电路，脉冲频率调制PFM调节时，两个开关管S1、S2互补对称驱动，各导通50％的开关周期。调节两个开关管S1、S2的驱动信号的脉冲频率即获得需要的输出电压V0。脉冲宽度调制PWM调节时，两个开关管S1、S2间隔导通，即开关管S1导通时，开关管S2关断；开关管S1关断时，开关管S2导通。调节开关管S1或S2的驱动信号的脉冲占空比即获得需要的输出电压V0。而脉冲宽度频率调制PWM-PFM调节时，则是同时改变驱动信号的脉冲频率和脉冲占空比获得需要的输出电压V0。控制开关管时，选用何种调节方式，根据输出电压V0所在的区间以及调节方式对该区间的输出电压的调节灵敏度来选取。如下说明调节方式的选取规律。

图2a-d所示分别为串联谐振电路、并联谐振电路、串并联谐振电路、LLC谐振电路的直流增益特性曲线。各图中，Gain表示谐振电路的直流增益，fs表示谐振电路中开关管的导通频率，fr表示谐振电路的谐振频率，Q表示不同的负载对应的谐振电路的品质因数。从各图的直流增益特性曲线可以看出，针对不同的负载，即不同的Q值对应的曲线，各谐振电路的直流增益Gain与开关管的导通频率fs的关系为：当开关管的导通频率fs为谐振电路的谐振频率fr时，谐振电路的直流增益Gain最大，此时谐振电路的输出电压最大。开关管的导通频率fs取谐振电路的谐振频率fr后，随着开关管的导通频率fs增大，谐振电路的直流增益Gain下降，即谐振电路的输出电压变小。但当开关管的导通频率fs升高到一定程度后，特性曲线会变得非常平坦，使得频率变化对输出电压的调节作用变得很弱。而谐振电路的输出电压也受开关管的占空比的影响，当开关管的导通频率变化对输出电压的调节作用变弱时，可配合调节开关管的占空比，达到对输出电压的灵敏控制。

图3中示出了一种调节谐振电路输出特性的控制方法示意图。图中，Vmax表示直流增益Gain为1时对应的输出电压，此时的输出电压最大；V表示第一设定值，第一设定值V一般可从各谐振电路的直流增益曲线中得出，即如果有一点，该点之后直流增益特性曲线变得非常平坦，即该点之后频率fs的变化对输出电压的调节作用会很弱，那么该点对应的电压值通常作为第一设定值。输出电压V0在区间段[V，Vmax]时，区间段对应的频率段对输出电压的调节作用较强，输出电压V0小于第一设定值V时，此时的频率调节作用很弱了。控制方法s1中，当输出电压V0小于Vmax大于第一设定值V时，仅采用脉冲频率调制PFM控制。因为，此阶段频率fs的变化对输出电压的调节作用很强，仅调节开关管的导通频率fs即可达到调节输出电压的目的。当输出电压V0小于设定值V时，采用脉冲宽度调制PWM控制。这是因为，当开关管的导通频率升高到一定阶段时，频率变化对输出电压的调节作用已变弱，利用脉冲频率调制PFM控制已达不到调节输出电压的目的，所以改用脉冲宽度调制PWM控制调节，调节开关管的占空比d调节输出电压。

图3中示出了另一种调节谐振电路输出特性的控制方法示意图。图3中，在第一设定值V与输出电压最大值Vmax之间还引入第二设定值V’，第二设定值V’具体设定为多少不作要求，设置在第一设定值V与输出电压最大值Vmax之间即可。控制方法s2与图2中控制方法s1相比，区别在于：当输出电压大于第一设定值V小于第二设定值V’时，控制方法s1仅采用了脉冲频率调制PFM的控制方法，而控制方法s2采用了脉冲频率调制PFM和脉冲宽度调制PWM相结合的控制方法。由于控制方法s2中，输出电压在降到第一设定值V之前，是经过脉冲频率调制PFM和脉冲宽度调制PWM相结合的控制，所以之后输出电压小于第一设定值V时的调节过程中对应的开关管的导通频率的固定取值要比控制方法s1中小。而开关管导通频率取值小，对应的开关管的损耗就小，所以控制方法s2相比于控制方法s1的优点就在于：控制方法s2中开关管的损耗要小于控制方法s1中开关管的损耗。

但不论在控制方法s1，还是控制方法s2中，在调节得到较小输出电压的阶段，如小于第一设定值V时，频率都固定在一个值，而该取值都较大，所以电路中开关管的损耗仍然较大，影响了其应用的产品的效率。另外，虽然开关管的占空比变化对输出电压的调节很灵敏，但开关管的占空比与输出电压并非线性关系，随着开关管占空比的下降，输出电压会先上升后下降。如果单独利用脉冲宽度调制PWM的控制方法，需要避开这些随占空比降低输出电压上升的区间，那么可利用到的占空比的调节区间就较小。另一方面，由于占空比的调节区间小，实际调节过程中占空比的调节精度就很小，也不利于操作者的调节操作。

【发明内容】

本发明所要解决的技术问题是：弥补上述现有技术的不足，提出一种谐振电路输出特性控制方法，通过扩展调节过程中占空比的调节区间，从而增大占空比的调节精度，方便实际的调节操作。

本发明的技术问题通过以下的技术方案予以解决：

一种谐振电路输出特性控制方法，通过改变谐振电路中开关管的脉冲频率和开关管的脉冲宽度来调节谐振电路的输出电压，当输出电压小于第一设定值时，采用脉冲宽度调制PWM和反脉冲频率调制I-PFM相结合的方法来调节输出电压，所述反脉冲频率调制I-PFM是指频率随电压改变的方向与脉冲频率调制PFM中频率随电压改变的方向相反的控制方法；当输出电压大于第一设定值小于输出电压最大值时，仅采用脉冲频率调制PFM来调节输出电压。

所述脉冲宽度调制PWM和反脉冲频率调制I-PFM相结合的方法来调节输出电压是指：调节输出电压变小时，减小开关管的脉冲宽度，并减小开关管的脉冲频率；调节输出电压变大时，增大开关管的脉冲宽度，并增大开关管的脉冲频率。

还包括第三设定值，所述第三设定值小于所述第一设定值；当输出电压小于第三设定值时，仅采用脉冲宽度调制PWM来调节输出电压；当输出电压大于第三设定值小于第一设定值时，采用脉冲宽度调制PWM和反脉冲频率调制I-PFM相结合的方法来调节输出电压。

所述谐振电路为串联谐振电路、并联谐振电路、串并联谐振电路和LLC谐振电路中的一种。

本发明的技术问题通过以下进一步的技术方案予以解决：

一种谐振电路输出特性控制方法，通过改变谐振电路中开关管的脉冲频率和开关管的脉冲宽度来调节谐振电路的输出电压，当输出电压小于第一设定值时，采用脉冲宽度调制PWM和反脉冲频率调制I-PFM相结合的方法来调节输出电压，所述脉冲频率调制I-PFM是指频率随电压改变的方向与脉冲频率调制PFM中频率随电压改变的方向相反的控制方法；当输出电压大于第一设定值小于第二设定值时，采用脉冲频率调制PFM和脉冲宽度调制PWM相结合的方法来调节输出电压；当输出电压大于第二设定值小于输出电压最大值时，仅采用脉冲频率调制PFM来调节输出电压。

还包括第四设定值，所述第四设定值小于所述第一设定值；当输出电压小于第四设定值时，仅采用脉冲宽度调制PWM来调节输出电压；当输出电压大于第四设定值小于第一设定值时，采用脉冲宽度调制PWM和反脉冲频率调制I-PFM相结合的方法来调节输出电压。

本发明与现有技术对比的有益效果是：

本发明的谐振电路输出特性控制方法，在输出电压在较小的取值范围内时，通过调宽控制配合反调频控制，具体来说，减小开关管的占空比同时减小开关管的导通频率，来调节得到较小的输出电压。因为单独的开关管的导通频率减小会使输出电压增大，所以为得到较小的输出电压，所以配合占空比调节，且此时开关管的占空比的调节幅度会变大，即相比于单独的PWM控制时，开关管的占空比会减小更多，这样可增大调节过程中占空比的调节精度，方便实际的调节操作。同时，因调节过程中减小占空比时还配合减小导通频率，原来固定频率下对应的输出电压会升高而违背降低输出电压的目的，现在因为频率减小配合了占空比减小，所以能达到使输出电压减小的目的，从而可扩展占空比的调节区间。最后，因为在调节过程中，导通频率减小，所以开关管的损耗也会相应减小。

【附图说明】

图1是现有技术中一种典型的半桥LLC串联谐振电路的电路图；

图2a-d是现有技术中谐振电路的直流增益特性曲线；

图3是现有技术中谐振电路的一种输出特性控制方法示意图；

图4是现有技术中谐振电路的另一种输出特性控制方法示意图；

图5是本发明具体实施方式一的谐振电路的输出特性控制方法示意图；

图6是谐振电路中的开关管的占空比与谐振电路输出电压的关系示意图；

图7是本发明具体实施方式一的谐振电路的输出特性控制方法的一种后续控制示意图；

图8是本发明具体实施方式一的谐振电路的输出特性控制方法的另一种后续控制示意图；

图9是本发明具体实施方式二的谐振电路的输出特性控制方法示意图；

图10是本发明具体实施方式二的谐振电路的输出特性控制方法的一种后续控制示意图；

图11是本发明具体实施方式二的谐振电路的输出特性控制方法的另一种后续控制示意图。

【具体实施方式】

下面结合具体实施方式并对照附图对本发明做进一步详细说明。

具体实施方式一

如图5所示，为本具体实施方式的谐振电路输出特性控制方法示意图。本具体实施方式中谐振电路可以为串联谐振电路、并联谐振电路、串并联谐振电路和LLC谐振电路中的一种。为比较说明，图5上方示出了现有技术的控制方法s1，下方为本具体实施方式的控制方法a1。本具体实施方式的控制方法a1中，当输出电压V0小于第一设定值V时，采用PWM控制配合反脉冲频率调制I-PFM控制的方法。所谓I-PFM控制，是相对于PFM控制的一种自定义称呼。在PFM控制中，要减小输出电压V0时，则需要增大开关管的驱动信号的脉冲频率，而在I-PFM控制中，要求减小输出电压V0时，开关管的驱动信号的脉冲频率不增大反而减小。当输出电压V0小于Vmax大于第一设定值V时，仅采用PFM控制，调节开关管的驱动信号的脉冲频率fs即可获得需要的输出电压V0。

当输出电压V0小于Vmax大于第一设定值V时，开关管的驱动信号的脉冲频率对输出电压的调节作用较强，此时仅利用PFM控制即可很好的调节输出电压。当开关管的驱动信号的脉冲频率fs升高到一定取值f1时，频率变化对输出电压的调节作用已变弱，利用PFM控制已达不到调节输出电压的目的，所以改用PWM控制调节。又因为，单独利用PWM控制调节时，存在两个问题：1.需要避开这些随占空比降低输出电压升高的区间；2.占空比的调节精度很小，不宜操作。所以本具体实施方式中在采用PWM控制的过程中还引入反调频控制I-PFM控制，可以很好的避免上述两个问题。

现分析本具体实施方式中采用PWM控制配合反调频控制I-PFM控制如何可以避免上述两个问题。如图6所示，为谐振电路中的开关管的占空比与谐振电路输出电压的关系示意图。图中分别示出了频率为f1、f2、f3时对应的开关管占空比与谐振电路输出电压的关系示意图，其中频率f3＜f2＜f1。对于现有的控制方法s1，谐振电路中开关管的导通频率fs为频率f1，此时单独采用PWM控制，要调节输出电压从V1降到V2，即对应图中点p1到p2的变化，则占空比的调节精度很小，不利于实际的调节操作。而对于本具体实施方式中的控制方法a1，采用PWM控制配合反调频控制IPFM控制，要调节输出电压从V1降到V2，可从占空比d1开始调节，配合频率的减小，即从频率f1降低到频率f2，频率为f2对应的曲线上，占空比为d2时，输出电压即降到了V2，从而达到了调节目的。因此，整个调节过程中占空比是从d1降到了d2，调节精度有所增大，解决了上述第2个问题。另一方面，对于现有的控制方法s1，频率f1下占空比小于d1大于d2的区间是应该避开的区间，而本具体实施方式中的控制方法a1则不需要避开这个区间，从而扩展了占空比的调节区间，解决了上述第1个问题。最后，调节过程中，因为开关管的导通频率减小，所以开关管的损耗也会相应减小。

本具体实施方式中的控制方法a1中，PWM控制配合IPFM控制的控制方法，调节频率降低到f2时，此时即对应输出电压为第三设定值V2，之后要调节输出电压小于第三设定值V2，可以将频率固定在f2，后续仅通过PWM控制来调节谐振电路的输出电压。如图7所示，频率为f2时，占空比d2对应的输出电压为V2，之后将频率固定在f2，调节占空比至d3时，因频率f2下的曲线图上占空比为d3对应的输出电压值为V3，所以此时输出电压即为V3，即调节过程宏观为调节输出电压从V2降到V3。之后也可不固定频率，而是继续使用PWM控制配合I-PFM控制的控制方法来调节谐振电路的输出电压。如图8所示，频率为f2时，占空比d2对应的输出电压为V2，之后调节占空比的同时不固定频率，减小频率为f3；调节占空比至d3时，因频率f3下的曲线图上占空比为d3对应的输出电压值为V3’，所以此时输出电压即为V3’，即调节过程宏观为调节输出电压从V2降到V3’。

具体实施方式二

如图9所示，为本具体实施方式的谐振电路输出特性控制方法示意图。本具体实施方式与实施方式一的区别在于：在第一设定值V与最大输出电压Vmax之间设有第二设定值V’，当输出电压大于第一设定值V小于第二设定值V’时，实施方式一控制方法a1仅采用了PFM的控制方法，而本实施方式的控制方法a2采用了PFM和PWM相结合的控制方法。

本具体实施方式中谐振电路可以为串联谐振电路、并联谐振电路、串并联谐振电路和LLC谐振电路中的一种。

如图9所示，本具体实施方式的控制方法a2中，当输出电压V0小于第一设定值V时，采用PWM控制配合反脉冲频率调制I-PFM控制的方法。所谓I-PFM控制，是相对于PFM控制的一种自定义称呼。在PFM控制中，要减小输出电压V0时，则需要增大开关管的导通频率，而在IPFM控制中，要求减小输出电压V0时，开关管的导通频率不增大反而减小。当输出电压V0大于第一设定值V小于第二设定值V’时，采用PFM控制和PWM控制相结合的控制。当输出电压V0大于第二设定值V’小于输出电压最大值Vmax时，仅采用PFM控制。

本具体实施方式中，当输出电压V0要求大于第二设定值V’小于输出电压最大值Vmax时，开关管的导通频率对输出电压的调节作用较强，此时仅利用PFM控制即可很好的调节输出电压，也即本实施方式中该阶段的控制与实施方式一中该阶段的控制相同。

当输出电压V0要求小于第二设定值V’大于第一设定值V时，本实施方式中该阶段的控制则与实施方式一中该阶段的控制不相同。此时开关管的导通频率对输出电压的调节作用仍然较强，则此时仍然可以仅利用PFM控制，即图6中该阶段对应的虚线控制示意图所示(也即实施方式一的控制)。但由于考虑到开关管的损耗问题，所以此阶段也可以采用PFM控制和PWM控制相结合的控制，即图6中该阶段对应的实现控制示意图所示。这样，频率增大的幅度相比于实施方式一中有所减小，那么该阶段开关管上的损耗相比于实施方式一中就较小。同时，该阶段之后，当输出电压要求小于第一设定值V时，频率降低的起始值较小，则调节过程中，频率的取值相比于实施方式一中也较小，即开关管的损耗也较小。因此，本实施方式增加PFM控制和PWM控制相结合的控制后，开关管的导通频率在各阶段均有所下降，所以开关管的损耗在各阶段均有所减小。

当输出电压V0要求小于第一设定值V时，采用PWM控制配合反调频控制IPFM控制的方法，则与实施方式一中的控制相同，因此也同样可避免该阶段单独使用PWM调节时的两个问题，在此不再重复说明。

采用本具体实施方式的控制方法，在输出电压在小于第一设定值V的范围内时，可与实施方式一的控制方法一样解决单独采用PWM控制所导致的两个问题和单独采用PWM控制固定频率时的开关损耗较大的问题。另一方面，在输出电压小于第二设定值V’时，采用PFM控制配合PWM控制，可在实施方式仪的基础上进一步降低开关管的损耗。

与实施方式一相同，本具体实施方式中的控制方法中，PWM控制配合IPFM控制的控制方法，调节频率降低到一个值时，此时即对应输出电压为第四设定值Vf，之后要调节输出电压小于第四设定值Vf，可以将频率固定，后续仅通过PWM控制来调节谐振电路的输出电压。如图10所示，频率为f0时，占空比d0对应的输出电压为Vf，之后将频率固定在f0，调节占空比至d0’时，因频率f0、占空比d0’下对应的输出电压值为Vf’，所以此时输出电压即为Vf’，即调节过程宏观为调节输出电压从Vf降到Vf’。之后也可继续使用PWM控制配合I-PFM控制的控制方法来调节谐振电路的输出电压。如图11所示，频率为f0时，占空比d0对应的输出电压为Vf，之后频率并不固定，而是配合减小。减小频率至f0’，调节占空比至d0’时，因频率f0’、占空比d0’下对应的输出电压值为Vf0’，所以此时输出电压即为Vf0’，即调节过程宏观为调节输出电压从Vf降到Vf0’。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下做出若干替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims

1.一种谐振电路输出特性控制方法，通过改变谐振电路中开关管的脉冲频率和开关管的脉冲宽度来调节谐振电路的输出电压，其特征在于：当输出电压小于第一设定值时，采用脉冲宽度调制PWM和反脉冲频率调制I-PFM相结合的方法来调节输出电压，所述反脉冲频率调制I-PFM是指频率随电压改变的方向与脉冲频率调制PFM中频率随电压改变的方向相反的控制方法；当输出电压大于第一设定值小于输出电压最大值时，仅采用脉冲频率调制PFM来调节输出电压。

2.根据权利要求1所述的谐振电路输出特性控制方法，其特征在于：所述脉冲宽度调制PWM和反脉冲频率调制I-PFM相结合的方法来调节输出电压是指：调节输出电压变小时，减小开关管的脉冲宽度，并减小开关管的脉冲频率；调节输出电压变大时，增大开关管的脉冲宽度，并增大开关管的脉冲频率。

3.根据权利要求1所述的谐振电路输出特性控制方法，其特征在于：还包括第三设定值，所述第三设定值小于所述第一设定值；当输出电压小于第三设定值时，仅采用脉冲宽度调制PWM来调节输出电压；当输出电压大于第三设定值小于第一设定值时，采用脉冲宽度调制PWM和反脉冲频率调制I-PFM相结合的方法来调节输出电压。

4.根据权利要求1至3任一项所述的谐振电路输出特性控制方法，其特征在于：所述谐振电路为串联谐振电路、并联谐振电路、串并联谐振电路和LLC谐振电路中的一种。

5.一种谐振电路输出特性控制方法，通过改变谐振电路中开关管的脉冲频率和开关管的脉冲宽度来调节谐振电路的输出电压，其特征在于：当输出电压小于第一设定值时，采用脉冲宽度调制PWM和反脉冲频率调制I-PFM相结合的方法来调节输出电压，所述脉冲频率调制I-PFM是指频率随电压改变的方向与脉冲频率调制PFM中频率随电压改变的方向相反的控制方法；当输出电压大于第一设定值小于第二设定值时，采用脉冲频率调制PFM和脉冲宽度调制PWM相结合的方法来调节输出电压；当输出电压大于第二设定值小于输出电压最大值时，仅采用脉冲频率调制PFM来调节输出电压。

6.根据权利要求5所述的谐振电路输出特性控制方法，其特征在于：所述脉冲宽度调制PWM和反脉冲频率调制I-PFM相结合的方法来调节输出电压是指：调节输出电压变小时，减小开关管的脉冲宽度，并减小开关管的脉冲频率；调节输出电压变大时，增大开关管的脉冲宽度，并增大开关管的脉冲频率。

7.根据权利要求5所述的谐振电路输出特性控制方法，其特征在于：还包括第四设定值，所述第四设定值小于所述第一设定值；当输出电压小于第四设定值时，仅采用脉冲宽度调制PWM来调节输出电压；当输出电压大于第四设定值小于第一设定值时，采用脉冲宽度调制PWM和反脉冲频率调制I-PFM相结合的方法来调节输出电压。

8.根据权利要求5至7任一项所述的谐振电路输出特性控制方法，其特征在于：所述谐振电路为串联谐振电路、并联谐振电路、串并联谐振电路和LLC谐振电路中的一种。