CN201349353Y - 双调光背光源驱动装置 - Google Patents

双调光背光源驱动装置 Download PDF

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CN201349353Y CNU2009200015779U CN200920001577U CN201349353Y CN 201349353 Y CN201349353 Y CN 201349353Y CN U2009200015779 U CNU2009200015779 U CN U2009200015779U CN 200920001577 U CN200920001577 U CN 200920001577U CN 201349353 Y CN201349353 Y CN 201349353Y
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Abstract

本实用新型是一种双调光背光源驱动装置,接收一脉宽调制调光信号进行数字调光,此脉宽调制调光信号在一周期内包括一使能期间及一禁能期间,且其责任周期为一使能期间及一周期的比值,在使能期间将输入直流电压转换成输出交流电压以驱动背光源使其亮,并在禁能期间不驱动背光源使其暗;另外,在责任周期大于临界责任周期时,在使能期间依据反馈电压及第一电压值的差值使灯管电流大小固定为第一电流值,而且在侦测到责任周期小于或等于临界责任周期时,将第一电压值调整为第二电压值,在使能期间依据反馈电压及第二电压值的差值使灯管电流大小固定为第二电流值,且第二电流值小于第一电流值,使平均亮度进一步降低而提高亮度对比值。

Description

双调光背光源驱动装置
技术领域
本实用新型涉及一种驱动装置,且特别涉及一种背光源驱动装置。 背景技术
对显示器而言,调整显示画面的亮度是不可或缺的功能。液晶显示器因为 液晶本身不具发光特性,必须依赖背光源提供光线来达到显示的功能,因此调 整显示画面的亮度即是调整背光源的亮度。现有的液晶显示器多采用冷阴极荧
光灯(Cold Cathode Fluorescent Lamp,简称为CCFL)作为背光源,考虑到最 大化其效率、寿命和实用性,需要以频率约40kHz至80kHz的交流弦波来驱动。 在CCFL启动进入正常工作状态后,CCFL的工作电压约在400Vrms至lOOOVrms, CCFL的灯管电流约在3mArms至7mArms,且CCFL灯管电流越大则CCFL亮度越 亮。调整CCFL亮度的方式可分为模拟调光及数字调光两种,其中数字调光又 称为突发才莫式(burst mode)调光或低频月永宽调制(Pulse Width Modulation, 简称PWM)调光,因调光范围宽广、调光线性度佳且电路实现容易而为目前最普 遍的调光方式。
图l(A)至图l(B)绘示为现有的模拟调光方式的灯管电流波形示意图。请 参照图l(A)至图1(B),模拟调光的CCFL灯管电流是连续的,通过改变CCFL 灯管电流的大小以达到调整CCFL亮度的功能。例如,在图l(A)时,灯管电流 为7mArms;在图l(B)时,灯管电流为3mArms。由于CCFL灯管电流越大则CCFL 亮度越亮,因此,CCFL的亮度在图1(A)时比在图1(B)时为高。
图2(A)至图2(C)绘示为现有的数字调光方式的灯管电流波形示意图。请 参照图2(A)至图2(C),数字调光的CCFL灯管电流是周期性地一下有电流一下 没有电流,而且在有电流的时候其电流大小是固定的。如图2(A)所示,CCFL 在一周期T内的禁能期间T-OFF没有灯管电流,此时CCFL当然不会发光(暗); 而在所述周期T内的使能期间T-ON有灯管电流,此时CCFL当然会发光(亮), 且在有灯管电流的时候其电流大小固定为7tnArms。由于CCFL亮暗的频率(即所
5述周期T的倒数)通常在100Hz以上,受到人类视觉暂留的影响下人眼感觉不
到CCFL —下亮一下暗,只能感觉到这个变化的平均值(即平均亮度),因此, 数字调光通过改变CCFL亮暗的比例以达到调整CCFL平均亮度的功能。
例如,在图2(A)至图2(C),在有灯管电流的时候其电流大小固定为7mArms。 在图2(A)时, 一周期T内的使能期间T-0N为0. 8T而禁能期间T —OFF为0. 2T, 故灯管电流平均值为7mArms x (0. 8T/1T) = 5. 6mArms;在图2(B)时, 一周期T 内的使能期间T_0N变为0.4T,故灯管电流平均值为7mArms x (0. 4T/1T)= 2. 8mArms;在图2(C)时, 一周期T内的使能期间T —0N变为0. 3T,故灯管电流 平均值为7mArms x (0. 3T/1T) =2. lmArms。由于CCFL灯管电流平均值越大则人 眼感觉的CCFL平均亮度越亮,因此,CCFL的平均亮度在图2(A)时比在图2(B) 时为高,在图2(B)时又比在图2(C)时为高。
另外,对显示器而言,显示画面的亮度对比值是其性能优劣的一项重要参 数,亮度对比值指的是显示画面的亮度调至最高亮度及最低亮度下所量测出来 的数据的比值。具有高亮度对比值的显示器代表其让灰阶层次可更加细腻,且 可带给使用者更锐利、清晰的视觉影像,因此往往较吸引客户的亲睐。所以, 有需要改良现有的模拟或数字调光以得到更高的亮度对比值。
发明内容
本实用新型的目的就是在于提出一种双调光背光源驱动装置,其具有更高 的亮度对比值。
为了达成上述目的及其它目的,本实用新型提出一种双调光背光源驱动装 置,其包括逆变器、反馈电路、控制电路以及责任周期侦测器,其中逆变器耦 接至背光源,反馈电路耦接至背光源,控制电路耦接至反馈电路及逆变器,而 责任周期侦测器耦接至控制电路。另外,逆变器接收输入直流电压,控制电路 及责任周期侦测器均接收脉宽调制调光信号。此脉宽调制调光信号在一个周期 内包括一个使能期间及一个禁能期间,且脉宽调制调光信号的责任周期定义为 一个使能期间及一个周期的比值。
逆变器在脉宽调制调光信号使能期间将输入直流电压转换成输出交流电 压以驱动背光源使其亮,在脉宽调制调光信号禁能期间不驱动背光源使其暗。 反馈电路接收背光源输出的灯管电流,并依据灯管电流大小输出反馈电压。在 脉宽调制调光信号责任周期大于临界责任周期时,控制电路在脉宽调制调光信
6号使能期间依据反馈电压及第一电压值的差值控制逆变器,使灯管电流大小固 定为第一电流值。在责任周期侦测器侦测到脉宽调制调光信号责任周期小于或 等于临界责任周期时,责任周期侦测器将第一电压值调整为第二电压值,因此 控制电路在脉宽调制调光信号使能期间依据反馈电压及第二电压值的差值控 制逆变器,使灯管电流大小固定为第二电流值,其中第二电流值小于第一电流 值。
本实用新型的有益效果在于:本实用新型双调光背光源驱动装置以数字调 光为基础,利用责任周期侦测器在侦测到脉宽调制调光信号责任周期小于或等 于临界责任周期,即平均亮度低到某一程度之后,改变控制电路中用来和反馈 电压比较的参考电压大小而进一步以模拟调光方式降低灯管电流大小,使平均 亮度进一步降低而提高亮度对比值。
附图说明
图l(A)至图l(B)绘示为现有的模拟调光方式的灯管电流波形示意图; 图2(A)至图2(C)绘示为现有的数字调光方式的灯管电流波形示意图; 图3为依照本实用新型一实施例所绘示的双调光背光源驱动装置的方块
图;
图4(A)至图4(C)为图3所示双调光背光源驱动装置的灯管电流及脉宽调 制调光信号波形示意图;
图5A及图5B为图3所示双调光背光源驱动装置的方块图的一具体实施例 的电路图;
图6为图5B所示责任周期侦测器的另一实施例的电路图。 附图标记说明:2-冷阴极荧光灯(CCFL) ; 3-CCFL驱动装置;31、 51-切换 式逆变器;32、 52-升压变压器;33、 53-谐振电路;34、 54-反馈电路;35、 55-控制电路;36、 56、 66-责任周期侦测器;551-误差放大器(EA); 552-参考 电压发生器;553-比较器(CMP) ; 554-振荡器;555-输出驱动器;661-比较器 (CMP); Cl、 C2-电容器;Cd、 Cf-滤波电容器;Cp-谐振电容器;Db、 Dd-二^f及 管;Drl、 Dr2-整流二极管;Dml、 Dm2-体二极管;D-责任周期;Dth-临界责任 周期;I-灯管电流;II-第一电流值;12-第二电流值;Llk-谐振电感器;Mnl、 Mn2-功率开关;Mn3-开关;Rdl、 Rd2-分压电阻器;Rfl、 Rf2-分压电阻器;Rrl-第一电阻器;Rr2-第二电阻器;Rr3-第三电阻器;Rsenl、 Rsen2-感测电阻器;Vacl、 Vac2-交流电压;Vac3-输出交流电压;Vctrl-控制信号;Vgl、 Vg2-控 制信号;Vdc-输入直流电压;Vdim-脉宽调制(PWM)调光信号;Verror-误差电 压;Vfb-反馈电压;Vramp-斜波电压; Vref-参考电压;VI-第一电压值; V2-第二电压值;Vth-临界电压;T-周期;T_0FF-禁能期间;T_0N-使能期间。
具体实施方式
为让本实用新型的上述和其他目的、特征和优点能更明显易懂,下文特举 较佳实施例,并配合所附图式,作详细说明如下。
图3为依照本实用新型一实施例所绘示的双调光背光源驱动装置的方块 图,而图4(A)至图4(C)为图3所示双调光背光源驱动装置的灯管电流及脉宽 调制(PWM)调光信号波形示意图。在本实施例中,背光源以冷阴极荧光灯(CCFL) 为例,故背光源驱动装置为CCFL驱动装置。请先参照图3, CCFL驱动装置3 包括逆变器、反馈电路34、控制电路35以及责任周期侦测器36,其中逆变器 包括切换式逆变器31、升压变压器32以及谐振电路33,另外切换式逆变器31 例如是全桥式、半桥式或推挽式逆变器。逆变器耦接至CCFL 2,反馈电路34 耦接至CCFL 2,控制电路35耦接至反馈电路34及逆变器,责任周期侦测器 36耦接至控制电路35。另外,逆变器接收输入直流电压Vdc,控制电路35及 责任周期侦测器36均接收脉宽调制(PWM)调光信号Vdim。
为了方便说明起见,先对PWM调光信号Vdim说明如下。PWM调光信号Vdim, 如图4(A)至图4(C)所示,在一个周期T内包括一个使能期间T-0N及一个禁能 期间T_OFF,在使能期间T-ON控制逆变器将输入直流电压Vdc转换成输出交流 电压Vac3以驱动CCFL 2使其亮,在禁能期间T_OFF控制逆变器不驱动CCFL 2 使其暗。另定义P丽调光信号Vdim的责任周期D为一个使能期间T-ON及一个 周期T的比值。因此,在图4(A)时,PWM调光信号Vdim在一个周期T内,橫_ 能期间T — ON为0. 8T,禁能期间T一OFF为0. 2T,故其责任周期D为0. 8T/T = 80°/0。 在图4(B)时,PWM调光信号Vdim的责任周期D为0. 4T/T= 40°/。。在图4(C)时, P丽调光信号Vdim的责任周期D为0. 3T/T=30%。值得注意的是,图4(A)至图 4(0所示的PWM调光信号Vdim为低电平有效(low active),即在低电平时为 使能期间T-ON,在高电平时为禁能期间T_OFF,当然可视需要改用高电平有效 的PWM调光信号。
CCFL驱动装置3利用控制电路35接收P丽调光信号Vdim。在P丽调光信号Vdim的使能期间T_0N,控制电路35输出控制信号Vctrl控制切换式逆变器 31将输入直流电压Vdc转换成方波形式的交流电压Vacl,交流电压Vacl接着 经过升压变压器32升压为交流电压Vac2,交流电压Vac2接着经过谐振电路 33滤波成近似弦波形式的输出交流电压Vac3以驱动(或打开)CCFL 2使其亮。 在PWM调光信号Vdim的禁能期间T_0FF,控制电路35输出控制信号Vctrl控 制切换式逆变器31不传送能量给CCFL 2,即不驱动(或关闭)CCFL 2使其暗。 反馈电路34接收流过CCFL 2或CCFL 2输出的灯管电流I,并依据灯管电流I 大小输出反馈电压Vfb。
CCFL驱动装置3还利用责任周期侦测器36接收PWM调光信号Vdim并侦测 其责任周期D, 一旦其责任周期D小于或等于临界责任周期Dth,即平均亮度 低到某一程度之后,进一步以模拟调光方式降低灯管电流I大小,使平均亮度 进一步降低而提高亮度对比值。在图4(A)至图4(C)所示的实施例中,临界责 任周期Dth设定为30°/。。在P聰调光信号Vdim的责任周期D大于临界责任周期 Dth (即D〉Dth)时,如图4 (A)及图4 (B),控制电路35在P丽调光信号Vdim 的使能期间T —0N依据反馈电压Vfb及第一电压值Vl的差值控制逆变器,使灯 管电流I大小固定为第一电流值II,如7mArms。此时,灯管电流I平均值为 11xD且D〉Dth;例如,在图4(A)时,灯管电流I平均值为7mArmsx80% = 5. 6mArms;在图4(B)时,灯管电流I平均值变为7mArms x 40% = 2. 8mArras。另 外,在侦测到P丽调光信号Vd i m的责任周期D小于或等于临界责任周期D t h (即 DSDth)时,如图4(C),责任周期侦测器36将第一电压值VI调整为第二电压 值V2,因此控制电路35在PW1调光信号Vdim的使能期间T-0N依据反馈电压 Vf b及第二电压值V2的差值控制逆变器,使灯管电流I大小固定为第二电流值 I2,如3mArms。其中,第二电流值12小于第一电流值II,且一般设计第一电 流值II为灯管电流I额定值以便CCFL 2可提供最大亮度。此时,灯管电流平 均值I为12 x D且D^Dth;例如,在图4(C)时,灯管电流I平均值为3mArms x 30% = 0. 9mArms。
因此,本实用新型的CCFL驱动装置3在PWM调光信号Vdim的责任周期D 大于临界责任周期Dth (即D〉Dth)时,将使能期间T-ON的灯管电流I大小固 定为第一电流值Il,通过频率固定、不同责任周期D的PWM调光信号Vdim来 改变CCFL 2亮暗的比例,进而改变CCFL 2平均亮度(或灯管电流I平均值)的 功能;而在P聰调光信号Vdim的责任周期D小于或等于临界责任周期Dth (即DSDth)时,先通过将使能期间T_0N的灯管电流I大小固定为第二电流值12 且第二电流值12小于第 一 电流值11,再通过频率固定、不同责任周期D的PWM 调光信号Vdim来改变CCFL 2亮暗的比例,进而改变CCFL 2平均亮度(或灯管 电流I平均值)的功能。在这里,PWM调光信号Vdim的频率固定且通常在100Hz 以上,以便利用人类视觉暂留的影响使人眼感觉不到CCFL 2 —下亮一下暗, 只能感觉到这个变化的平均值(即平均亮度)。
比较图2(A)至图2(C)所示现有的数字调光方式及图4(A)至图4(C)所示本 实用新型的调光方式。图2(A)至图2(C)的P丽调光信号的责任周期分别为80%、 40%和30%,而其灯管电流平均值分别为5. 6mArms、 2. 8mArms、 2. lmArms。图 4(A)至图4(C)的PWM调光信号的责任周期同样地分别为80。/。、 40%和30%,但其 灯管电流平均值分别为5. 6mArms、 2. 8mArms、 0. 9mArms。注意到在PWM调光信 号责任周期小于或等于临界责任周期(30W时,如图2(C)和图4(C),本实用新 型的调光方式的平均亮度比现有的数字调光方式的平均亮度为低。
图5A及图5B为图3所示双调光背光源驱动装置的方块图的一具体实施例 的电路图,其适用于低电平动作的PWM调光信号Vdim。请同时参照图5A及图 5B, CCFL驱动装置3在本具体实施例中包括切换式逆变器51、升压变压器52、 谐振电路53、反馈电路54、控制电路55以及责任周期侦测器56。切换式逆变 器51是一种半桥式逆变器,其包括两个由N通道金属氧化物半导体场效应晶 体管(MOSFET)实现的功率开关Mnl和Mn2,且功率开关Mnl和Mn2在漏源极间 存在反并接的体二极管(body diode) Dml和Dm2,可提供反向流通路径。两功 率开关Mnl和Mn2由其栅极所接收的控制信号Vctrl (其包括Vgl和Vg2)来控 制其导通与否,在PWM调光信号Vdim的使能期间T_0N交替地导通以便将输入 直流电压Vdc转换成方波形式的交流电压Vacl,但在PWM调光信号Vdim的禁 能期间T_0FF均不导通而不让输入直流电压Vdc能量通过到CCFL 2。升压变压 器52—次侧接收交流电压Vacl,并在二次侧产生升压后的交流电压Vac2。谐 振电路53为串联谐振并联负载形式,谐振电感器Llk和谐振电容器Cp串联耦 接并跨接于升压变压器52 二次侧两端,且谐振电容器Cp两端耦接到负载,即 CCFL 2。
反々赍电路54包括电流转电压电路(由感测电阻器Rsenl和Rsen2实现)、 整流电路(由整流二极管Drl和Dr2实现)、分压电路(由分压电阻器Rfl和Rf2 实现)以及滤波电容器Cf。感测电阻器Rsenl和Rsen2分别与相应的CCFL 2串
10联耦接,以接收CCFL2输出的灯管电流I,并将其转换成一电压信号,此电压 信号和灯管电流I均为交流形式且当灯管电流I越大时此电压信号越大。此电 压信号接着经过整流二极管Drl和Dr2的全波整流而产生第一脉冲直流电压, 第 一 脉冲直流电压接着经过分压电路的分压后变为第二脉冲直流电压,其中第 二脉冲直流电压为第一脉冲直流电压乘上Rf2/(Rfl+Rf2)。第二脉冲直流电压 再经过滤波电容器Cf滤波成具有平稳直流值的反馈电压Vfb,此反馈电压Vfb 与灯管电流I大小成正比。
控制电路55包括误差放大器551、参考电压发生器552、比较器553、振 荡器554以及输出驱动器555。参考电压发生器552提供参考电压Vref至第一 电阻器Rrl第一端,第一电阻器Rrl第二端耦接至第二电阻器Rr2第一端,第 二电阻器Rr2第二端耦接至接地端。因此,在PWM调光信号Vdim的责任周期D 大于临界责任周期Dth (即D〉Dth)时,未有外接其它电路(如第三电阻器Rr3), 此时在第二电阻器Rr2第一端(或误差放大器551负输入端)上的电压为参考电 压Vref乘上Rr2/(Rrl+Rr2),此值即第一电压值V1。而在PWM调光信号Vdim 的责任周期D小于或等于临界责任周期Dth (即D^Dth)时,有外接其它电路(如 第三电阻器Rr3),此时在第二电阻器Rr2第一端(或误差放大器551负输入端) 上的电压为参考电压Vref乘上(Rr2 // Rr3) / [Rr 1+(Rr2 // Rr3)],此值即第二电 压值V2,其中(Rr2 W Rr3)为(Rrl x Rr3) / (Rrl+Rr3)。
误差放大器551正输入端耦接至反馈电路54以接收反馈电压Vfb,同时也 接收PWM调光信号Vdim,误差放大器551负输入端耦接至第二电阻器Rr2第一 端以接收第一电压值V1 (在D〉Dth时)或第二电压值V2 (在DSDth时),故 误差放大器551依据反馈电压Vfb及第一电压值VI的差值,或者依据反馈电 压Vfb及第二电压值V2的差值输出误差电压Verror。比较器553正输入端耦 接至误差放大器551以接收误差电压Verror,比较器553负输入端耦接至振荡 器554以接收振荡器554输出的斜波电压Vramp (其包括锯齿波或三角波形式 的电压信号),故比较器553比较误差电压Verror及斜波电压Vramp,并据以 输出逻辑1或0。输出驱动器555耦接至比较器553,依据比较器55 3的输出 产生控制信号Vctrl。
在PWM调光信号Vdim的禁能期间T-0FF, PWM调光信号Vdim为高电平, 二极管Db导通,反馈电压Vfb值被强迫约为前述高电平的电压而比第一或第 二电压值VI或V2大得多,使误差电压Verror —直比斜波电压Vramp大,故比较器5 5 3 —直输出逻辑1,此时输出驱动器555输出控制信号Vgl和Vg2控 制功率开关Mnl和Mn2均不导通而不让#命入直流电压Vdc能量通过。在PWM调 光信号Vdiin的使能期间T_0N, PWM调光信号VcHm为低电平,二极管Db不导 通,反馈电压Vfb值则由灯管电流I大小所决定,使误差电压Verror大小介 于斜波电压Vra即最大值和最小值的间而比较器553输出P1VM形式的信号,此 时输出驱动器555输出P丽形式的控制信号Vgl和Vg2控制功率开关Mnl和Mn2 交替地导通以便将输入直流电压Vdc转换成方波形式交流电压Vacl。
责任周期侦测器56包括二极管Dd、分压电路(由分压电阻器Rdl和Rd2实 现)、滤波电容器Cd、开关Mn3 (由N通道M0SFET实现)以及第三电阻器Rr3。 二极管Dd阳极端接收PWM调光信号Vdim。分压电路的分压电阻器Rdl耦接至 二极管Dd阴极端以接收PWM调光信号Vdim,并通过串联耦接的分压电阻器Rdl 和Rd2的分压以产生分压PWM调光信号。此分压PWM调光信号再经过滤波电容 器Cd的滤波,而在滤波电容器Cd (或开关Mn3控制端)上产生一相应于PWM调 光信号Vdim责任周期的控制电压信号,其中,当PWM调光信号Vdim责任周期 越小时,控制电压信号越大。因此,可设计在PWM调光信号Vdim责任周期小 于或等于临界责任周期(即D^Dth)时,控制电压信号可使开关Mn3栅源极电 压大于临界电压(threshold voltage)而导通。 一旦开关Mn3导通,则第三电 阻器Rr3外接到控制电路55且与第一电阻器Rrl并联耦接,此时在滤波电容 器Cf上的电压即为第二电压值V2,且第二电压值V2小于第一电压值V1。
图6为图5B所示责任周期侦测器56的另一实施例的电路图。请参照图6, 由N通道MOSFET实现的开关Mn3其临界电压有可能因为温度等因素产生漂移, 使临界责任周期Dth跟着漂移。为了避免临界责任周期Dth随着开关Mn3临界 电压漂移而漂移,因此在责任周期侦测器56的开关Mn3控制端的前加入比较 器(CMP) 661,形成如图6所示的责任周期侦测器66。比较器661将滤波电容 器Cd上的控制电压信号和临界电压Vth进行比较,并据以输出逻辑1或0控 制开关Mn3的导通与否,其中逻辑1例如是5V电压而逻辑0例如是0V电压, 故不会受到开关Mn3临界电压漂移的影响。
综上所述,本实用新型双调光背光源驱动装置以数字调光为基础,利用责 任周期侦测器在侦测到脉宽调制调光信号责任周期小于或等于临界责任周期, 即平均亮度低到某一程度之后,改变控制电路中用来和反馈电压比较的参考电 压大小而进一步以模拟调光方式降低灯管电流大小,使平均亮度进一步降低而
12提高亮度对比值。
以上说明对本实用新型而言只是说明性的,而非限制性的,本领域普通技 术人员理解,在不脱离以下所附权利要求所限定的精神和范围的情况下,可做 出许多修改,变化,或等效,但都将落入本实用新型的保护范围内。

Claims (7)

1.一种双调光背光源驱动装置,其特征在于,接收一脉宽调制调光信号,其一周期包括一使能期间及一禁能期间,所述使能期间及所述周期的比值为所述脉宽调制调光信号的一责任周期,所述双调光背光源驱动装置包括: 一逆变器,耦接至一背光源,接收一输入直流电压,在所述使能期间将所述输入直流电压转换成一输出交流电压以驱动所述背光源使其亮,在所述禁能期间不驱动所述背光源使其暗; 一反馈电路,耦接至所述背光源,接收所述背光源输出的一灯管电流,并依据所述灯管电流大小输出一反馈电压; 一控制电路,耦接至所述反馈电路及所述逆变器,接收所述脉宽调制调光信号及所述反馈电压,在所述责任周期大于一临界责任周期时,所述控制电路在使能期间依据所述反馈电压及一第一电压值的差值控制所述逆变器使所述灯管电流大小固定为一第一电流值;以及 一责任周期侦测器,耦接至所述控制电路,接收所述脉宽调制调光信号,在侦测到所述责任周期小于或等于所述临界责任周期时,所述责任周期侦测器将所述第一电压值调整为一第二电压值,所述控制电路在使能期间依据所述反馈电压及所述第二电压值的差值控制所述逆变器使所述灯管电流大小固定为一第二电流值,其中所述第二电流值小于所述第一电流值。
2. 根据权利要求1所述的双调光背光源驱动装置,其特征在于,所述逆变 器包括:一切换式逆变器,接收所述输入直流电压,依据一控制信号在所述使能期 间将所述输入直流电压转换成一方波形式交流电压,并在所述禁能期间不提供 能量传输;.一升压变压器,在所述使能期间其一次侧耦接所述切换式逆变器以接收所 述方波形式交流电压,对所述方波形式交流电压升压后在其二次侧输出;以及一谐振电路,耦接至所述升压变压器二次侧,在所述使能期间对升压后的 所述方波形式交流电压滤波以产生所述输出交流电压以驱动所述背光源使其 亮。
3. 根据权利要求2所述的双调光背光源驱动装置,其特征在于,所述切换 式逆变器包括一全桥式、半桥式或推挽式逆变器。
4. 根据权利要求1所述的双调光背光源驱动装置,其特征在于,所述反馈 电路包括:一电流转电压电路,耦接至所述背光源以接收所述灯管电流,并将所述灯管电流转换成一电压信号;一整流电路,耦接至所述电流转电压电路以接收所述电压信号,并对所述 电压信号进行整流以产生一第一脉冲直流电压;一分压电路,耦接至所述整流电路以接收所述第一脉冲直流电压,并对所 述第 一 脉冲直流电压进行分压以产生 一 第二脉冲直流电压;以及一滤波电容器,耦接至所述分压电路以接收所述第二脉冲直流电压,并将 所述第二脉冲直流电压滤成所迷反馈电压。
5. 根据权利要求1所述的双调光背光源驱动装置,其特征在于,所述控制 电路包4舌:一参考电压发生器,提供一参考电压至一第一电阻器第一端,所述第一电 阻器第二端耦接至一第二电阻器第一端,所述第二电阻器第二端耦接至一接地一误差放大器,其正输入端耦接至所述反馈电路以接收所述反馈电压,其 负输入端耦接至所述第二电阻器第一端以接收所述第一电压值或第二电压值, 依据所述反馈电压及所述第一电压值的差值或依据所述反馈电压及所述第二电压值的差值在其输出端输出一误差电压; 一振荡器,输出一斜波电压;一比较器,耦接至所述误差放大器及所述振荡器,比较所述误差电压及所 述斜波电压,并据以输出逻辑1或0;以及一输出驱动器,耦接至所述比较器,依据所述比较器的输出产生一控制信 号控制所述逆变器。
6. 根据权利要求5所述的双调光背光源驱动装置,其特征在于,所述责任 周期侦测器包括:一二极管,其阳极端接收所述脉宽调制调光信号;一分压电路,耦接至所述二极管阴极端以接收所述脉宽调制调光信号,对 所述脉宽调制调光信号进行分压以产生 一 分压脉宽调制调光信号;一滤波电容器,耦接至所述分压电路以接收所述分压脉宽调制调光信号, 并对所述分压脉宽调制调光信号进行滤波;一第三电阻器,其第一端耦接至所述第二电阻器第一端;以及一开关,其第一端耦接至所述第三电阻器第二端,其第二端耦接至所述第二电阻器第二端,其控制端耦接至所述滤波电容器第一端。
7.根据权利要求1所述的双调光背光源驱动装置,其特征在于,所述背光源包括一冷阴极荧光灯。
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