CN110572041A - 一种双有源全桥变流器的双边pwm加移相控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种双有源全桥变流器的双边PWM加移相控制方法，通过脉冲宽度调制PWM在双有源全桥DC‑DC变流器的两侧H全桥中进行内移相，同时改变双有源全桥DC‑DC变流器中点电压Uab、Ucd的占空比，保证两个H全桥的内移相比d1相同，然后，调节双有源全桥DC‑DC变流器中点电压Uab、Ucd的占空压，调节第一H桥和第二H桥开关管的导通状态触发脉冲改变外移相比d2。本发明的一种双有源全桥变流器的双边PWM加移相控制方法，解决了现有技术中存在的功率回流过大的问题。

Description

一种双有源全桥变流器的双边PWM加移相控制方法
技术领域
本发明属于变流器加移相控制方法技术领域，涉及一种双有源全桥变流器的双边PWM加移相控制方法。
背景技术
双向全桥DC-DC变流器传统移相控制存在功率回流问题且功率回流随着移相占空比的增加而增大。与双向全桥DC-DC变换器传统移相控制方法相比，双有源全桥DC-DC变流器的双边PWM加移相控制具有易于控制，减小功率回流等优点。因而被广泛的应用于微电网供用电系统，分布式电源系统等众多场合；对于稳定电网电压波动，提高供电可靠性，具有积极的意义。
近年来，许多学者对双向有源桥DC-DC变流器的移相控制问题进行了研究，取得了一些研究成果。其中，论文《Extending the ZVS operating range of dual activebridge high-power DC-DC converters》，作者：G.G.Oggier，提出在一侧单元桥调制桥臂中点电压，通过减少回流电流来提高效率，但此种方法输入输出电压之比较大或较小时，变换器传输效率仍不尽人意；H.Pinherio,P.Jain,etal提出串联谐振式ZVS双向电压型变换器以此来解决传统电压型变换器固有的电压过冲问题；基于反激变换电流型在解决传统电压型电压过冲问题的同时不可避免的产生了较大的开关电流应力，对开关管的要求较高，传输能量的有效时间缩短；但以上两大类方法无法实现有效地减小功率回流。
发明内容
本发明的目的是提供一种双有源全桥变流器的双边PWM加移相控制方法，解决了现有技术中存在的功率回流过大的问题。
本发明所采用的技术方案是，一种双有源全桥变流器的双边PWM加移相控制方法，通过脉冲宽度调制PWM在双有源全桥DC-DC变流器的两侧H全桥中进行内移相，同时改变双有源全桥DC-DC变流器中点电压Uab、Ucd的占空比，保证两个H全桥的内移相比d1相同，然后，调节双有源全桥DC-DC变流器中点电压Uab、Ucd的占空压，调节第一H桥和第二H桥开关管的导通状态触发脉冲改变外移相比d2。
本发明的特征还在于，
根据d1、d2之间的大小关系，得出工作周期第一个H全桥到第二H全桥的平均传输功率P，根据工作周期平均传输功率P与基准功率P0的比值计算出变流器的回流功率P回流。
双有源全桥DC-DC变流器的两个H全桥共包括8个反并联二极管和8个MOSFE，Cf1和Cf2为双有源全桥DC-DC变流器直流测支撑电容，两H全桥通过高频变压器相连。
第一个H全桥包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4，第一开关管S1与第二开关管S1形成第一个H全桥的第一桥臂，第三开关管S3和第四开关管S4形成第一个H全桥的第二桥臂，第二个H全桥包括第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8，第五开关管S5和第六开关管S6形成第二个H全桥的第一桥臂，第五开关管S5和第六开关管S6形成第二个H全桥的第二桥臂，每个开关管驱动信号为占空比0.5的方波。
同一桥臂上下两开关管开关信号互补，各开关管之间的相位差为：S1-S3＝d1T，S1-S5＝d2T，S1-S7＝(d1+d2)T，S2-S4＝d1T，S2-S6＝d2T，S2-S8＝(d1+d2)T，其中，内移相比为d1，外移相比为d2，T为开关管的开通时间。
通过脉冲宽度调制PWM控制两个H全桥各开关管的开通时刻来在双有源全桥DC-DC变流器的两个H全桥中进行内移相，同时通过各开关管导通状态来改变两侧中点电压Uab，Ucd的占空比，保证两个H全桥的内移相比相同。
工作周期平均传输功率P为：
其中，V1、V2为双有源全桥DC-DC变流器两端的电压，N是连接第一个H全桥和第二个H全桥高频变压器的匝数比，L为电感Lr的电感值，fs是开关管的开关频率。
基准功率P0为：
根据工作周期平均传输功率P与基准功率P0的比值得出：
对公式(13)进行整理得出：
其中，k为输入输出电压比值，
本发明的有益效果是：相比传统移相控制，本发明在传输相同功率时可以选择不同的内外移相占空比，调节内移相比与外移相比使得超前桥与滞后桥中点电压变为三电平，功率回流得到抑制，输出电压稳定，回流功率较低；在低外移相占空比时，双PWM加移相控制的功率回流效果较好，对于抑制功率回流的效果最好。
附图说明
图1是本发明一种双有源全桥变流器的双边PWM加移相控制方法中双有源全桥DC-DC变流器的电路图；
图2是当d1＞d2&d1+d2≤1时双边PWM加移相控制的工作波形图；
图3是当d1＞d2&d1+d2≤1时Stage1(t0-t1)阶段的电路图；
图4是当d1＞d2&d1+d2≤1时Stage2(t1-t2)阶段的电路图；
图5是当d1＞d2&d1+d2≤1时Stage1(t2-t3)阶段的电路图；
图6是当d1＞d2&d1+d2≤1时Stage1(t3-t4)阶段的电路图；
图7是当d1＞d2&d1+d2≤1时Stage1(t4-t5)阶段的电路图；
图8是当d1＞d2&d1+d2≤1时Stage1(t5-t6)阶段的电路图；
图9是当d1＞d2&d1+d2≤1时Stage1(t6-t7)阶段的电路图；
图10是当d1＞d2&d1+d2≤1时Stage1(t7-t8)阶段的电路图；
图11是当d1＞d2&d1+d2≤1时Stage1(t8-t9)阶段的电路图；
图12是当d1＞d2&d1+d2≤1时Stage1(t9-t10)阶段的电路图；
图13是当d1＞d2&d1+d2＞1时双边PWM加移相控制的工作波形图；
图14是当d1≤d2&d1+d2＞1时双边PWM加移相控制的工作波形图；
图15是当d1≤d2&d1+d2≤1时双边PWM加移相控制的工作波形图；
图16是平均传输功率三维图；
图17是内移相比为0.2，外移相比为0.2时的波形图；
图18是内移相比为0.2，外移相比为0.5时的波形图；
图19是内移相比为0.2，外移相比为0.8时的波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明一种双有源全桥变流器的双边PWM加移相控制方法，如图1所示，通过脉冲宽度调制PWM控制双有源全桥DC-DC变流器两个H全桥各开关管的开通时刻来在双有源全桥DC-DC变流器的两个H全桥中进行内移相，同时通过各开关管导通状态来改变两侧中点电压Uab，Ucd的占空比，保证两个H全桥的内移相比d1相同，然后，调节双有源全桥DC-DC变流器中点电压Uab、Ucd的占空压，调节第一H桥和第二H桥开关管的导通状态触发脉冲改变外移相比d2，根据d1、d2之间的大小关系，得出工作周期第一个H全桥到第二H全桥的平均传输功率P，根据工作周期平均传输功率P与基准功率P0的比值计算出变流器的回流功率P回流。
其中，双有源全桥DC-DC变流器的两个H全桥共包括8个反并联二极管和8个MOSFE，Cf1和Cf2为双有源全桥DC-DC变流器直流测支撑电容，两H全桥通过高频变压器相连，第一个H全桥包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4，第一开关管S1与第二开关管S1形成第一个H全桥的第一桥臂，第三开关管S3和第四开关管S4形成第一个H全桥的第二桥臂，第二个H全桥包括第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8，第五开关管S5和第六开关管S6形成第二个H全桥的第一桥臂，第五开关管S5和第六开关管S6形成第二个H全桥的第二桥臂，每个开关管驱动信号为占空比0.5的方波，同一桥臂上下两开关管开关信号互补，各开关管之间的相位差为：S1-S3＝d1T，S1-S5＝d2T，S1-S7＝(d1+d2)T，S2-S4＝d1T，S2-S6＝d2T，S2-S8＝(d1+d2)T，其中，内移相比为d1，外移相比为d2，T为开关管的开通时间；
工作周期平均传输功率P为：
其中，V1、V2为双有源全桥DC-DC变流器两端的电压，N是连接第一个H全桥和第二个H全桥高频变压器的匝数比，L为电感Lr的电感值，fs是开关管的开关频率；
为进行可视化分析，将式(11)进行标幺化，取基准功率P0为：
根据工作周期平均传输功率P与基准功率P0的比值得出：
对公式(13)进行整理得出：
其中，k为输入输出电压比值，
其中，工作周期平均传输功率P的推导过程如下：
以d1>d2且d1+d2≤1时为例，当d1>d2且d1+d2≤1时，如图2的工作时序所示：
(a)如图3所示，Stage1(t0-t1)：t0之前，电感电流iL<0，超前桥内电流流经开关管S2和S3；开关管S3在t0关断，iL流经二极管D4和开关管S2；滞后桥内电流流经二极管D6和D7，能量由V1传向V2。iL可表示为：
(b)如图4所示，Stage2(t1-t2)：t1时开关管S2关断，开关管S1开通，超前桥内，电感电流iL<0，能量经二极管D1和D4流至V1；滞后桥的状态与Stage1中滞后桥相同，此时电感电压为V1+NV2，iL开始减小，可表示为：
(c)如图5所示，Stage3(t2-t3)：t2时电感电流iL<0，开关管S7关断，开关管S8开通。超前桥的工作状态与Stage2中超前桥的状态一致；滞后桥内，电感电流iL流经开关管S8和二极管D6，电感电压为V1，t3时iL变为0，表示为：
(d)如图6所示，Stage4(t3-t4)：t3时，iL>0,。超前桥内电流流经开关管S1及S4，滞后桥的电流流经开关管S6及二极管D8，电感电压为V1，iL线性增加，t4时，开关管S6关断该模态中止，电感电流表达式；
(e)如图7所示，Stage5(t4-t5)：t4时，开关管S6关断，开关管S5开通。超前桥内工作状态Stage2中超前桥状态一致；滞后桥内电流流经二极管D5和D8，电感电压为V1-NV2，t5时开关管S4关断本模态中止，iL的表达式为：
(f)如图8所示，Stage6(t5-t6)：t5时，开关管S4关断，开关管S3开通。超前桥内电流流经开关管S1和二极管D3；滞后桥内电流流经二极管D5及D8流向V2，电感电压为-NV2，电感电流iL减小，t6时，开关管S1关断，本模态中止，电感电流iL表达式：
(g)如图9所示，Stage7(t6-t7)：t6时，开关管S1关断，开关管S2开通。超前桥内电流流经二极管D2及D3流1；滞后桥内工作状态与Stage6内滞后桥的状态相一致，电感电压为-(V1+NV2)，电感电流iL开始减小，t7时开关管S8关断，该模态结束，电感电流iL表达式为：
(h)如图10所示，Stage8(t7-t8)：t7时，电感电流iL>0，开关管S8关断，开关管S7开通。超前桥工作状态与Stage7中超前桥状态相一致；滞后桥内电流流经二极管D6和开关管S7。电感电压为-V1，电感电流iL减小，电感电流iL减小到0时该工作模态结束，电感电流iL表达式为：
(i)如图11所示，Stage9(t8-t9)：t8时，电感电流iL<0，超前桥内电流流经开关管S2和S3，滞后桥内电流流经开关管S5和二极管D7。电感两端电压为-V1，电感电流iL增大，t9时，开关管S5关断此状态而结束，iL表达式为：
(j)如图12所示，Stage10(t9-t10)：t9时，开关管S5关断，开关管S6开通。超前桥工作状态与Stage9中超前桥工作状态相一致，滞后桥内电流流经二极管D6与D7。电感电压为-V1+NV2，电感电流iL增大，t10时开关管S3关断，该工作模态结束，电感电流iL表达式为：
对比这10个工作模态，可以分析出，在区间(t0-t1)及(t6-t7)内，超前桥桥臂中点电压为0，此时的回流功率为0。
综合公式(1)-公式(10)联合推导出当d1>d2且d1+d2≤1时的工作周期平均传输功率P。
当d1＞d2&d1+d2＞1、d1≤d2&d1+d2＞1、d1≤d2&d1+d2≤1时，依次类推可得到对应情况的工作周期平均传输功率P，如图13所示，为当d1＞d2&d1+d2＞1时双边PWM加移相控制的工作波形图；如图14所示，为当d1≤d2&d1+d2＞1时双边PWM加移相控制的工作波形图；如图15所示，为当d1≤d2&d1+d2≤1时双边PWM加移相控制的工作波形图。
通过仿真软件做出平均传输功率的三维图像，即就是将式(13)通过matlab中三维函数功能输出图像，如图16所示，由图16可以直接看出：
(1)传输功率在d1＝1,d2＝0.5时最大，这一点与传统移相控制及单边PWM加移相控制是相同的；
(2)相比传统移相控制，单边PWM加移相控制及双边PWM加移相控制可控性更高，在传输相同功率时后二者可以选择不同的内外移相占空比；
(3)外移相占空比一定时，内移相占空比越小，传输功率越小；内移相占空比一定时，外移相占空比在0.5之前，平均传输功率随着占空比的增大而增大，0.5之后，平均传输功率随着占空比的增大而减小。
双边PWM加移相控制的simulink仿真
本次仿真根据双边PWM加移相控制的四种不同情况，准备进行四次的仿真实验，对比两桥臂中点电压、传输功率及输出电压波形，对双边PWM加移相控制方法的作用进行验证。
如图17所示，可知当d1＞d2&d1+d2≤1时超前桥与滞后桥中点电压在此种情况下均变为三电平；功率回流得到抑制；输出电压稳定，传输功率P＝569.53W，回流功率P回流＝0.611W，可以发现，在低外移相占空比时，双PWM加移相控制的功率回流效果较好。
如图18所示，当d1≤d2&d1+d2≤1时，首先展示了超前桥与滞后桥中点电压波形，由功率传输波形可以知道；输出电压稳定，此时传输功率P＝1485.13，回流功率P回流＝3.29W。
如图19所示，当d1≤d2&d1+d2≤1时，首先展示了外移相比为0.8的情况下超前桥与滞后桥的中点电压波形；从传输功率的波形来看，仍存在较大比例的回流功率；输出电压波形稳定，传输功率P＝544.5W，回流功率P回流＝0.76W。
从波形以及数据综合来看，双边PWM加移相控制对于抑制功率回流的效果最好。

Claims (9)

1.一种双有源全桥变流器的双边PWM加移相控制方法，其特征在于，通过脉冲宽度调制PWM在双有源全桥DC-DC变流器的两侧H全桥中进行内移相，同时改变双有源全桥DC-DC变流器中点电压Uab、Ucd的占空比，保证两个H全桥的内移相比d1相同，然后，调节双有源全桥DC-DC变流器中点电压Uab、Ucd的占空压，调节第一H桥和第二H桥开关管的导通状态触发脉冲改变外移相比d2。
2.根据权利要求1所述的一种双有源全桥变流器的双边PWM加移相控制方法，其特征在于，根据d1、d2之间的大小关系，得出工作周期第一个H全桥到第二H全桥的平均传输功率P，根据工作周期平均传输功率P与基准功率P0的比值计算出变流器的回流功率P回流。
3.根据权利要求2所述的一种双有源全桥变流器的双边PWM加移相控制方法，其特征在于，所述双有源全桥DC-DC变流器的两个H全桥共包括8个反并联二极管和8个MOSFE，Cf1和Cf2为双有源全桥DC-DC变流器直流测支撑电容，两H全桥通过高频变压器相连。
4.根据权利要求3所述的一种双有源全桥变流器的双边PWM加移相控制方法，其特征在于，所述第一个H全桥包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4，第一开关管S1与第二开关管S1形成第一个H全桥的第一桥臂，第三开关管S3和第四开关管S4形成第一个H全桥的第二桥臂，第二个H全桥包括第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8，第五开关管S5和第六开关管S6形成第二个H全桥的第一桥臂，第五开关管S5和第六开关管S6形成第二个H全桥的第二桥臂，每个开关管驱动信号为占空比0.5的方波。
5.根据权利要求4所述的一种双有源全桥变流器的双边PWM加移相控制方法，其特征在于，同一桥臂上下两开关管开关信号互补，各开关管之间的相位差为：S1-S3＝d1T，S1-S5＝d2T，S1-S7＝(d1+d2)T，S2-S4＝d1T，S2-S6＝d2T，S2-S8＝(d1+d2)T，其中，内移相比为d1，外移相比为d2，T为开关管的开通时间。
6.根据权利要求5所述的一种双有源全桥变流器的双边PWM加移相控制方法，其特征在于，通过脉冲宽度调制PWM控制两个H全桥各开关管的开通时刻来在双有源全桥DC-DC变流器的两个H全桥中进行内移相，同时通过各开关管导通状态来改变两侧中点电压Uab，Ucd的占空比，保证两个H全桥的内移相比相同。
7.根据权利要求6述的一种双有源全桥变流器的双边PWM加移相控制方法，其特征在于，所述工作周期平均传输功率P为：
其中，V1、V2为双有源全桥DC-DC变流器两端的电压，N是连接第一个H全桥和第二个H全桥高频变压器的匝数比，L为电感Lr的电感值，fs是开关管的开关频率。
8.根据权利要求7所述的一种双有源全桥变流器的双边PWM加移相控制方法，其特征在于，所述基准功率P0为：
9.根据权利要求8所述的一种双有源全桥变流器的双边PWM加移相控制方法，其特征在于，根据工作周期平均传输功率P与基准功率P0的比值得出：
对公式(13)进行整理得出：
其中，k为输入输出电压比值，
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112701917A (zh) * 2020-12-17 2021-04-23 大唐可再生能源试验研究院有限公司 减少变换器无功功率的方法及装置
CN113708628A (zh) * 2020-05-22 2021-11-26 北京机械设备研究所 扩展移相控制的双有源桥电路的传输功率确定方法及装置
CN113726179A (zh) * 2021-09-02 2021-11-30 北京信息科技大学 宽电压双主动全桥dc-dc变换器及其控制方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110212774A (zh) * 2019-06-11 2019-09-06 华中科技大学 一种双有源桥dc-dc变换器及其回流功率优化方法

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110212774A (zh) * 2019-06-11 2019-09-06 华中科技大学 一种双有源桥dc-dc变换器及其回流功率优化方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
傅仕航等: "基于"第二类"双重移相控制的双有源桥ＤＣ－ＤＣ变换器", 《浙江大学学报（工学版）》 *

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113708628A (zh) * 2020-05-22 2021-11-26 北京机械设备研究所 扩展移相控制的双有源桥电路的传输功率确定方法及装置
CN112701917A (zh) * 2020-12-17 2021-04-23 大唐可再生能源试验研究院有限公司 减少变换器无功功率的方法及装置
CN112701917B (zh) * 2020-12-17 2024-01-23 大唐可再生能源试验研究院有限公司 减少变换器无功功率的方法及装置
CN113726179A (zh) * 2021-09-02 2021-11-30 北京信息科技大学 宽电压双主动全桥dc-dc变换器及其控制方法
CN113726179B (zh) * 2021-09-02 2023-07-14 北京信息科技大学 宽电压双主动全桥dc-dc变换器及其控制方法

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