CN101946416A - 干扰检测及减轻 - Google Patents

Abstract

本发明描述用于检测及减轻干扰的技术。装置(例如，蜂窝式电话)感测干扰电平，且数字重建接收到的信号中的预期干扰。所述装置可使所述重建的干扰与所述接收到的信号相关，且基于相关结果确定所述接收到的信号中的干扰。所述装置可基于所述接收到的信号中的所述检测到的干扰来调整接收器中的一个或一个以上电路块(例如，混频器、LNA等)的操作。或者或另外，所述装置可调节所述数字干扰以获得与所述接收到的信号中的所述干扰匹配的经调节的重建的干扰，且可接着从所述接收到的信号中减去所述经调节的干扰。

Description

干扰检测及减轻

主张优先权

本专利申请案主张2008年1月2日申请的标题为“干扰检测及减轻(Interference Detection and Mitigation)”的第61/018,572号美国临时申请案的优先权，所述申请案已转让给本发明的受让人，其揭示内容在此以引用的方式明确地并入本文中。

技术领域

本发明大体上涉及通信接收器，且更具体来说，涉及用于减轻接收器中的干扰及/或失真的技术。

背景技术

在通信系统中，发射器处理数据以产生经调制的信号，且经由通信信道将经调制的信号发射到接收器。接收器接收经发射的信号，且试图恢复由发射器发送的数据。信号可能因噪声、失真及干扰而受到破坏，包括(例如)到所要的信号中的频带外干扰信号(jammer)与本机振荡器(LO)杂波信号(spur)及其它噪声源的线性混合，以及由接收器自身的非线性特性引起的互调产物。

将需要提供抵抗此信号破坏的效应的处理技术。

发明内容

本发明的一方面提供一种干扰减轻设备，所述设备经配置以处理接收到的信号以恢复信息，所述设备包含：干扰传感器与取样器，其用于感测第一干扰信号并对其进行取样以产生第一子信号；数字旋转器，其用于使所述第一子信号旋转一旋转频率以产生数字重建的干扰信号；相关器，其用于使所述数字重建的干扰信号与从所述接收到的信号导出的数字信号相关；及干扰控制单元，其用于基于所述数字重建的干扰信号控制对所述接收到的信号的所述处理的调整以减轻所述接收到的信号中的干扰。

本发明的另一方面提供一种干扰减轻设备，所述设备经配置以处理接收到的信号以恢复信息，所述设备包含：干扰传感器与取样器，其用于感测第一干扰信号并对其进行取样以产生数字取样的干扰信号；干扰重建单元，其用于基于所述数字取样的干扰信号产生数字重建的干扰信号；及相关器，其用于使所述数字重建的干扰信号与从所述接收到的信号导出的数字信号相关；及干扰控制单元，其用于基于所述相关器的输出控制对用以处理所述接收到的信号的射频(RF)电路块的参数的调整。

本发明的又一方面提供一种干扰减轻设备，所述设备经配置以处理接收到的信号以恢复信息，所述设备包含：第一干扰传感器与取样器，其用于感测第一干扰信号并对其进行取样以产生第一子信号；干扰重建单元，其用于基于所述第一子信号产生第一数字重建的干扰信号；及干扰控制单元，其用于基于所述第一数字重建的干扰信号来控制对所述接收到的信号的所述处理的调整以减轻所述接收到的信号中的干扰；第二干扰传感器与取样器，其用于感测第二干扰信号并对其进行取样以产生第二子信号；所述干扰重建单元进一步经配置以基于所述第二子信号产生第二数字重建的干扰信号；所述干扰控制单元进一步经配置以响应于干扰选择控制信号，基于所述第二数字重建的干扰信号来控制对所述接收到的信号的所述处理的调整以减轻所述接收到的信号中的干扰。

附图说明

图1展示包括模拟段102及数字段104的无线装置100的框图。

图2描绘根据本发明的一般化干扰取样及处理方案的示范性实施例。

图3A描绘干扰传感器与取样器200从接收信号路径产生信号sampler_out的可能方式。

图3B描绘干扰传感器与取样器200基于收发器的发射器链的子取样连续级产生信号sampler_out的其它方式。

图3C描绘干扰传感器与取样器200基于其它传感器300、300a、310、320的输出产生信号sampler_out的其它方式。

图3D描绘提供到图3A到图3C中的混频器152.d、152.e、152.i、152.j、152.k的信号x.d、x.e、x.i、x.j、x.k的可能选择的示范性实施例。

图4A展示在由同一收发器的发射链产生的接收信号中数字重建互调失真(IMD)的无线装置300的设计的框图。

图4B展示无线装置400的设计的框图，其中数字IMD重建及检测是基于发射信号的降频转换版本。

图4C展示基于图3A的sampler_out子信号(f)执行数字IMD重建及检测的无线装置402的设计的框图。

图4D展示无线装置404的设计的框图，其中数字IMD重建及检测是基于未必与所发射的信号一致的干扰信号的经降频转换版本。

图4E展示无线装置406的设计的框图，其中数字IMD重建及检测是基于ADC 146的数字输出。

图5A描绘用于产生第二阶互调产物(IM2)的干扰重建单元的示范性实施例。

图5B展示基于来自图3A中的ADC 156.d的sampler_out子信号(d)数字重建IM2的IM2产生器162a的设计的框图。

图5C展示基于从图3A中的sampler_out子信号(d)导出的降频转换的I及Q信号(I_dtx及Q_dtx)数字重建IM2的IM2产生器162b的设计的框图。

图5D展示IM2产生器164的设计的框图。

图5E展示数字重建IM2及IM3的IMD产生器166的设计的框图。

图6描绘来自图2的干扰处理与相关单元230的示范性实施例。

图7描绘用于从接收到的信号中消除重建的干扰的示范性实施例。

图8展示如图7中描绘的干扰消除机构的特定设计。

图9A展示IMD调节单元900的设计的框图。

图9B展示干扰信号重建单元930的设计的框图。

图10展示用于由装置(例如，无线装置，如蜂窝式电话)检测及减轻干扰的过程1000。

图11A描绘其中干扰信号处于频率f_j且频率f_{LO_spur}的LO杂波信号存在于到混频器142的输入处的情形。

图11B描绘用于数字重建归因于干扰信号与LO杂波信号的混合的干扰的根据本发明的示范性实施例，其中假定频率f_{LO_spur}事前已知。

图11C描绘用于数字重建归因于在f_j下的干扰信号的干扰的根据本发明的示范性实施例，其中频率f_{LO_spur}事前并不知道。

图12A描绘其中在频率f_j下存在干扰信号且将衬底噪声耦合到混频器142的LO端口的情形。

图12B描绘用于数字重建归因于在f_j下的干扰信号与衬底噪声混合的干扰的根据本发明的示范性实施例。

图12C描绘根据本发明的示范性实施例，其中sampler_out包含用于数字重建归因于干扰信号与衬底噪声混合的干扰的两个子信号(d)及(l)。

图12D描绘用于解决频率上相对低的衬底噪声的示范性实施例。

具体实施方式

以下结合附图阐明的详细描述希望作为对本发明的示范性实施例的描述，且并不希望表示可实践本发明的仅有示范性实施例。贯穿本描述使用的术语“示范性”的意思是“充当实例、例子或说明”，且未必应被看作比其它示范性实施例优选或有利。为了提供对本发明的示范性实施例的透彻理解，所述详细描述包括具体细节。对于所属领域的技术人员来说，将显而易见可在没有这些具体细节的情况下实践本发明的示范性实施例。在一些例子中，以框图形式展示众所周知的结构及装置以便避免模糊本文中呈现的示范性实施例的新颖性。

根据本发明，提供用以检测及/或消除由接收器接收到的信号中存在的各种形式的干扰及失真的技术。本文中描述的技术可用于无线装置、基站及其它电子装置。无线装置也可被称作移动台、用户设备、用户终端、订户单元等。无线装置可为蜂窝式电话、个人数字助理(PDA)、无线调制解调器、手持装置、手持机等。所述技术也可用于各种通信系统，例如，码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、正交FDMA(OFDMA)系统等。为了清晰起见，以下针对CDMA系统中的无线装置描述所述技术。

图1展示包括模拟段102及数字段104的无线装置100的框图。模拟段102包括：(a)发射器110，其具有混频器124及功率放大器(PA)126，及(b)接收器112，其具有低噪声放大器(LNA)140、混频器142及模拟滤波器144。

在发射路径上，发射(TX)数据处理器120处理待发射的数据，且提供数字同相(I)信号I_TX及数字正交(Q)信号Q_TX。数-模转换器(DAC)122将I_TX及Q_TX转换为模拟I及Q信号。混频器124将发射本机振荡器(LO)信号与模拟I及Q信号一起调制，且提供经调制的信号。发射LO信号处于f_T的频率下，f_T由用于由无线装置100进行的数据发射的信道确定。功率放大器126放大经调制的信号且提供发射信号，其经路由穿过双工器128且经由天线130发射。

在接收路径上，天线130接收由基站及各种干扰源发射的信号，且提供接收到的信号。双工器128将接收到的信号从天线130路由到LNA 140。LNA 140放大其输入信号，且提供放大的信号。混频器142将放大的信号与接收(RX)LO信号一起解调，且提供基带I及Q信号。RX LO信号处于f_R的频率下，f_R由正由无线装置100接收的频率信道确定。模拟滤波器144对基带I及Q信号进行滤波以移除噪声及其它分量，且提供经滤波的I及Q信号。滤波器144可对随后数字化过程执行抗混淆(anti-alias)滤波。摸-数转换器(ADC)146将经滤波的I及Q信号数字化，且提供数字经预数字滤波的I及Q信号(I_rx及Q_rx)。数字滤波器148对接收到的I及Q信号进行滤波，且提供数字的接收到的I及Q信号(I_RX及Q_RX)。滤波器148可使由数字化过程产生的噪声及其它分量衰减，且可使所关注的所要信号通过。接收(RX)数据处理器150处理接收到的I及Q信号，且提供经解码的数据。

控制器/处理器190指导无线装置100内的各种单元的操作。存储器192存储用于无线装置100的数据及程序代码。

一般来说，接收器可用(例如)超外差架构或直接基带架构实施。在超外差架构中，接收到的信号在多个级中经降频转换，例如，在一个级中从RF降频转换为中频(IF)，且接着在另一级中从IF降频转换为基带。在直接基带架构中，将接收到的信号在一个级中从RF直接降频转换为基带，如图1中所示。超外差及直接基带架构可使用不同的电路块及/或具有不同要求。发射器也可用超外差架构或直接基带架构实施(如图1中所示)。发射器也可用任何其它合适的架构实施，例如，通过PLL直接将基带相位调制到载波上，接着对所述载波进行振幅调制。为了清晰起见，以下描述是针对直接基带架构。

注意，图1展示简化收发器设计。在一典型收发器中，发射及接收路径中的信号可由放大器、滤波器、混频器等中的一个或一个以上级调节。电路块也可与图1中所示的配置不同地配置。此外，图1中未展示的其它电路块也可用以调节发射及接收路径中的信号。举例来说，可在每一混频器之前及/或之后添加滤波器及/或放大器。预期这些替代示范性实施例属于本发明的范围内。

图2描绘根据本发明的一般化干扰取样及处理方案的示范性实施例。在图2中，干扰传感器与取样器200感测可破坏所要的RX信号的干扰信号。这些干扰信号可包括(例如)LNA 140的输入或输出处存在的频带外干扰信号、芯片衬底上的噪声、存在于RX或TX本机振荡器(LO)信号中的杂波信号以及这些干扰信号的混合产物。本文中参看图3A到图3C进一步揭示干扰传感器与取样器200的细节。

干扰传感器与取样器200将数字输出sampler_out提供到干扰重建单元220。Sampler_out可包括表示由干扰传感器与取样器200检测的一个或一个以上类型的干扰的电平的一个或一个以上子信号。注意，在本说明书及在权利要求书中，除非另有说明，否则术语“感测”表示选择含有干扰的信号或信号的一部分以用于随后处理的动作，而术语“取样”表示应用到感测到的干扰信号以使其适合于作为到本文中稍后描述的干扰重建单元220的输入信号的处理。由于干扰重建单元220方便地为数字的(在HW中或在SW中)，所以合适的输入信号优选地为在时间及振幅两者上离散的信号。在示范性实施例中，如果不需要此离散化(例如，当感测到的干扰信号已呈数字形式时)，则“取样的”信号可与“感测到的”信号相同。预期这些示范性实施例属于本发明的范围内。

基于来自干扰传感器与取样器200的sampler_out，干扰重建单元220产生信号reconstruct_out或220a。reconstruct_out为预期存在于数字RX信号I_RX及Q_RX中的干扰信号的数字重建。确切地说，reconstruct_out 220a包括干扰信号的可占用与所要的RX信号相同的频谱且因此不能只通过滤波来消除的那个部分。

可将reconstruct_out 220a提供到处理与相关单元230，处理与相关单元230使重建的干扰220a与I_RX及Q_RX相关。处理与相关单元230确定数字重建的干扰实际上存在于接收到的RX信号中的程度。将处理与相关单元230的输出230a提供到干扰控制单元240，干扰控制单元240可产生一个或一个以上控制信号(未图示)以基于检测到的干扰电平调整一个或一个以上电路块，以便减少接收到的I及Q信号中的干扰。这些待控制的块的实例包括(但不限于)LNA 140、RX LO产生器及混频器142。在下文参看图7及图8描述的替代示范性实施例中，可调节且从数字的接收到的信号中消除数字重建的干扰。

在示范性实施例中，干扰控制单元240可产生一控制信号240a，可将所述控制信号240a反馈到干扰重建单元220以(例如)控制及引导干扰重建单元220内的可调整参数(例如，滤波器特性等)的调整。此外，可将信号240a提供到RF电路适配单元250以用于响应于检测到的干扰来调整RF电路的参数。在所展示的示范性实施例中，可提供RF电路适配单元250的输出信号250a以调整混频器142及LNA 140的参数。所属领域的一般技术人员可导出用以调整图2中未展示的其它RF电路的RF电路适配单元250的示范性实施例，且预期这些示范性实施例属于本发明的范围内。所属领域的一般技术人员还将了解，在一些示范性实施例中，可将RF电路适配单元250的功能性并入干扰控制单元240中。

图3A描绘干扰传感器与取样器200由从接收信号路径感测到的信号产生信号sampler_out的可能方式。在图3A中，sampler_out展示为包括多个子信号(a)-(h)。所属领域的一般技术人员将认识到，在一特定示范性实施例中，干扰传感器与取样器200可产生包括所展示的子信号中的全部或任何子集的sampler_out。预期这些示范性实施例属于本发明的范围内。注意，在图3A中，为了易于说明，可将包括I及Q分量两者的信号展示为单个信号。

在图3A中，从接收(RX)信号处理链的连续级的输出感测sampler_out子信号(a)到(f)。直接从ADC 146的输出感测子信号(a)。从到ADC 146的输入感测子信号(b)，且由单独的ADC 156.b将其数字化。从到模拟滤波器144的输入感测子信号(c)，且可由单独的模拟滤波器154.c对其进行滤波且由ADC 156.c将其数字化。从到混频器142的输入感测子信号(d)，且可由单独的混频器152.d将其降频转换。混频器152.d可混合LNA的输出与信号x.d。在一示范性实施例中，可根据本文中参看图3D稍后描述的原理选择信号x.d。混频器152.d的输出由模拟滤波器154.d滤波且由ADC 156.d数字化。从到LNA 140的输入感测子信号(e)，且可由单独的LNA 150.e、混频器152.e、模拟滤波器154.e及ADC 156.e对其进行处理。LNA 150.e可放大感测到的信号，且使用混频器152.e将其与信号x.e混合。在一示范性实施例中，可根据本文中参看图3D稍后描述的原理选择信号x.e。混频器152.e的输出由模拟滤波器154.e滤波且由ADC 156.e数字化。还从LNA 140的输入感测子信号(f)，将所述子信号(f)馈入到非线性装置172。将非线性装置172的输出提供到模拟滤波器154.f且由ADC 156.f数字化。

注意，在一替代示范性实施例(未图示)中，可从LNA 140a的输出感测子信号(f1)，且将子信号(f1)馈入到非线性装置。可将非线性装置的输出提供到模拟滤波器，且由ADC将其数字化以产生子信号(f1)。

所属领域的一般技术人员将认识到，替代接收器示范性实施例可使用图3A中未展示的单元，例如，自动增益控制(AGC)、额外滤波器等。信号sampler_out可包括具有适当修改的从未图示的这些级的输出或输入感测的额外子信号。预期这些示范性实施例属于本发明的范围内。

信号sampler_out还可包括从与图2中所示的天线130分开的辅助天线感测的额外子信号(未图示)。在一示范性实施例中，辅助天线物理上可比天线130位置靠近目标干扰源，或可具有经更好调谐到干扰源的频率转移特性。

图3B描绘干扰传感器与取样器200基于收发器的发射器(TX)信号处理链的子取样连续级产生信号sampler_out的其它方式。当干扰源(interferer)为收发器自身的泄漏到RX链(例如，归因于在全双工操作期间带通滤波器的不完全衰减)的TX信号时，感测来自如图3B中所示的发射器链的干扰源可为有利的。在图3B中，直接从TX数据处理器120的输出感测子信号(g)。从DAC 122的输出感测子信号(h)，所述子信号(h)由ADC 156.h再转换为数字形式。从TX混频器124的输出感测子信号(i)，所述子信号(i)在经滤波及转换为数字形式前由混频器152.g降频转换。从功率放大器(PA)126的输出感测子信号(j)，所述子信号(j)在经滤波及转换为数字形式前由混频器152.j降频转换。

所属领域的一般技术人员将认识到，替代发射器示范性实施例可使用图3B中未展示的单元，例如，预放大级、额外滤波器等。信号sampler_out可包括具有适当修改的从未图示的这些级的输出或输入感测的额外子信号。预期这些示范性实施例属于本发明的范围内。

图3C描绘干扰传感器与取样器200基于其它传感器300、300a、310、320的输出产生信号sampler_out的其它方式。在一示范性实施例中，其它传感器300、300a、310、320中的任一者可感测与用以产生图3A及图3B中描绘的子信号(a)到(j)的信号不同的干扰信号。举例来说，传感器可感测接收器电路所驻存的衬底中存在的衬底噪声。

在图3C中，从传感器320的输出感测子信号(m)，所述子信号(m)由ADC 156.m转换为数字形式。从传感器310的输出感测子信号(l)，所述子信号(l)在由ADC 156.l转换为数字形式之前由模拟滤波器154.l处理。从传感器300的输出感测子信号(k)，所述子信号(k)在经滤波及数字化之前由混频器152.k降频转换。从传感器300a的输出感测子信号(k1)，其由放大器151放大、由混频器152.k1降频转换且接着经滤波及数字化。所属领域的一般技术人员将了解，可将各种额外单元添加到图3C中所展示的示范性实施例，且也预期这些修改属于本发明的范围内。

在一示范性实施例中，传感器300-320中的任一者可感测芯片衬底上存在的噪声的电平。在替代示范性实施例中，传感器300-320中的任一者也可对电路中存在的噪声的任何其它电平进行取样。

在一示范性实施例中，传感器300-320中的任一者可为物理上比例如图1中所示的天线130位置靠近目标干扰源或以其它方式具有经更好调谐到干扰源的频率转移特性的天线。

图3D描绘提供到分别在图3A到图3C中的混频器152.d、152.e、152.i、152.j、152.k的信号x.d、x.e、x.i、x.j、x.k的可能选择的一示范性实施例。在图3D中，x可表示信号x.d、x.e、x.i、x.j、x.k中的任一者。在一示范性实施例中，可使用(例如)切换器S在正常操作期间从所描绘的选择中的任何者中选择x。在一替代示范性实施例中，x可固定地作为所描绘的选择中的任一者。

对信号x的第一选择为图1中的发射本机振荡器(TX LO)信号。当想要重建的干扰是从收发器自身所产生的发射信号产生时(如本文中关于图4B到图4C稍后所描述)，此选择可为有利的。

对信号x的第二选择为图1中的接收本机振荡器(RX LO)信号。

对信号x的第三选择为具有选定频率的任何其它LO。举例来说，在一示范性实施例中，可将此其它LO选择为具有RX或TX LO的杂波信号的频率，如本文中关于图11A稍后所描述。

对信号x的第四选择为任何干扰信号传感器的模拟输出。举例来说，在一示范性实施例中，传感器可为用于检测芯片衬底上存在的噪声的衬底噪声传感器。本文中关于图12A到图12B描述此示范性实施例的其它细节。

根据本发明，可将信号sampler_out(包括sampler_out子信号)提供到干扰重建单元220以数字重建互调产物或预期存在于接收到的信号中的其它干扰项。这些产物及干扰项可包括(但不限于)第一阶线性产物(例如，干扰信号的直接频率转变)、第二阶互调产物(IM2)、第三阶互调产物(IM3)及/或更高阶产物。

注意，在一些示范性实施例中，可将信号sampler_out直接传送到图2的处理与相关模块230，亦即，干扰重建单元220可为简单的通过单元。预期这些示范性实施例属于本发明的范围内。

注意，虽然图3A到图3C展示每一类型的sampler_out子信号的单个例子，但所属领域的一般技术人员将认识到，信号sampler_out可通常包含任何子信号的多个例子及/或任何子信号与任何其它子信号的任意组合。举例来说，sampler_out可为包含第一子信号(d)(其中x.d具有频率f1)、第二子信号(d)(其中x.d具有频率f2)等的复合信号。预期这些示范性实施例属于本发明的范围内。

所属领域的一般技术人员将了解，归因于其灵活性，图3A到图3C中展示的干扰传感器与取样器200的示范性实施例可经动态配置以解决接收到的信号中的不同类型的干扰(视信号接收的条件而定)。举例来说，干扰传感器与取样器200可经替代地配置以当检测到第一类型的干扰时产生第一sampler_out子信号以用于处理，且当检测到第二类型的干扰时产生第二sampler_out子信号以用于处理。在一示范性实施例中，由干扰控制单元240提供的控制信号240a可进一步包括指定待由干扰传感器与取样器200产生哪一子信号的干扰选择控制信号。在一示范性实施例中，干扰选择控制信号可基于经检测存在于接收到的信号中的干扰的类型而配置。

图4A到图4E展示将图2的普通架构具体应用于示范性实施例以用于减轻接收到的信号中的特定类型的干扰的效应。注意，图4A到图4E中描绘的示范性实施例希望仅充当说明，且并不意图将图2的普通架构的范围限于所描绘的任何特定示范性实施例。

图4A展示数字重建接收信号中可归因于从同一收发器的发射链泄漏的信号的互调失真(IMD)的无线装置300的设计的框图。在图4A中，展示发射信号的一部分经由双工器128泄漏到LNA 140。在LNA 140的输入处的信号因此包括来自天线130的接收到的信号以及从功率放大器126的发射信号泄漏。为了解决此具体干扰源，接收器可基于sampler_out子信号(g)数字地重建发射信号的泄漏到接收器链的部分，其如下文进一步地描述。

在图4A中，IMD重建及检测是基于图3B中展示的sampler_out子信号(g)。子信号(g)的分量被称作I_TX及Q_TX。无线装置300包括图1的无线装置100内的单元120到150、190及192。无线装置300进一步包括IMD产生器160、IMD相关器170及IMD控制单元180，其分别为图2中的干扰重建单元220、干扰处理/相关单元230及干扰控制单元240的具体示范性实施例。注意，在图4A的示范性实施例中，干扰传感器与取样器200可为TX数据处理器120及干扰重建单元220的信号I_TX与Q_TX之间的简单连接。或者，干扰传感器与取样器200可如图3A到图3C中所示而实施，其中从多个子信号中选择性启用sampler_out子信号(g)。

在图4A中，IMD产生器160从TX数据处理器120接收数字I及Q信号I_TX及Q_TX。IMD产生器160可数字重建归因于发射信号的IMD。IMD相关器170从数字滤波器148接收重建的IMD及接收到的I及Q信号I_RX及Q_RX，且使I_RX及Q_RX与数字重建的IMD相关。IMD控制单元180基于相关结果确定接收到的I及Q信号中的IMD的电平。IMD控制单元180产生一个或一个以上控制以基于检测到的IMD电平调整一个或一个以上电路块，以便减少接收的I及Q信号中的IMD。在图4A中，LNA 140及混频器142的特性经展示为正由IMD控制单元调整，但本发明并不限于仅LNA及混频器块的调整。

注意，在替代示范性实施例(图4A中未描绘)中，IMD产生器160也可从数字滤波器148接收中频I及Q信号I_int及Q_int，如本文中参看图8稍后所描述。

在图4A的示范性实施例中，无线装置300基于发射信号的数字版本来重建IMD。由于可在不使用额外模拟电路的情况下数字执行重建IMD的处理，所以此可简化无线装置300的设计且降低成本。

图4B展示无线装置400的设计的框图，其中数字IMD重建及检测是基于发射信号的降频转换版本。在此示范性实施例中，有效地选择图3A中的sampler_out子信号(d)以用于进一步处理。TX LO或具有与TX LO相同频率的信号可被用作施加到混频器152.d以产生子信号(d)的信号x.d。

在图4B中，无线装置400包括图1中的无线装置100内的单元120到150、190及192。无线装置400进一步包括IMD产生器162、IMD相关器170及IMD控制单元180。IMD产生器162、IMD相关器170及IMD控制单元180分别为干扰重建单元220、干扰处理/相关单元230及干扰控制单元240的具体示范性实施例。

在图4B中，与在图4A中一样，发射信号的一部分经展示为经由双工器128泄漏到LNA 140。在LNA 140的输入处的信号因此包括来自天线130的接收到的信号以及来自功率放大器126的发射泄漏信号。为了将此具体干扰源作为目标，可将对应于子信号(d)的振荡器信号x.d设置为TX LO信号，如先前参看图3D所描述。

混频器152.d使用x.d解调来自LNA 140的放大的信号。在所展示的示范性实施例中，将同一发射LO信号提供到发射路径中的混频器124及干扰取样路径中的混频器152.d两者。模拟滤波器154.d对基带I及Q信号进行滤波以移除噪声及其它分量，且提供经滤波的I及Q信号。ADC 156.d将经滤波的I及Q信号数字化，且将在图4B中被称作I_dtx及Q_dtx的sampler_out子信号(d)提供到IMD产生器162。单元152.d、154.d、156.d对应于在图3A中展示的干扰传感器与取样器200的示范性实施例中用于产生sampler_output子信号(d)的单元。

在图4B中，IMD产生器162从ADC 156.d接收I_dtx及Q_dtx，且也可从数字滤波器148接收中频I及Q信号I_int及Q_int，如稍后参看图8所描述。IMD产生器162数字重建归因于发射泄漏信号的IMD。IMD相关器170从数字滤波器148接收数字IMD及接收到的I及Q信号I_RX及Q_RX，使接收到的I及Q信号与数字重建的IMD相关，且提供相关结果。IMD控制单元180基于相关结果确定接收到的I及Q信号中的IMD的电平，且产生用于一个或一个以上电路块减少检测到的IMD电平的一个或一个以上控制。注意，如先前所提到，虽然sampler_out子信号(d)包括发射信号泄漏的效应，但其也包括来自天线130的接收到的信号中的所要的RX信号。因此，基于子信号(d)的任何IMD重建也可包括所要的RX信号。然而，在一示范性实施例中，所要的RX信号的量值通常比干扰信号的量值小得多。举例来说，干扰信号可具有比所要的信号高50-80dB的功率电平。在这些情况下，可将所要的信号对干扰重建/消除的效应视为可忽略。

虽然图4B的示范性实施例展示为其中信号x.d具有与TX LO相同的频率，但所属领域的一般技术人员将认识到，信号x.d无需具有与同一收发器的TX LO相关联的相同频率。一般来说，如本文中进一步参看图4D所描述，可将x.d的频率调谐到既定会引起对所要的信号的干扰的任何干扰信号。这些干扰信号可包括(但不限于)来自根据IEEE802.11标准、其它蜂窝式无线电标准、蓝牙协议及/或FM无线电发射器操作的附近(例如，集成在同一板或裸片上，或物理上接近的其它独立装置)发射器的干扰。预期这些示范性实施例属于本发明的范围内。

图4C展示基于图3A的sampler_out子信号(f)执行数字IMD重建及检测的无线装置402的设计的框图。无线装置402包括图1中的无线装置100内的单元120到150、190及192。无线装置402进一步包括IMD产生器164、IMD相关器170及IMD控制单元180。IMD产生器164、IMD相关器170及IMD控制单元180分别为干扰重建单元220、干扰处理/相关单元230及干扰控制单元240的具体示范性实施例。注意，可如图4C中所展示或如图3A到图3C中所展示实施干扰传感器与取样器200，亦即，从多个sampler_out子信号中选择sampler_out子信号(f)。

在图4C中，非线性装置172从LNA 140接收放大的信号，且将非线性转移函数应用到放大的信号。非线性转移函数可为平方函数、指数函数等，且将发射信号分量从RF频率有效地降频转换为基带。模拟滤波器154.f对来自装置172的输出信号进行滤波以移除噪声及其它分量，且提供经滤波的信号。ADC 156.f将经滤波的信号数字化，且将在图4C中也被称作D_dtx的sampler_out子信号(f)提供到IMD产生器164。单元172、154.f、156.f对应于在图3A中展示的干扰传感器与取样器200的示范性实施例中用于产生sampler_output子信号(f)的单元。

图4D展示无线装置404的设计的框图，其中数字IMD重建及检测是基于未必与发射的信号的泄漏版本一致的干扰信号的经降频转换版本。在图4D中，IMD产生器168、相关单元170及控制单元180分别为干扰重建单元220、干扰处理/相关单元230及干扰控制单元240的具体示范性实施例。

在图4D中，可如参看图3A所揭示而产生sampler_out子信号(d)，其中信号x.d具有与RX LO相同的频率。将子信号(d)提供到干扰频率检测器595，其可确定与子信号(d)中的一个或一个以上干扰信号相关联的频率。在一示范性实施例(未图示)中，例如，当事前已知干扰频率时，干扰频率检测器595可为任选的。此实例为当干扰是归因于已知参考频率的已知谐波(例如，19.2MHz晶体振荡器)时。

在一示范性实施例中，可使用快速傅立叶变换(FFT)模块实施干扰频率检测器595，所述FFT模块计算在离散频率下子信号(d)中的功率以评估在所述频率下存在干扰信号的可能性。干扰频率检测器595可分别将两个频率center_freq1及center_freq2输出到带通滤波器BPF1 590及BPF2 591。BPF1 590及BPF2 591各自对子信号(d)进行滤波以获得590a及591a，其对应于在频率center_freq1及center_freq2下子信号(d)中存在的干扰信号。可接着将信号590a及591a提供到IMD产生器168，IMD产生器168可计算两个干扰信号的互调产物。在一示范性实施例中，可将IMD产生器168实施为本文中稍后参看图5E描述的IMD产生器166。或者，依据本发明，可使用用于产生所属领域的一般技术人员已知的IMD的任何技术来实施IMD产生器168。

图4E展示无线装置406的设计的框图，其中数字IMD重建及检测是基于ADC 146的数字输出。IMD产生器169、相关单元170及控制单元180分别为干扰重建单元220、干扰处理/相关单元230及干扰控制单元240的具体示范性实施例。

在图4E中，如参看图3A所揭示，从ADC 146的输出感测sampler_out子信号(a)。将子信号(a)提供到干扰频率检测器595。干扰频率检测器595可将频率center_freq1输出到带通滤波器BPF 490。在所展示的示范性实施例中，BPF 490具有可基于频率center_freq1调整的中心频率。在一示范性实施例中，频率center_freq1可为零频率，在所述情况下，BPF 490有效地为低通滤波器。

BPF 490对子信号(a)进行滤波以获得490a，其可对应于在频率center_freq1下子信号(a)中存在的干扰信号的估计。接着将信号490a提供到IMD产生器169，其可计算干扰信号与另一干扰源(未图示)的互调产物。在一示范性实施例中，其它干扰源可为分开来检测且数字化的干扰信号(未图示)，或者其可对应于从收发器自身发射的TX信号产生的子信号(g)或(d)。注意，一般来说，干扰频率检测器595可经设计以检测任何数目个潜在干扰信号及经提供以隔离这些干扰信号的对应BPF单元(未图示)的存在。这些干扰信号可接着用以根据本发明的技术而数字重建第三阶或更高阶IMD。预期这些示范性实施例属于本发明的范围内。

在一示范性实施例中，可将IMD产生器169实施为本文中参看图5E描述的IMD产生器166，其中对供应到IMD产生器166的输入进行适当修改。或者，依据本发明，可使用所属领域的一般技术人员已知的用于产生IMD的任何技术来实施IMD产生器169。

在一示范性实施例中，图4A到图4E中的数字滤波器148可包括多个滤波器级。第一滤波器级可具有相对宽的带宽，且可使来自ADC 146所进行的数字化的图像及量化噪声衰减。举例来说，如果ADC 146为具有噪声成形的∑-Δ(sigma-delta)ADC，则第一滤波器级可使来自ADC的高频率量化噪声衰减。第二滤波器级可具有使所要的信号通过且使干扰信号衰减的窄带宽。第二滤波器级可执行信道选择、干扰信号抑制、噪声滤波、向下感测等。

注意，所属领域的一般技术人员将认识到，可将额外处理单元添加到图4A到图4E中描绘的示范性实施例中的任一者，且所述图中展示的单元可具有超出明确描述的功能性的功能性。举例来说，可将额外滤波器放置于信号路径中。所属领域的一般技术人员依据本发明将清楚示范性实施例的其它变化，且预期所述变化属于本发明的范围内。

图5A到图5E描绘图2中的干扰重建单元220的具体示范性实施例。注意，仅出于说明而展示示范性实施例，且其并不意图将本发明的范围限于所展示的示范性实施例。

图5A描绘用于产生第二阶互调产物(IM2)的干扰重建单元的示范性实施例。为了说明目的，图5A中的IM2产生器160a经展示基于图3B中描绘的sampler_out子信号(g)数字重建IM2。然而，所属领域的一般技术人员将认识到，可修改参照IM2产生器160a揭示的原理以基于参看图3A到图3C描述的任何合适的sampler_out子信号重建IM2。

注意，IM2产生器160a可提供图2中的干扰重建单元220的功能性的至少一部分。在IM2产生器160a内，查找表(LUT)510接收输出I及Q信号且提供经补偿的I及Q信号。查找表510可考虑到发射路径中的各种电路块(例如，功率放大器126、混频器124等)的特性。延迟单元512将查找表510的I及Q输出延迟可变的延迟量。可调整滤波器514用第一滤波器响应对延迟单元512的I及Q输出进行滤波。在一示范性实施例中，当到图5A中的160a的输入为来自图3B的sampler_out子信号(i)或(j)时，可调整滤波器514可经配置以使用于sampler_out子信号产生的组件(例如，模拟滤波器154.i或154.j)的特性均衡，及/或从ADC 156.i或156.j滤出量化噪声。在其中到160a的输入为来自图3B的sampler_out子信号(g)的示范性实施例中，可调整滤波器514可经配置以根本不提供滤波。

单元516计算来自滤波器514的I及Q输出的平方量值的和。可调整滤波器518用第二滤波器响应对单元516的输出进行滤波。

在一示范性实施例中，IM2产生器160a数字重建归因于经由双工器128泄漏到接收路径中的发射信号的IM2。重建的IM2可经设计以与接收到的IM2(亦即，在如在数字滤波器148的输出处感测到的接收到的I及Q信号中存在的IM2)匹配。IM2产生器160a包括可经调整以使重建的IM2与接收到的IM2匹配的各种单元。举例来说，延迟单元512可用以使重建的IM2与接收到的IM2时间对准。滤波器514及518可用以使重建的IM2的频率响应与接收到的IM2的频率响应匹配。

在一示范性实施例中，滤波器514可经设计以考虑到施加到从DAC 122到混频器142的发射泄漏信号的各种电路块的频率响应。滤波器518可考虑到在混频器142之后由发射泄漏信号观测到的电路块的频率响应。固定滤波器520对滤波器518的输出进行滤波以移除噪声及频带外分量，且提供数字IM2(I_im2)。

注意，在替代示范性实施例中，滤波器514、518、520可经设计以重复任何所要的频率响应。

在一示范性实施例中，滤波器514及518可各自实施为具有以下滤波器响应的2抽头有限脉冲响应(FIR)滤波器(等式1)：

z(n)＝(c)·x(n)+(1-c)·x(n-1)，

其中x(n)为在感测周期n内到滤波器中的输入信号，

z(n)为在感测周期n内来自滤波器的输出信号，及

c为小于1的滤波器系数。

在一示范性实施例中，可将系数c₁用作用于滤波器514的c，且可将系数c₂用作用于滤波器518的c。系数c₁及c₂可经选择使得重建的IM2具有与接收到的IM2的频率响应匹配的频率响应(例如，滚降或下降)。滤波器514及518也可实施为较高阶FIR滤波器、无限脉冲响应(IIR)滤波器或其它类型的滤波器。在一示范性实施例中，每一系数c₁及c₂可经自适应地选择以使重建的干扰与接收到的信号之间的相关最大化。

图5B展示基于来自图3A中的ADC 156.d的sampler_out子信号(d)数字重建IM2的IM2产生器162a的设计的框图。在图5B中，子信号(d)经展示为包括两个信号I_dtx及Q_dtx。IM2产生器162a可提供图2中的干扰重建单元220的功能性的至少一部分。在IM2产生器162a内，延迟单元530将经降频转换的I及Q信号延迟可变的延迟量。滤波器532对延迟单元530的I及Q输出进行滤波以移除由数字化产生的噪声及其它分量。可调整滤波器534a及534b用可对于I及Q分开来调整的滤波器响应对滤波器532的I及Q输出进行滤波。增益单元536a及536b用可对于I及Q分开来选择的增益g_2I及g_2Q来分别缩放滤波器534a及534b的输出。在一示范性实施例中，滤波器534a及534b及增益单元536a及536b可用以抵消I及Q路径中的振幅不平衡以计算和I²+Q²。经降频转换的I及Q信号I_dtx及Q_dtx可具有归因于例如ADC 156.d等的电路块的DC偏移。DC回路538a及538b分别试图移除增益单元536a及536b的输出中的DC偏移。也可将DC回路538a及538b放置于其它位置处，例如，在滤波器532之后，或在滤波器534a及534b之后等。单元540计算DC回路538a及538b的I及Q输出的平方量值的和，且提供数字IM2(I_im2)。虽未在图5B中展示，但DC回路可添加在单元540之后且用以从数字IM2中移除DC分量。

在一示范性实施例中，提供到混频器152.d以产生sampler_out子信号(d)的信号x.d可对应于TX LO。在替代示范性实施例中，信号x.d可具有对应于任何干扰信号的中心频率的频率。

图5C展示基于来自图3A中的sampler_out子信号(d)的经降频转换的I及Q信号(I_dtx及Q_dtx)数字重建IM2的IM2产生器162b的设计的框图。IM2产生器162b可提供图2中的干扰重建单元220的功能性的至少一部分。在IM2产生器162b内，单元550计算经降频转换的I及Q信号的平方量值。延迟单元552将单元550的输出延迟可变的延迟量。DC回路554移除延迟单元552的输出中的DC偏移，且提供数字IM2(I_im2)。由于重建的I_im2信号希望模仿接收到的I及Q信号中的IMD，且由于接收到的I及Q信号(及其中含有的IMD)观测到从模拟滤波器144开始且在数字滤波器148之后结束的无失真组合频率响应，所以所产生的IM2可与接收到的IM2的频率响应紧密匹配。可因此在IM2产生器162b中忽略滤波。

图5D展示IM2产生器164的设计的框图。IM2产生器164接收也表示为数字降频转换的信号D_dtx的sampler_out子信号(f)，且提供数字IM2(I_im2)。注意，对于sampler_out子信号(f)，IM2的实际产生可由非线性装置172执行。在IM2产生器164内，延迟单元562将来自ADC 156.f的数字降频转换的信号D_dtx延迟可变的延迟量。DC回路564移除延迟单元562的输出中的DC偏移，且提供数字IM2(I_im2)。

注意，图5A到图5D展示四个具体IM2产生器设计。也可按其它方式重建IM2，例如，使用其它配置及/或其它单元。举例来说，在图5A中，可将滤波器514与518组合为一个滤波器，可将延迟单元512移动到单元516之后等。作为另一实例，在图5C中，可提供一滤波器，例如，在延迟单元552之前或之后。一般来说，IM2可经重建而具有可变增益、可变延迟、可调整的频率响应、DC偏移移除等或其任何组合。

图5E展示数字重建IM2及IM3的IMD产生器166的设计的框图。IMD产生器166可提供图2中的干扰重建单元220的功能性的至少一部分。

IMD产生器166包括IM2产生器570及IM3产生器580。IM2产生器570可接收(例如)来自图3B中的TX数据处理器120的sampler_out子信号(g)(亦即，I_TX及Q_TX)或来自图3A中的ADC 156.d的sampler_out子信号(d)(亦即，I_dtx及Q_dtx)或来自图3A中的ADC 156.f的sampler_out子信号(f)(亦即，经降频转换的信号D_dtx)。IM2产生器570基于输入来数字重建IM2且提供数字重建的IM2(I_im2)。可使用图5A中的IM2产生器160a、图5B中的IM2产生器162、图5C中的IM2产生器162b、图5D中的IM2产生器164或某一其它未展示的设计来实施IM2产生器570。IM3产生器580从第一滤波器级(本文中稍后参看图8描述)接收中频I及Q信号(I_int及Q_int)，其中干扰信号未经衰减或经微弱衰减。IM3产生器580进一步从IM2产生器570接收重建的IM2，且数字重建IM3。在IM3产生器580内，可调整延迟单元582延迟中频I及Q信号，使得这些信号中的干扰信号与来自IM2产生器570的重建的IM2时间对准。在一示范性实施例中，可调整延迟单元582的延迟经动态配置以使重建的IM3与接收到的信号之间的相关最大化。在一示范性实施例中，可通过考虑与IM2产生器570相关联的数字延迟减去数字滤波器148的第一级的延迟来预计算可调整延迟单元582的延迟的一部分。

滤波器(例如，均衡器)584可在可调整延迟单元582之后(或之前)，且可恢复中频I及Q信号中包括的干扰信号。乘法器586a及586b将重建的IM2分别与经延迟及经滤波(例如，经均衡)的I及Q信号(其含有干扰信号)相乘，以提供数字IM3(I_im3及Q_im3)。

图5E展示一具体IM3产生器设计。所属领域的一般技术人员将了解，也可按其它方式重建IM3，例如，使用其它配置及/或其它单元。举例来说，延迟单元582可延迟重建的IM2，而非中频I及Q信号。作为另一实例，可在延迟单元582之前或之后、在乘法器584a及584b之后等添加滤波器。一般来说，IM3可经重建而具有可变增益、可变延迟、可调整的频率响应或其任何组合。

图5E中展示的IMD产生器166也可具备到所描绘的产生器的替代I及Q输入信号。举例来说，可将来自图4D中的BPF 590的输出的信号590a(其可包含I及Q信号)提供为到IM2产生器570的I及Q输入，而可将来自图4D中的BPF 591的输出的信号591a(其也可包含I及Q信号)提供为到IM3产生器580的I及Q输入。预期将本文中未明确列举的替代信号提供到IMD产生器166的其它示范性实施例属于本发明的范围内。

所属领域的一般技术人员还将认识到，可使用参看图3描述的技术来数字重建比IM3高阶的IMD产物。也预期这些示范性实施例属于本发明的范围内。

图6描绘来自图2的干扰处理与相关单元230的示范性实施例。干扰处理与相关单元230数字检测重建的干扰reconstruct_out在来自图2的信号I_RX及Q_RX中的存在。在图6中，两个相关单元600及601使I_RX及Q_RX与信号reconstruct_out相关。所述相关的输出由正规化单元602及603正规化，且作为ρ_I及ρ_Q被提供到随后级。注意，为了简单起见，在图6中，将信号reconstruct_out描绘为单线(真实信号)。然而，在替代示范性实施例中，所述信号可包括两个信号(I及Q)，每一者分别分开地与信号I_RX及Q_RX相关。

图6A展示数字检测接收到的I及Q信号中的IM2的IM2相关器170a的设计的框图。IM2相关器170a可提供图2中的干扰处理与相关单元230的功能性的至少一部分。在IM2相关器170a内，乘法器612a将来自数字滤波器148的输入I信号I_RX与重建的IM2(I_im2)相乘。乘法器612b将来自数字滤波器148的输入Q信号Q_RX与重建的IM2相乘。累加器614a及614b分别累加乘法器612及612b的输出。单元616a计算累加器614a的输出的平方量值，且提供相关的IM2I功率C_2I。单元616b计算累加器614b的输出的平方量值，且提供相关的IM2Q功率C_2Q。C_2I及C_2Q指示重建的IM2与接收到的IM2之间的相关量。

单元622a及622b分别计算接收到的I及Q信号的平方量值。累加器624a累加单元622a的输出，且提供输入I信号功率P_I。累加器624b累加单元622b的输出，且提供输入Q信号功率P_Q。单元622c计算重建的IM2的平方量值。累加器624c累加单元622c的输出，提供重建的IM2功率P_im2。

单元618a基于计算的功率P_I及P_im2使相关的IM2 I功率C_2I正规化，且提供I信号的相关结果ρ_2I。单元618b基于功率P_Q及P_im2使相关的IM2 Q功率C_2Q正规化，且提供Q信号的相关结果ρ_2Q。可将IM2的相关结果表达为(等式2)：

${\mathrm{\ρ}}_{2I}=\frac{1}{P_I{P}_{\mathrm{im}2}}\·{\left|\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{I}_{\mathrm{im}2}\left(n\right)I_{\mathrm{in}}\left(n\right)\right|}^2,$ 及

${\mathrm{\ρ}}_{2Q}=\frac{1}{P_Q{P}_{\mathrm{im}2}}\·{\left|\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{I}_{\mathrm{im}2}\left(n\right)Q_{\mathrm{in}}\left(n\right)\right|}^2,$

其中I_RX(n)及Q_RX(n)为感测周期n内的接收到的I及Q信号，且

I_im2(n)为感测周期n内的重建的IM2。

图6B展示数字检测接收到的I及Q信号中的IM3的IM3相关器170b的设计的框图。IM3相关器170b可提供图2中的干扰处理与相关单元230的功能性的至少一部分。在IM3相关器170b内，乘法器632a将接收到的I信号I_RX与重建的IM3 I分量I_im3相乘。乘法器632b将接收到的Q信号Q_RX与重建的IM3Q分量Q_im3相乘。累加器634a及634b分别累加乘法器632a及632b的输出。单元636a计算累加器634a的输出的平方量值，且提供相关的IM3 I功率C_3I。单元636b计算累加器634b的输出的平方量值，且提供相关的IM3 Q功率C_3Q。C_3I及C_3Q指示重建的IM3与接收到的IM3之间的相关量。单元642a及642b分别计算重建的IM3 I及Q分量的平方量值。累加器644a累加单元642a的输出，且提供重建的IM3 I功率P_im3I。累加器644b累加单元642b的输出，且提供重建的IM3 Q功率P_im3Q。单元642c及642d分别计算接收到的I及Q信号的平方量值。累加器644c累加单元642c的输出，且提供输入I信号功率P_I。累加器644d累加单元642d的输出，且提供输入Q信号功率P_Q。

单元638a基于功率P_I及P_im3I使相关的IM3 I功率C_3I正规化，且提供I信号的相关结果ρ_3I。单元638b基于功率P_Q及P_im3Q使相关的IM3 Q功率C_3Q正规化，且提供Q信号的相关结果ρ_3Q。可将IM3的相关结果表达为(等式3)：

${\mathrm{\ρ}}_{3I}=\frac{1}{P_I{P}_{\mathrm{im}3I}}\·{\left|\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{I}_{\mathrm{im}3}\left(n\right)I_{\mathrm{in}}\left(n\right)\right|}^2,$ 及

${\mathrm{\ρ}}_{3Q}=\frac{1}{P_Q{P}_{\mathrm{im}3Q}}\·{\left|\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{Q}_{\mathrm{im}3}\left(n\right)Q_{\mathrm{in}}\left(n\right)\right|}^2,$

其中I_im3(n)为感测周期n内的重建的IM3 I分量，且

Q_im3(n)为感测周期n内的重建的IM3 Q分量。

图6C展示数字检测接收到的I及Q信号中的IM2及IM3的IMD相关器170c的设计的框图。IMD相关器170c可提供图2中的干扰处理与相关单元230的功能性的至少一部分。IMD相关器170c包括IM2相关器170a及IM3相关器170b。IM2相关器170a接收数字IM2(I_im2)及接收到的I及Q信号I_RX及Q_RX，且产生IM2的相关结果ρ_2I及ρ_2Q，如上文关于图6A所描述。IM3相关器170b接收数字IM3(I_im3及Q_im3)及接收到的I及Q信号I_RX及Q_RX，且产生IM3的相关结果ρ_3I及ρ_3Q，如上文关于图6B所描述。

图6A、图6B及图6C展示三个具体IMD相关器设计。所属领域的一般技术人员将认识到，可执行替代计算运算以导出与对图6A到图6C所描述的相同结果。所属领域的一般技术人员将进一步了解，可类似地执行非IM干扰的检测。

返回参看图2，干扰控制单元240从干扰处理与相关单元230接收相关结果。干扰控制单元240可基于检测到的干扰电平调整一个或一个以上电路块的操作，如由图2中的单元250的操作及调整信号250a所说明。可以各种方式执行调整。

举例来说，对于IM2，干扰控制单元240可调整混频器142的操作，使得相关结果ρ_2I及ρ_2Q是可接受的(例如，小于最小阈值)。混频器142可包括用于I路径的第一混频器及用于Q路径的第二混频器。干扰控制单元240可调整第一混频器的对称性以便减小相关结果ρ_2I，且可调整第二混频器的对称性以便减小相关结果ρ_2Q。干扰控制单元240还可调整LNA 140及/或其它电路块的操作以改进(例如，减少)IM2。

在一个设计中，以封闭回路方式执行IM2调整。干扰控制单元240可通过以下方式以封闭回路方式调整混频器142、LNA 140及/或其它电路块的操作：(a)监视每一调整后的相关结果ρ_2I及ρ_2Q，(b)如果相关结果改进(例如，减小)，则继续在同一方向上调整，及(c)如果相关结果恶化(例如，增大)，则在相反方向上调整。

在另一设计中，基于阈值执行IM2调整。干扰控制单元240可将相关结果ρ_2I及ρ_2Q与阈值比较，且如果相关结果在阈值之上，则宣告强的IM2电平。如果检测到强的IM2电平，则干扰控制单元240可调整混频器142、LNA 140及/或其它电路块的操作。

对于IM3，干扰控制单元240可调整LNA 140、混频器142及/或其它电路块的操作，使得相关结果ρ_3I及ρ_3Q是可接受的。举例来说，可通过减少LNA 140的增益、通过将较多的偏置电流用于LNA 140及/或混频器142、通过将较高电源电压用于LNA 140及/或混频器142等来改进(例如，减小)相关结果ρ_3I及ρ_3Q。可以封闭回路方式执行IM3调整，例如，如上文对于IM2所描述。也可基于一阈值执行IM3调整，例如，也如上文对于IM2所描述。

图7描绘用于从接收到的信号中消除重建的干扰的示范性实施例。在图7中，数字滤波器/IMD消除器251接收来自干扰重建单元220的数字重建的干扰reconstruct_out220a及来自ADC 146的数字RX信号146a。数字滤波器/IMD消除器251对接收到的I及Q信号进行滤波，调节数字干扰信号以产生与接收到的I及Q信号中的干扰匹配的信号，且进一步从接收到的I及Q信号中减去或消除调节的干扰信号。数字滤波器/干扰消除器251可在干扰消除之前或之后进一步对I及Q信号进行滤波，且提供信号I_RX及Q_RX。

图8展示如图7中描绘的干扰消除机构的特定设计。在图8中，IMD产生器166可提供图7中的干扰重建单元220的功能性的至少一部分，而IMD消除器850可提供数字滤波器/干扰消除器251的功能性的至少一部分。

在图8中，IMD产生器166包括IM2产生器832及IM3产生器834。IM2产生器832从ADC 156.d接收sampler_out子信号(d)，亦即，经降频转换的I及Q信号I_dtx及Q_dtx，且提供数字IM2(I_im2)。可使用(例如)图5B中的IM2产生器162、图5C中的IM2产生器162b或某一其它IM2产生器来实施IM2产生器832。IM2调节单元842从IM2产生器832接收数字IM2，且提供经调节的IM2(I_cim2及Q_cim2)。

IM3产生器834产生重建的数字IM3(I_im3及Q_im3)。IM3产生器834接收来自IM2产生器832的重建的数字IM2及来自干扰信号重建单元836的重建的干扰信号。IM3产生器834可用图5E中的IM3产生器580或任何其它IM3产生器来实施。IM3调节单元844接收来自IM3产生器834的数字IM3，且提供经调节的IM3(I_cim3及Q_cim3)。可如稍后参看图9A所描述来实施单元842及844。

干扰信号重建单元836从数字滤波器/干扰消除器850接收中频I及Q信号(I_int及Q_int)，且将重建的干扰信号I_J及Q_J提供到IM3产生器。可如先前参看图4D到图4E所描述或如稍后参看图9B所描述或使用本文中未明确描述的替代技术来实施单元836。

数字滤波器/IMD消除器850包括延迟单元812及818、第一滤波器级814及第二滤波器级822。第一滤波器级814可使来自ADC 146的图像及高频率量化噪声衰减。第二滤波器级822可执行信道选择、干扰信号抑制、噪声滤波、向下感测等。数字滤波器/IMD消除器850进一步包括用于从接收到的信号中减去数字重建的干扰的求和器816及820。延迟单元812延迟接收到的I及Q信号(I_rx及Q_rx)以与IM2产生器832及IM2调节单元842的延迟匹配。求和器816a从第一滤波器级₈₁₄的I输出中减去经调节的IM2 I分量I_cim2，且提供中频I信号I_int。求和器816b从第一滤波器级814的Q输出中减去经调节的IM2 Q分量Q_cim2，且提供中频Q信号Q_int。延迟单元818延迟中频I及Q信号以与IM3产生器834及IM3调节单元844的延迟匹配。求和器820a从延迟单元818的I输出中减去经调节的IM3 I分量I_cim3。求和器820b从延迟单元818的Q输出中减去经调节的IM3 Q分量Q_cim3。单元842及求和器816a及816b执行IM2消除。单元844及求和器820a及820b执行IM3消除。

注意，图8展示干扰重建单元220及数字滤波器/干扰消除器251的具体设计。也可以其它方式消除干扰。举例来说，可检测IM2及IM3电平，如果IM2电平比IM3电平高，则可在IM3之前消除IM2，且如果IM3电平比IM2电平高，则可在IM2之前消除IM3。所属领域的一般技术人员将了解，依据本发明可易于导出更一般化类型的干扰的消除架构。

图9A展示IMD调节单元900的设计的框图。单元900可提供图8中的IM2调节单元842的功能性的至少一部分，在所述情况下，单元900将接收用于I及Q输入的数字IM2(I_im2及Q_im2)，且提供经调节的IM2(I_cim2及Q_cim2)。单元900也可提供IM3调节单元844的功能性的至少一部分，在所述情况下，单元900将接收用于I及Q输入的数字IM3(I_im3及Q_im3)，且提供经调节的IM3(I_cim3及Q_cim3)。

在IMD调节单元900内，增益单元910a及910b分别用增益g_I及g_Q来缩放I及Q输入。滤波器912a及912b分别用可调整的滤波器响应对增益单元910a及910b的输出进行滤波。延迟单元914a及914b分别将滤波器912a及912b的输出延迟可变延迟量。滤波器916a及916b分别用可调整的滤波器响应对延迟单元914a及914b的输出进行滤波，且提供经调节的IM2或IM3。

在一示范性实施例中，图7中的干扰控制单元240可接收重建的干扰的相关结果，且可调整IMD调节单元900内的各种单元，使得经调节的IM2及IM3尽可能紧密地分别与接收到的IM2及IM3匹配。可选择增益g_I及g_Q使得经调节的IM2或IM3的振幅与接收到的IM2或IM3的振幅匹配。可调整滤波器912a、912b、916a及916b，使得经调节的IM2或IM3的频率响应与接收到的IM2或IM3的频率响应匹配。举例来说，滤波器912a及912b可提供经调节的IM2或IM3的滚降或下降，以与归因于接收路径中的各种电路块的接收到的I及Q信号的下降匹配。可调整延迟单元914a及914b，以便使经调节的IM2或IM3与接收到的IM2或IM3时间对准。干扰控制单元240可循环通过所有可调整的参数(例如，增益、延迟、频率响应等)，且可一次调整一个参数。对于每一参数，干扰控制单元240可应用不同的值，且选择提供最低相关结果(其指示较好的IMD消除)的值。干扰控制单元240也可共同地调整多个或所有参数。

在另一设计中，用具有可基于相关结果加以调整的系数的自适应滤波器来实施IMD调节单元。举例来说，自适应滤波器可接收I_im3且基于一组系数产生I_cim3，所述组系数可基于相关结果ρ_3I加以调整。自适应滤波器也可用以产生I_cim2、Q_cim2及Q_cim3。自适应滤波器的系数调整可基于各种自适应算法，例如，最小均方(LMS)、递归最小平方(RLS)、直接矩阵反转(DMI)等。在一示范性实施例中，这些自适应算法可设法基于由图8中的单元170提供的相关值使成本函数最小化。在替代示范性实施例中，成本函数可为接收器性能(例如，帧误差率)的度量标准。

图9B展示干扰信号重建单元930的设计的框图。单元930可提供图8中的干扰信号重建单元836的功能性的至少一部分。在单元930内，增益单元920a及920b接收且缩放中频I信号I_int。增益单元920c及920d接收且缩放中频Q信号Q_int。增益单元920a到920d可用以校正干扰信号的I/Q振幅及相位不平衡。求和器922对来自单元920a的经缩放的I_int及来自单元920c的经缩放的Q_int求和。求和器922b对来自单元920b的经缩放的I_int及来自单元920d的经缩放的Q_int求和。滤波器924a对求和器922的输出进行滤波，且提供干扰信号I信号I_J。滤波器924b对求和器922b的输出进行滤波，且提供干扰信号Q信号Q_J。滤波器924a及924b可为经设计以“非下降(undroop)”(亦即，均衡)重建的干扰信号I及Q信号以补偿接收路径的频率响应的下降的低通或带通滤波器。在一示范性实施例中，滤波器924a及924b可在所展示的增益单元920a到920d之前，而非在其后。

注意，虽然用于重建干扰、使干扰相关及/或消除干扰的一些技术已特定参照其对于IM2及IM3的应用而加以描述，但所属领域的一般技术人员将了解，所揭示的技术可容易适于应用于其它类型的干扰，例如，稍后参看图11到图12所描述的干扰。预期这些示范性实施例属于本发明的范围内。

图10展示用于由一装置(例如，无线装置，如蜂窝式电话)检测及减轻干扰的过程1000。装置对一干扰源进行取样，基于经取样的干扰数字重建干扰(步骤1012)，且基于重建的干扰数字确定输入信号中的干扰(步骤1014)。举例来说，装置可获得数字IM2，且基于数字IM2确定输入信号中的IM2。或者或另外，装置可获得数字IM3，且基于数字IM3确定输入信号中的IM3。可从例如图3A到图3C中所展示的任一源感测取样的干扰。在步骤1012处，装置可基于图3A到图3C中所展示的sampler_out子信号中的任一者数字重建干扰。

在步骤1014处，装置可使数字重建的干扰与数字的接收到的信号相关，且基于相关结果确定数字的接收到的信号中干扰的电平。举例来说，对于IM2，装置可使数字IM2与接收到的I及Q信号相关以获得相关的IM2 I及Q功率，确定数字IM2的功率，确定接收到的I及Q信号的功率，及基于所有功率确定IM2的相关结果，例如，如图6A中所展示。对于IM3，装置可使数字IM3 I分量与输入I信号相关以获得相关的IM3 I功率，使数字IM3 Q分量与输入Q信号相关以获得相关的IM3 Q功率，确定数字IM3 I及Q分量的功率，确定接收到的I及Q信号的功率，且基于所有功率确定IM3的相关结果，例如，如图6B中所展示。

在步骤1015处，装置可确定干扰是否已被抑制到足够的程度。如果是，则装置可进行到结束，借以暂停所述方法。在一示范性实施例中，可周期性地执行所述方法。如果否，则装置可沿着由步骤1016及步骤1018-1020界定的路径中的一者或两者进行。

在步骤1016处，装置可基于从数字的接收到的信号中确定的相关干扰的电平而调整接收器中的至少一个电路步骤的操作。如上所述，调整可基于相关结果。举例来说，装置可基于确定的IM2调整接收器中的混频器的操作，基于确定的IM3调整接收器中的LNA的增益及/或线性等。装置可基于一阈值等以封闭回路方式执行调整。

或者或另外，装置可调节数字干扰以获得与数字的接收到的信号中存在的干扰匹配的经调节的干扰(步骤1018)，且可从接收到的信号中减去或消除经调节的干扰(步骤1020)。举例来说，装置可基于数字重建的IM2导出经调节的IM2，且从输入信号中减去经调节的IM2。装置也可基于数字重建的IM3导出经调节的IM3，且从输入信号中减去经调节的IM3。装置可用可变增益、可变延迟、可调整的频率响应等导出经调节的IM2及/或IM3，以实现IM2及/或IM3的令人满意的消除。装置也可基于从图3A到图3C中展示的sampler_out的子信号重建的任何数字干扰导出经调节的干扰。

数字干扰可因此用以：(a)调整接收器中的至少一个电路块的操作，如在步骤1016处所展示，(b)导出经调节的干扰且从接收到的信号中消除经调节的干扰，如在步骤1018及1020处所展示，或(c)既调整至少一个电路块的操作，又导出经调节的干扰且从接收到的信号中消除经调节的干扰。

在步骤1016及/或步骤1018-1020结束后，所述方法可返回到步骤1012以再次对干扰源进行取样。或者，在一示范性实施例(未图示)中，所述方法可返回到步骤1015，同时在后台不断地执行步骤1012及1014。

图11A到图11C及图12A到图12C展示图2的一般架构对于用于消除在接收到的信号中存在的特定干扰源的示范性实施例的进一步具体应用。注意，所描绘的示范性实施例希望仅用作说明，且并不意图将图2的一般架构的范围限制为所揭示的任何特定方案。

图11A描绘其中干扰信号处于频率f_j下及频率f_{LO_spur}的LO杂波信号存在于到混频器142的输入处的情形。LO杂波信号可为由RX LO自身产生的杂波信号，或者其可为通过经由衬底或其它电路耦合而泄漏到混频器142的输入中的TX LO的杂波信号。注意，LO杂波信号将干扰信号降频转换为基带频率|f_j-f_{LO_spur}|，其中其引起对所要的信号的干扰。

图11B描绘用于数字重建归因于干扰信号与LO杂波信号的混合的干扰的根据本发明的一示范性实施例，其中假定频率f_{LO_spur}是事前已知的。在图11B中，对应于sampler_out子信号(d)的接收链用以将LNA输出140a混合到基带。视期望将经降频转换的干扰信号与RX LO还是TX LO混合而定，混频器152.d具备一在频率f_{RX_LO}或f_{TX_LO}下的LO。混频器152.d的输出含有集中在频移到(f_{j-fRX_LO})或(f_{j-fTX_LO})的新中心频率的f_j的干扰信号版本。在由ADC 156.d进行的数字化后，将sampler_out子信号(d)提供到滤波器1100及数字频率旋转器1110，可将其视为图2中的干扰重建单元220的具体示范性实施例。

在一示范性实施例中，数字滤波器1100经设计以提供ADC输出噪声滤波，或补偿模拟滤波器154.d的特性。注意，替代示范性实施例无需并入有数字滤波器1100。数字频率旋转器1110可经设计以将剩余信号移位或旋转一频率(f_{RX_LO}-f_{LO_spur})或(f_{TX_LO}-f_{LO_spur})。频率旋转通过混合干扰信号与LO杂波信号来重建对接收到的信号引起的干扰的数字版本。在一替代示范性实施例中，也可通过将现在处于频率(f_j-f_{RX_LO})或(f_j-f_{TX_LO})下的数字化的干扰信号与处于频率(f_{RX_LO}-f_{LO_spur})或(f_{TX_LO}-f_{LO_spur})下的LO杂波信号的本机产生版本相乘来完成频移。注意，用于数字频率旋转的技术在此项技术中是众所周知的，且本文中不作进一步描述。

在数字频率旋转器1110后，可应用滤波器1120以在将干扰供应到相关单元230及干扰控制单元240之前隔离干扰，滤波器1120的操作可如本文中先前所描述。在一示范性实施例中，滤波器1120可为集中于期望的干扰频率下的带通滤波器。任选地，可将干扰控制单元240的输出提供到干扰消除机构或校准机构以调整LO杂波信号(如果可获得的话)。此机构可为(例如)用以增加提供到本机振荡器以减少杂波信号的偏置电流的模块。

图11C描绘用于数字重建归因于f_j下的干扰信号的干扰的根据本发明的一示范性实施例，其中频率f_{LO_spur}事前并不知道。在图11C中，提供一额外频率搜索单元1150。频率搜索单元1150可指导数字频率旋转器1110使信号旋转候选频率1150a以产生候选的重建的干扰，使用集中于候选频率1150a下的带通滤波器对经旋转的信号进行滤波，及收集由相关单元230计算的对应的相关系数。频率搜索单元1150可因此在一系列候选频率上重复，直到确定产生最大相关的最佳候选频率为止。如本文中所揭示，最佳候选频率接着可用以消除或校准干扰。在一示范性实施例中，可在接收器的正常操作期间连续地监视及更新候选频率。

所属领域的一般技术人员将认识到，图11B到图11C中描绘的架构的其它变化是可能的。举例来说，可提供sampler_out子信号(b)及(c)，而非图11B到图11C中描绘的子信号(d)。或者，sampler_out子信号(a)可经数字滤波(例如，带通滤波)以隔离干扰信号，接着以频率(f_{LO_spur}-f_{RX_LO})数字旋转以获得期望存在于RX信号中的干扰。

图12A描绘其中在RX LO附近在频率f_j下存在干扰信号且也在RX LO附近的高频率衬底噪声耦合到混频器142的LO端口的情形。衬底噪声如图所示将干扰信号降频转换为基带，在所述情况下，其可引起对所要的信号的干扰。

图12B描绘用于数字重建归因于f_j下的干扰信号与高频率衬底噪声混合的干扰的根据本发明的一示范性实施例。在图12B中，假定高频率衬底噪声耦合到RX LO中，且因此降频转换LNA信号。为了减轻此效应，通过使用混频器152.d混合LNA输出与模拟衬底噪声传感器1201的输出(亦即，将x.d设置为衬底噪声传感器输出(例如，根据图3D))，从而产生sampler_out子信号(d)。sampler_out子信号(d)可由数字滤波器1200滤波以从ADC输出中移除噪声，且接着被提供到根据本发明的相关单元230及干扰控制单元240。

所属领域的一般技术人员将认识到，虽然图12B描绘用于解决耦合到混频器的LO端口以将接收到的信号降频转换为基带的高频率衬底噪声的效应的技术，但在一替代示范性实施例(未图示)中，本发明的技术也可应用于直接耦合到混频器142的RF输入(亦即，接收到的信号输入)的高频率衬底噪声。在此示范性实施例中，图3C中的信号传感器300可经配置以感测衬底噪声。信号传感器300的输出可接着在由滤波器154.k滤波且由ADC 156.k数字化之前，由混频器152.k使用RX LO降频转换。可随后使用已描述的技术，使数字化的衬底噪声与接收到的信号相关，或从接收到的信号中消除数字化的衬底噪声。在一示范性实施例中，滤波器154.k可为带通滤波器，且ADC 156.k可为所属领域的一般技术人员已知的带通ADC。

图12C描绘根据本发明的一示范性实施例，其中sampler_out包含用于数字重建归因于干扰信号与衬底噪声混合的干扰的两个子信号(d)及(l)。在图12C中，sampler_out子信号(d)为由高频率本机振荡器信号(例如，RX LO)降频转换的LNA输出130a的数字化版本。sampler_out子信号(d)被提供到数字滤波器1205，其可具有经调谐到降频转换的干扰信号的频率的带通滤波器特性。滤波器1205可因此用以隔离干扰信号。所属领域的一般技术人员将认识到，在图12C的示范性实施例中，可使用除了数字滤波器1205外的其它单元，例如，数字频率旋转单元加上先前参看图11B描述的随附的滤波器。在一替代示范性实施例(未图示)中，如果干扰信号的频率是未知的，则可使用干扰信号频率搜索技术，例如，如参看图11C所描述。

在图12C中进一步描绘的是衬底噪声传感器1201。如本文中将进一步描述，图12C的示范性实施例可用以感测及重建归因于高频率性质(例如，与LO的频率相当)及低频率性质(例如，比LO的频率小得多)两者的衬底噪声的干扰。

如果衬底噪声具有相对高频率，则可将模拟滤波器154.l配置为带通模拟滤波器，且ADC 156.l可为带通ADC(能够执行带通感测及数字化)。如果衬底噪声具有相对低频率(例如，比RX LO的频率低得多)，但已经升频转换为较高频率(例如，通过RX LO)使得衬底噪声与接收到的信号混合，则衬底噪声传感器1201可直接取样低频率衬底噪声。在所述情况下，可将模拟滤波器154.l配置为低通滤波器，且ADC 156.l可为普通ADC。

在解决自然高频率衬底噪声以及升频转换低频率衬底噪声这两种情况下，干扰重建单元1255可通过(例如)将信号sampler_out(l)与信号1205a数字相乘且校正任何必要的频移来数字重建归因于干扰信号及衬底噪声的干扰。

虽然图12A到图12C已描绘频率高(例如，如图12A中所示，靠近RX LO)或在频率上经升频转换的衬底噪声，但所属领域的一般技术人员将了解，衬底噪声也可处于相当低的频率下，从而在Rx LO已将所要的信号及干扰信号两者降频转换为低频率之后干扰接收到的信号。举例来说，衬底噪声可与ADC 146的时钟耦合，其将用以将在模拟滤波器144之后的集中于(f_j-f_{RX_LO})的干扰信号直接变换到所要的信道中。

图12D描绘用于解决频率上相对低的衬底噪声的示范性实施例。在图12D中，sampler_out子信号(a)为ADC 146的输出的数字化且经滤波的版本。在一示范性实施例中，滤波器1200可隔离接收到的信号中的干扰信号。Sampler_out子信号(l)为衬底噪声传感器1201的模拟输出的数字化版本。可因此通过使到干扰重建单元1255的输入相乘而在干扰重建单元1255中数字重建落入所要的信号中的干扰。在替代示范性实施例(未图示)中，通过适当修改，子信号(b)可替代子信号(a)，而子信号(k)可替代子信号(l)。

注意，虽然图12A到图12D描绘了针对衬底噪声的本发明的示范性实施例，但所属领域的一般技术人员将认识到，本文中所揭示的技术可被应用以解决任何类型的噪声的效应。确切地说，在格式及/或强度上随时间变化的噪声可由例如衬底噪声传感器1201的噪声传感器动态取样，且根据图12B到图12D的示范性实施例经处理以数字重建干扰。

所属领域的一般技术人员将了解，归因于所揭示的干扰减轻架构的灵活性，视信号接收的条件而定，干扰传感器与取样器200、干扰重建单元220及处理控制单元230中的任何或所有可经动态配置以解决接收到的信号中的不同类型的干扰。举例来说，块可经替代地配置以当检测到第一类型的干扰(例如，两个强的频带外干扰信号的IM3混合，其中的一者可为装置本身的发射器)时减轻此第一类型的干扰，且当检测到要处理的第二类型的干扰(例如，IM2)时减轻此第二类型的干扰。在一示范性实施例中，由干扰控制单元240提供的控制信号240a可指定待减轻哪一类型的干扰。

本文中描述的技术可提供某些优势。第一，可使用(例如)图2中描绘的干扰控制单元240在工作中(亦即，在正常操作期间)校准模拟电路块(例如，混频器142)，其可因不执行工厂校准而使得成本节省。此外，在工作中校准可能够考虑到随温度、电源等的变化。第二，可通过减轻IM2、IM3及/或其它类型的干扰或失真(如上所述)来实现改进的性能。第三，所述技术可允许在接收器中省略外部模拟滤波器(例如，在LNA140之后)及/或允许使用经设计而具有较不严格的互调规格的模拟电路(例如，混频器142)，其可减少成本及降低功率消耗。

所属领域的技术人员将理解，可使用各种不同技术及技艺中的任一者来表示信息及信号。举例来说，贯穿以上描述可能提及的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号及码片可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子或者其任何组合来表示。

所属领域的技术人员将进一步了解，结合本文所揭示的示范性实施例所描述的多种说明性逻辑块、模块、电路及算法步骤可实施为电子硬件、计算机软件或两者的组合。为了清晰地说明硬件与软件的此可互换性，各种说明性组件、块、模块、电路及步骤已在上文大体按其功能性加以描述。将此功能性实施为硬件还是软件视特定应用及强加于整个系统上的设计约束而定。所属领域的技术人员可以变化的方式针对每一特定应用实施所描述的功能性，但是这些实施决策不应被解释为导致偏离本发明的示范性实施例的范围。

可使用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或经设计以执行本文中所描述的功能的其任何组合来实施或执行结合本文中所揭示的示范性实施例所描述的各种说明性逻辑块、模块及电路。通用处理器可为微处理器，但在替代方案中，处理器可为任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器也可实施为计算装置的组合，例如，DSP与微处理器的组合、多个微处理器、一个或一个以上微处理器结合一DSP核心或者任何其它此配置。

结合本文中所揭示的示范性实施例所描述的方法或算法的步骤可直接实施在硬件中、由处理器执行的软件模块中或两者的组合中。软件模块可驻存在随机存取存储器(RAM)、快闪存储器、只读存储器(ROM)、电可编程ROM(EPROM)、电可擦除可编程ROM(EEPROM)、寄存器、硬盘、可装卸盘、CD-ROM或此项技术中已知的任何其它形式的存储媒体中。将示范性存储媒体耦合到处理器，使得处理器可从存储媒体读取信息及将信息写入到存储媒体。在替代方案中，存储媒体可与处理器成一体式。处理器及存储媒体可驻存在ASIC中。ASIC可驻存在用户终端中。在替代方案中，处理器及存储媒体可作为离散组件驻存在用户终端中。

在一个或一个以上示范性实施例中，所描述的功能可在硬件、软件、固件或其任何组合中实施。如果在软件中实施，则可将所述功能作为一个或一个以上指令或代码而存储在计算机可读媒体上或经由计算机可读媒体发射。计算机可读媒体包括计算机存储媒体及通信媒体(包括有助于计算机程序从一个位置传递到另一位置的任何媒体)两者。存储媒体可为可由计算机存取的任何可用媒体。作为实例而非限制，这些计算机可读媒体可包含RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储设备、磁盘存储设备或其它磁性存储装置或可用于以指令或数据结构的形式载运或存储所要程序代码且可由计算机存取的任何其它媒体。此外，将任何连接恰当地称为计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)或无线技术(例如红外线、无线电及微波)而从网站、服务器或其它远程源发射软件，则同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL或无线技术(例如红外线、无线电及微波)包括在媒体的定义中。如本文中所使用，磁盘及光盘包括压缩光盘(CD)、激光光盘、光盘、数字化通用光盘(DVD)、软磁盘及蓝光光盘，其中磁盘通常以磁性的方式再现数据，而光盘使用激光以光学的方式再现数据。以上的组合也应包括在计算机可读媒体的范围内。

提供对所揭示的示范性实施例的先前描述，以使所属领域的任何技术人员能够制造或使用本发明。所属领域的技术人员将显而易见对这些示范性实施例的各种修改，且在不偏离本发明的精神或范围的情况下，本文中定义的一般性原理可应用于其它示范性实施例。因此，本发明并不希望限于本文中所展示的示范性实施例，而应符合与本文中所揭示的原理及新颖特征相一致的最广泛范围。

提供对本发明的先前描述，以使所属领域的任何技术人员能够制造或使用本发明。所属领域的技术人员将显而易见对本发明的各种修改，且在不偏离本发明的精神或范围的情况下，本文中定义的一般原理可应用于其它变化形式。因此，本发明并不希望限于本文中所描述的实例，而应符合与本文中所揭示的原理及新颖特征相一致的最广泛范围。

Claims (23)

1.一种干扰减轻设备，所述设备经配置以处理接收到的信号以恢复信息，所述设备包含：

干扰传感器与取样器，其用于感测第一干扰信号并对其进行取样以产生第一子信号；

数字旋转器，其用于使所述第一子信号旋转一旋转频率以产生数字重建的干扰信号；

相关器，其用于使所述数字重建的干扰信号与从所述接收到的信号导出的数字信号相关；以及

干扰控制单元，其用于基于所述数字重建的干扰信号控制对所述接收到的信号的所述处理的调整以减轻所述接收到的信号中的干扰。

2.根据权利要求1所述的设备，其进一步包含搜索器，所述搜索器经配置以：

使所述第一子信号旋转多个候选旋转频率；

使所述经旋转的第一子信号中的每一者与所述接收到的信号的经处理版本相关；以及

将所述数字旋转器中的所述旋转频率设置为与所述经旋转的第一子信号中的每一者与所述接收到的信号的经处理版本的所述相关的最大结果相关联的候选旋转频率。

3.根据权利要求1所述的设备，所述旋转频率包含RX本机振荡器信号频率与同所述RX本机振荡器的杂波信号相关联的频率之间的差。

4.一种用于减轻接收到的信号中的干扰的方法，所述方法包含：

处理所述接收到的信号以恢复信息；

感测干扰信号；

对所述感测到的干扰信号进行取样以产生第一子信号；

使所述第一子信号数字旋转一旋转频率以产生数字重建的干扰信号；

使所述数字重建的干扰信号与从所述接收到的信号导出的数字信号相关；以及

基于所述数字重建的干扰信号调整所述处理所述接收到的信号以减轻所述接收到的信号中的干扰。

5.根据权利要求4所述的方法，所述旋转频率包含RX本机振荡器信号频率与同所述RX本机振荡器的杂波信号相关联的频率之间的差。

6.根据权利要求4所述的方法，其进一步包含：

使所述第一子信号旋转多个候选旋转频率；

使所述经旋转的第一子信号中的每一者与所述接收到的信号的经处理版本相关；以及

在所述数字旋转步骤中将所述旋转频率设置为与所述使所述经旋转的第一子信号中的每一者与所述接收到的信号的所述经处理版本相关的最大结果相关联的候选旋转频率。

7.一种干扰减轻设备，所述设备经配置以处理接收到的信号以恢复信息，所述设备包含：

用于处理所述接收到的信号以恢复信息的装置；

用于感测干扰信号的装置；

用于对所述感测到的干扰信号进行取样以产生第一子信号的装置；

用于使所述第一子信号数字旋转一旋转频率以产生数字重建的干扰信号的装置；

用于使所述数字重建的干扰信号与从所述接收到的信号导出的数字信号相关的装置；以及

用于基于所述数字重建的干扰信号调整所述处理所述接收到的信号以减轻所述接收到的信号中的干扰的装置。

8.根据权利要求7所述的设备，所述旋转频率包含RX本机振荡器信号频率与同所述RX本机振荡器的杂波信号相关联的频率之间的差。

9.根据权利要求7所述的设备，其进一步包含：

用于使所述第一子信号旋转多个候选旋转频率的装置；

用于使所述经旋转的第一子信号中的每一者与所述接收到的信号的经处理版本相关的装置；以及

用于在所述数字旋转步骤中将所述旋转频率设置为与所述使所述经旋转的第一子信号中的每一者与所述接收到的信号的所述经处理版本相关的最大结果相关联的候选旋转频率的装置。

10.一种干扰减轻设备，所述设备经配置以处理接收到的信号以恢复信息，所述设备包含：

干扰传感器与取样器，其用于感测第一干扰信号并对其进行取样以产生数字取样的干扰信号；

干扰重建单元，其用于基于所述数字取样的干扰信号产生数字重建的干扰信号；以及

相关器，其用于使所述数字重建的干扰信号与从所述接收到的信号导出的数字信号相关；以及

干扰控制单元，其用于基于所述相关器的输出控制对用以处理所述接收到的信号的射频(RF)电路块的参数的调整。

11.根据权利要求10所述的设备，所述第一干扰信号包含由发射器产生的数字发射信号，所述数字取样的干扰信号为所述第一干扰信号。

12.根据权利要求10所述的设备，所述干扰控制单元经配置以控制用以混合本机振荡器信号与所述接收到的信号的混频器的对称性以减小所述相关器的所述输出。

13.根据权利要求10所述的设备，所述干扰建构单元经配置以基于所述数字取样的干扰信号来重建第二阶互调产物(IM2)。

14.根据权利要求10所述的设备，所述干扰控制单元经配置以调整用以处理所述接收到的信号的低噪声放大器的线性模式以减小所述相关的结果。

15.一种用于减轻接收到的信号中的干扰的方法，所述方法包含：

处理所述接收到的信号以恢复信息；

感测干扰信号；

对所述感测到的干扰信号进行取样以产生数字取样的干扰信号；

基于所述数字取样的干扰信号产生数字重建的干扰信号；

使所述数字重建的干扰信号与从所述接收到的信号导出的数字信号相关；以及

基于所述相关的结果来调整用以处理所述接收到的信号的射频(RF)电路块的参数。

16.根据权利要求15所述的方法，所述感测干扰信号包含感测由发射器产生的数字发射信号，所述对所述感测到的干扰信号进行取样包含提供所述感测到的数字干扰信号作为所述数字取样的干扰信号。

17.根据权利要求15所述的方法，所述调整参数包含调整用以混合本机振荡器信号与所述接收到的信号的混频器的对称性以减小所述相关的所述结果。

18.根据权利要求17所述的方法，所述产生数字重建的干扰信号包含基于所述数字取样的干扰信号重建第二阶互调产物(IM2)。

19.根据权利要求15所述的方法，所述调整参数包含调整用以处理所述接收到的信号的低噪声放大器的线性模式以减小所述相关的所述结果。

20.一种用于减轻接收到的信号中的干扰的设备，所述设备包含：

用于处理所述接收到的信号以恢复信息的装置；

用于感测干扰信号的装置；

用于对所述感测到的干扰信号进行取样以产生数字取样的干扰信号的装置；

用于基于所述数字取样的干扰信号而产生数字重建的干扰信号的装置；

用于使所述数字重建的干扰信号与从所述接收到的信号导出的数字信号相关的装置；以及

用于基于所述相关的结果调整用以处理所述接收到的信号的射频(RF)电路块的参数的装置。

21.一种干扰减轻设备，所述设备经配置以处理接收到的信号以恢复信息，所述设备包含：

第一干扰传感器与取样器，其用于感测第一干扰信号并对其进行取样以产生第一子信号；

干扰重建单元，其用于基于所述第一子信号产生第一数字重建的干扰信号；以及

干扰控制单元，其用于基于所述第一数字重建的干扰信号控制对所述接收到的信号的所述处理的调整以减轻所述接收到的信号中的干扰；

第二干扰传感器与取样器，其用于感测第二干扰信号并对其进行取样以产生第二子信号；

所述干扰重建单元进一步经配置以基于所述第二子信号产生第二数字重建的干扰信号；

所述干扰控制单元进一步经配置以响应于干扰选择控制信号，基于所述第二数字重建的干扰信号来控制对所述接收到的信号的所述处理的调整以减轻所述接收到的信号中的干扰。

22.根据权利要求21所述的设备，其进一步包含：

相关器，其用于使所述第一数字重建的干扰信号或所述第二数字重建的干扰信号与从所述接收到的信号导出的数字信号相关；

对所述接收到的信号的所述处理的所述调整是基于所述相关器的输出。

23.根据权利要求21所述的设备，对所述接收到的信号的所述处理的所述调整包含对用以处理所述接收到的信号的射频(RF)电路块的参数的调整。

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