CN110971257B - 收发器设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种无线通信设备的收发器，其满足噪声性能及互调分量发送要求，而无需前端电路中的高成本表面声波滤波器。相反，低成本的LC滤波器(211‑216)被使用，并且通过有意降低接收路径(224)二阶失真容限，在发送模式与接收模式之间切换时测量接收信号强度，以及根据测量条件低噪声放大器(226)增益，实现对阻塞的耐受性。在发送器电路中，在数字域中引进预先选择的基带频率平移，以及通过本地振荡器信号的调节而补偿平移，使得非线性基带组件所生成的互调频率落在保护传输频带的外部，而不是保护传输频带的内部。

Description

收发器设备

技术领域

本发明的实施例通常涉及收发器设备，其在使用时分复用(Time DivisionDuplex，TDD)或者时分复用与频分复用的组合的无线通信系统中具有特定应用。

背景技术

无线通信系统，例如第三代(third-generation，3G)移动电话标准及技术，是众所周知的。此类3G标准及技术已由第三代合作关系项目发展起来。通信系统和网络还已朝向宽带移动系统发展。第三代合作关系项目已发展了长期演进(Long Term Evolution，LTE)解决方案。第三代合作关系项目第12版版和第13版本指定了一些要求以用于移动终端(或者用户设备)。使用所谓的半双工频分复用(half duplex frequency divisionduplexing，HD-FDD)，第0策略用户设备(user equipment，UE)可以访问空口，其中发送信号和接收信号占用与配对频谱相关的不同信道，另外在单独的时隙中被发送与接收。

使用半双工频分复用进行操作的现有收发器设备使用表面声波(surfaceacoustic wave，SAW)滤波器，用其陡峭的截止特性，以用于信号调节。对于每个支持频带，需要专用SAW滤波器，除非两个支持频带重叠，例如用于频带5与频带26或者频带2与频带25的情况。如果几个频带均由UE支持，但收发器设备的接收输入的数量被限制，则也需要进行RF带切换。这增加了成本和收发器插入损耗。图1显示了单频带的现有HD-FDD收发器的基础架构。收发器包括模块100，其包括集成电路中实现的基带与RF电路。收发器也包括开关装置101，其分别在发送线103和接收线104之间切换单天线102。发送线103显示了功率放大器105和发送带通SAW滤波器106。接收线104包括接收带通SAW 107。图1的组件一般被安装在印刷电路板(printed circuit board，PCB)上。发送滤波器106的要求可能随着频带到频带而变化。在一些频带中，严格的发送规范适用于发射频率附近。这需要专用滤波，并在这些情况中，SAW滤波器通常用于保持较低的非必要发送。接收SAW滤波器107用于提供带外阻塞(或者干扰信号)的抑制，并且第三代合作关系项目标准定义了接收器必须符合的大量的测试例。通常，为了满足这些要求，使用SAW滤波器。对于尤其使用HD-FDD进行操作的UE而言，另一挑战是其需要与访问相同频带但以FDD模式或者HD-FDD模式进行操作但占用不同的时隙以用于发送与接收的其他UE共存。例如，由HD-FDD UE发送的信号可以表示对在附近进行操作的其他相似UE的潜在非常大的干扰。

SAW滤波器在PCB上占用较大面积，并且制作昂贵。使用SAW滤波器的收发器中所需要的必需开关也增大了尺寸和成本。因此，提供不需要使用SAW滤波器但仍将令人满意地工作将是有利的。由于不同的国家指定移动通信的不同频带，提供可以在全球使用的UE的收发器也将是有利的。

呈现给用于移动通信的接收器的设计者的问题是对阻塞(或者干扰信号)的耐受性。在现有设备中，使用RMS功率检测器或者包络检测器，执行阻塞的检测。理想地，检测器被放置在低噪声放大器的第一阶段与第二阶段之间，在此点处，电路不太灵敏，但信号仍是宽带的。然而，此类电路占用较大硅面积，消耗功率，并且在较宽范围的条件下很难设计精确的功率测量。另外，平均功率不是个不重要的试验，并其通常使用很难实现的模拟平均与数字平均的组合。因此，提供一种简单装置来检测并补偿移动通信接收器中的阻塞的存在将是有利的。

呈现给用于移动通信的发送器的设计者的问题是落入保护带中的非必要的发送频率乘积(product)(例如，互调分量)的抑制。UE中的发送器滤波器的现有要求可以随着频带到频带而变化。对于大部分频带，简单低通滤波器可以足够抑制功率放大器的谐波输出，例如，特定载波频率的2倍或者3倍处的谐波输出。然而，在一些频带中，严格的发送规格适用于可能需要专用滤波的发送频率附近。传统地，在这些情况中，SAW滤波器用于保持较低发送。提供使用更低成本的滤波器但仍满足发送规格的发送器将是有利的。

本发明的实施例提供一种收发器架构，其不需要SAW滤波器或者相关开关组件的使用，但其性能与包括SAW滤波器的收发器相当。进一步的实施例提供了具有用于检测阻塞的简化装置的接收器以及具有用于抑制非必要发送频率乘积的装置的发送器。

下面所描述的实施例不限于解决已知系统的任何缺点或者所有缺点的实施方式。

发明内容

本发明内容被提供以一种下面将在具体实施方式中进一步描述的简化形式介绍概念的选择。本发明内容既不旨在确定所要求保护的主题的关键特征或基础特征，也不旨在辅助确定所要求保护的主题的范围。

根据本发明的第一方面，提供了一种收发器，其具有前端模块，包括N个发送路径和N个接收路径，其中N为整数，发送路径和接收路径中的每个包括一滤波器，其中每个滤波器的通带被选择，使得多个带内信号的谐波被滤除，N被选择，使得收发器的总通带延伸到多个无线接入网络。

收发器可以被合并到用户设备或者任何其他形式的无线通信设备中，或者用于与无线通信设备进行无线通信的基站中。

优选地，这些滤波器的频率通带的选择使得任何用户设备可以在全球被使用。这些滤波器可以包括低通滤波器、带通滤波器或者其组合。这些滤波器可以是相对于SAW滤波器而言，便宜产生且不占据较大面积的一种类型的简单构造。有利地，收发器不要求RF带切换，其在使用SAW滤波器被要求，从而进一步节省成本和尺寸。在一个实施例中，接收路径中的这些滤波器包括使用第1切比雪夫(Chebyshev)拓扑的五阶LC滤波器。SAW滤波器的移除以及来自于收发器的RF切换也降低了接收器插入损耗。这提高了灵敏度。

优选地，每个发送路径和接收路径的带宽被选择成足够低以允许阻抗匹配和频带调谐。

优选地，每个接收路径中的每个接收端口的频率范围被设置成很好地低于倍频，以为了允许有效地滤波谐波。

优选地，每个发送与接收路径的频率范围被选择成足够宽以包括所有感兴趣的频带，但保持需要用于全球频带覆盖的接收端口的数量低。例如，对于LTE第0策略使用三个通带，并且因此接收路径和发送路径中的每个中的三个滤波器可以被使用。所选择的信号路径不依赖于所选择的实际LTE频带，但是很多处于使用的LTE频带落入的宽频范围。

在一个实施例中，ISM带阻滤波器被提供在天线端，以为了抑制发送器噪声和阻塞进入ISM频带中。在高频带LET接收与传输可能得与附近进行操作的Wi-Fi无线共存的情况中，这种改进特别地有用。

根据本发明的第二方面，提供了一种优化接收器中放大器的增益的方法，该方法包括：将二阶失真引进到接收器中；测量接收信号强度的幅度；根据所测量的信号强度将放大器的增益调节一数量；以及移除二阶失真。

根据本发明的第三方面，提供了一种接收器，其包括可变增益放大器和处理器，其中处理器用于将二阶失真引进到接收器中，测量接收信号强度的幅度，根据所测量的信号强度将放大器的增益调节一数量，以及移除二阶失真。

在一个示例中，通过引进接收器的差分信号的正成分与负成分之间的增益偏移，可以完成将二阶失真引进、增加或者添加到接收器中。已有接收器包括差分电路，以用于处理具有正路径和负路径的信号，以为了调谐非必要二阶失真分量。通过有意引进时间的一周期的二阶失真，本发明使用此电路的存在，在此周期期间内，可以进行总接收信号功率的测量。对于合并到UE中的这类接收器，进行测量的时间的周期可以被设置以与UE进行发送到接收信号平移的周期重叠。在接收器的性能下降(是因为二阶失真的有意引进)期间，带外阻塞信号的存在导致带内噪声功率的增加。随后，测量的总接收信号功率是结合后的特定信号的功率和带外功率。在一个实施例中，如果这个总接收功率的幅度被测量到位于或者低于接收器的设计点，则放大器(通常是低噪声放大器(low noise amplifier，LNA))的增益被保持到尽可能地高，以为了优化其噪声图。如果总接收功率的幅度被测量到大于预设阈值，则放大器的增益可以被逐渐地降低，这将降低接收器灵敏度，在总接收功率的幅度被测量到大于一些预设最大水平的情况中，信号的接收可以被丢弃并重新调度以用于后续时间。阻塞的一示例是TV传输，其在某种程度上，可以由低频带接收路径中的高通滤波来抑制。

根据本发明的第四方面，提供了一种降低发送器中互调分量的发送影响的方法，该方法包括将频率平移引进到数字基带信号中，并通过引进相等且相反的数量的本地振荡器频率的平移，补偿频率平移。

根据本发明的第五方面，提供了一种发送器，包括用于将频率平移引进到数字基带信号中的装置，以及控制器，其用于调节本地振荡器信号的频率，以为了补偿频率平移。

在一个实施例中，用于引进频率平移的装置包括数字旋转器，其将数字基带信号的同相分量和异相分量分别乘以时变信号的余弦分量和正弦分量，以产生多个频率平移数字基带信号，发送器还包括：数字到模拟转换器，用于将多个频率平移数字基带信号转换成多个频率平移模拟基带信号，以及混频器，用于将多个频率平移模拟基带信号与可编程本地振荡器信号进行混合，以产生特定载波频率。

有利地，根据本发明实施例的发送器可用于使得非必要的互调频率分量落入更靠近发送限制更不严格的频带。非必要地，由于基带组件中的非线性，例如数字到模拟转换器、混频器和滤波器，互调分量通常出现。考虑传输将发生在频带13(即782MHz)，且宽带公共安全区域位于763-768MHz的示例。在某些资源块分配中，在基带发送链中生成的五阶互调分量将落入保护带中。通过平移基带频率，发送器可以改善此互调分量的影响。为了补偿此平移，本地振荡器频率被平移相等且相反的数量。特定信号出现在正确位置中，是因为频率平移相互取消掉了。然而，非必要频率分量现落入更靠近发送限制更不严格的频带。因此，无需发送滤波来抑制非必要频带分量，例如SAW滤波器。

优选地，这些频率偏移以更高发送功率而被实施，其中发送载波泄露(leakage)(本地振荡器馈入)足够低以不会引起非必要频带发送。在更低功率处，互调乘积低得多，信号可以以传统方式被发送。

附图说明

结合以下附图，通过示例的方式，将对本发明实施例进行描述，其中：

图1是一种现有的收发器设备的结构方框示意图；

图2是根据本发明实施例的收发器的结构方框示意图；

图3是示出根据本发明实施例的调节放大器增益的方法的简化流程图；以及

图4是示出根据本发明实施例的控制发送器中互调分量的发送的方法的简化流程图。

具体实施方式

下面仅以示例的方式描述本发明的实施例。这些示例代表了实施本发明的最佳方式，尽管其并不是实现本发明的唯一方式，但其目前对申请人已知。这些描述阐述了示例的功能以及步骤的顺序以用于构造并操作示例。但是，相同或等同的功能和操作流程可以由不同的示例来完成。

如图2所示，收发器200包括RF与基带模块201和前端模块202。收发器可以被合并到用户设备中，开关模块203将天线204切换到在接收路径205、接收路径206和接收路径207这三个接收路径以及发送路径208、发送路径209和发送路径210这三个发送路径中的一个。每个接收路径和发送路径，即205-210，分别包括滤波器211-滤波器216，并且每个滤波器被选择以具有特定带宽。每个滤波器的频率范围被选择以允许全球覆盖，并用于滤除带内信号的非必要谐波，尤其在接收路径中。

在一个实施例中，接收路径205和发送路径214是低频带路径，并且其各自的滤波器211和滤波器214具有覆盖多个第一演进型通用移动电通信系统陆地无线接入网络(Evolved Universal Mobile Telecommunication System Territorial Radio AccessNetwork，E-UTRAN，E-UTRAN)频带且具有694-960MHz带宽的通带。接收路径206和发送路径209是中间频带路径，并且其各自的滤波器212和滤波器215具有覆盖多个第二E-UTRAN频带且具有1710-2200MHz带宽的通带。接收路径207和发送路径210是高频带路径，并且其各自的滤波器213和滤波器216具有覆盖多个第三E-UTRAN频带且具有2300-2690MHz带宽的通带。带宽的这种选择允许收发器200的全球覆盖，也保证了带内第二谐波及以上均被滤除。在又一实施例中，非常低的频带路径被添加以覆盖E-UTRAN频带31，并且每个发送路径与接收路径可以包括具有380-470MHz通带的滤波器。

在可选实施例中，滤波器211-滤波器216均是低通滤波器。在此实施例中，处于低通带的滤波器211和滤波器214具有960MHz的截止频率，处于中间频带路径的滤波器212和滤波器215具有2200的截止频率，处于高频带路径的滤波器213和滤波器216具有2960的截止频率。带宽的这个选择又允许收发器200的全球覆盖，也保证了带内第三谐波及以上被滤除。

在另一实施例中，为了包括日本的LTE频带11和LTE频带21，中间频带路径被设置成具有从1428MHz到2200MHz的通带。

前端模块202中的发送路径208、发送路径209和发送路径210分别包括放大器217、放大器218和放大器219。每个放大器的输出分别被连接到滤波器214、滤波器215和滤波器216中的一个，并且每个放大器，即放大器217、放大器218和放大器219中的一个，自RF与基带模块201接收各自的输入。

在本示例中，滤波器211-滤波器216均是无源LC滤波器。

RF与基带模块201包括接收电路220和发送电路221。RF与基带模块201也包括数字信号处理器222，其具有连接到模块224的第一输出223。模块224原理上表示接收电路220的接收混频器模块225的差分电路。数字信号处理器222用于提供其第一输出223处的控制信号，以用于以下面将介绍的方式控制差分电路224。接收电路220的接收混频器模块225自低噪声放大器模块226接收输入，一旦信号已通过各自滤波器211、滤波器212和滤波器213，低噪声放大器模块226依次自低频带路径205、中间频带路径206和高频带路径207接收信号。数字信号处理器222的第二输出被连接到低噪声放大器模块226，并用于以下面将介绍的方式调节包括模块226的至少一个低噪声放大器的增益。接收电路220的接收混频器模块225的输出通过低通滤波器227，随后通过放大器228，并随后通过模拟到数字转换器229，模拟到数字转换器229的输出被馈入到数字信号处理器222。

发送电路221包括发送混频器模块230，其具有连接到本地振荡器231的第一输入以及通过放大器模块232连接到前端模块202的低频带路径、中间频带路径和高频带路径的各自的滤波器214、滤波器215和滤波器216的三个输出。数字信号处理器222的第三输出被连接到本地振荡器控制模块233。发送载波偏移控制模块的输出连接到本地振荡器231。数字信号处理器222的第四输出连接到数字旋转器(digital rotator)模块234。数字旋转器模块234的输出连接到数字到模拟转换器235，数字到模拟转换器235输出依次连接到低通滤波器236，低通滤波器236的输出通过放大器237到发送混频器模块230的输入。

现在将描述测量并补偿阻塞(干扰信号)的方法。依照惯例，当通过天线204接收通信信号时，在接收路径205、接收路径206和接收路径207中的一个上接收到的RF信号被转换成接收混频器模块225中的基带(通过与来自于本地振荡器231的信号进行混合)，被滤波并由模拟到数字转换器229转换成数字信号以用于接收，并由数字信号处理器222进行处理。每次收发器在发送模式与接收模式之间切换时，接收电路220的二阶失真容限(secondorder distortion toleration)被有意地降低。在模式之间的此切换期间，数字信号处理器222在线223上生成信号，原理上如引进到差分电路224的偏移所示，其引起混频器分量之间的偏移。例如，在数字信号处理器222的控制下，电路224中的差分信号的正构成分量与负构成分量之间的增益偏移被引进。此偏移由于落入带内的带外阻塞而创建了互调分量，并其可以在从发送模式到接收模式的切换之间的此周期期间内在数字信号处理器222中被测量。一旦测量完成，此偏移被移除。根据测量的结果，数字信号处理器222调节接收电路放大器模块226中的增益。在发送模式与接收模式之间的切换的下一周期期间内，数字信号处理器222又降低了二阶失真容限，测量总接收功率，然后移除偏移，并且如果合适，则又调节放大器增益，以用于优化性能。在发送模式与接收模式之间的切换的每个周期期间内，本流程可以被重复。测量的总接收功率可以与接收器的设计标准以及为了优化性能而调节的增益进行比较。引进必要偏移的一个方法是通过将混频器时钟信号的偏置点进行平移。由于偏移而创建的平均DC水平或者总平均带内噪声是进入接收器的带外噪声的直接测量。通常，主互调乘积是可以由数字信号处理器222所平均的DC项。将可以理解的是，自动考虑与已调谐电路相关的任何RF滤波。也将注意的是，与近n干扰源相比，远带外阻塞将在混频器平面处具有相对更低幅度，并因此将产生更低读数。也将可以理解的是，用于增加或者添加二阶失真的其他现有方式是可应用的。

通过在空载(dummy loads)中进行切换并改变当前偏置，以来自于数字信号处理器222的信号的方式，接收器放大器226的增益可以被控制。随着测量的阻塞功率增加，可以逐渐降低放大器226的增益。如果测量的阻塞功率较低，则可以增加增益。

现在将描述降低发送电路221的互调分量的发送影响的方法。当发送来自于天线204数字I/O的调制信号时，来自于数字信号处理器222的Q信号由数字到模拟转换器235转换成基带模拟信号(预设频率处)，并通过与来自于本地振荡器的信号进行混合而被向上转换成特定载波频率。通常，使用发送器的锁相环模块中生成的固定本地振荡器信号，基带信号被向上转换。在图2中，放大器237输出的相位(I信号)可以乘以本地振荡器信号的余弦，放大器237输出的正交信号(Q信号)可以乘以本地振荡器信号的正弦。通常使用两个电路或多相滤波器的除法可以完成正交生成。另外，在图2的收发器中，对数字信号样本执行频率转换的数字旋转器模块234将频率平移(frequency shift)添加到数字域中。形成发送电路221中基带电路的模拟组件的数字到模拟转换器235、滤波器236和放大器237一般产生非必要的互调频率分量，是因为其无需以完美线性方式进行工作。这些互调分量可能落入保护带内，所以如果其发送可以被阻止，则将是有利的。图2的收发器使能将这些非必要的互调频率分量平移到自保护带移除的频带。通过平移基带信号的频率，使得由非线性基带分量所生成的互调频率分量落到保护带之外，从而完成此。为了保证发送载波频率是其应该是的样子，响应于来自于数字信号处理器222的信号，在控制模块233的控制下，相等幅度但与施加在基带信号上的平移相反的补偿频率偏移被应用到本地振荡器231。

数字旋转器模块234在数字域中执行适当的基带频率平移。数字旋转的技术是已知的，并且本质上包括分别将时变信号的余弦分量和正弦分量乘以I信号样本和Q信号样本，I信号样本和Q信号样本均是来自于数字信号处理器222的输出。因此，I信号样本和Q信号样本在平移频率处达到数字到模拟转换器235。数字信号处理器222将控制信号应用到控制模块233，使得控制模块233编程本地振荡器231，以为了补偿引进到基带信号中的频率偏移，调节其频率输出。因此发送混频器模块230的输出是位于正确的载波频率处。

基于基带信号的频率平移的选择(和本地振荡器频率上的相应反向平移)，非线性组件包括数字到模拟转换器235、滤波器236和混频器，混频器模块230在基带频率的倍数处创建远离特定传输频带的频率乘积(即互调分量)。可以理解的是，高阶互调乘积的宽度随着调制阶数而变化。为了满足频谱发送要求，传统的发送器使用后功率(post-power)放大器以为了抑制非必要频率分量(例如，落入公共安全频带的分量)。然而，通过使用图2的收发器，如上所述的引进频率平移可以使得非必要调制乘积落入更靠近其可以被忍受的信道。选择频率平移是可能的，使得所有互调乘积位于靠近特定发送载波频率的区域。只要其功率水平足够低，这通常不是问题。

现如图3的简化流程图所示，描述了优化无线通信设备的接收器中的低噪声放大器增益的方法。在301中，数字信号处理器222判断收发器是否在发送模式和接收模式之间进行切换，如果是，则在302中，在线223上生成信号，以为了在差分信号路径224中引进偏移，使得对接收器混频器电路225中的二阶失真分量耐受性降低。在303中，通过接收电路220，数字信号处理器222测量总接收信号强度。在304中，将测量的值与预设值进行比较，例如，没有应用偏移(也就是说，在正常操作期间)而最后一次测量的接收器的设计点或者接收信号强度。应用偏移之前和之后所测量的功率水平之差是带宽干扰功率的测量。没有应用偏移的功率水平将是已知的，是因为这是在正常操作期间测量的。在305中，数字信号处理器222生成信号，以用于调节模块226中的接收器放大器的增益。如果测量的差位于设计点处或者位于设计点之下，则增益被增加。否则增益被降低。在306中，将移除302中使用的偏移。在收发器从发送模式切换到接收模式的周期期间内，执行从302到306的所有步骤。将可以理解的是，只有流程的特定输出不受影响，可以改变这些步骤的顺序。例如，可以在步骤304或者步骤305之前执行步骤306。

现如图4的简化流程图所示，描述了降低发送器中的互调分量的发送的影响的方法。在401中，通过数字旋转模块234的动作，引进数字信号处理器222输出的数字基带信号上的频率平移。在402中，基带组件，即数字到模拟转换器235、滤波器236及放大器237，将得到的频率平移数字基带信号转换成频率平移模拟信号。在403中，控制模块233调节本地振荡器231的频率，以为了补偿步骤402中所引进的频率平移。在404中，在向上转换流程中将已调节本地振荡器信号与频率平移数字基带信号进行混合，以产生特定频率处的载波频率信号。

本领域技术人员将理解，功能模块之间的分界线仅是示意的，并且替代实施例可以合并功能模块或者电路元件，或者对各种功能模块或者电路元件进行功能的替代分解。这样，可以理解的是，本文所描述的架构仅是示例性的，并且实际上实现相同功能的很多其他架构可以被实现。

可以理解的是，上述的有益效果和优点可以涉及一个实施例，或者涉及几个实施例。实施例不限于解决任何或所有的所阐述的问题的这些，或者具有任何或所有的所阐述的有益效果和优点的这些。

对'一个'项目的引用指的是这些项目中的一个或多个。此处使用的'包括'意味着包括所识别的方法步骤或者元素，但是这些步骤和元素不包括排他列表，并且一方法和装置可以包括额外的步骤和元素。

本文描述的方法的步骤可以以任何合适的顺序执行，或者在适当的情况下同时执行。上述的任何示例的各方面可以与所述描述的任何其他示例的方面进行组合以形成进一步的示例，而不会失去所要的效果。

可以理解的是，优选实施例的上述描述仅以示例的方式被给出，本领域技术人员可以作出各种变形。尽管以一定的具体性，或者用一个或多个单个实施例，已描述了各种实施例，但是本领域技术人员可以对所公开的实施例进行很多改变而不偏离本发明的范围。

Claims (2)

1.一种发送器，其特征在于，包括：

装置，用于将频率平移引进到数字基带信号中；以及

控制模块，用于调节本地振荡器信号的频率，以为了补偿所述频率平移；

其中，用于引进频率平移的所述装置是数字旋转器，所述数字旋转器将所述数字基带信号的同相分量和异相分量分别乘以时变信号的余弦分量和正弦分量，以产生多个频率平移数字基带信号；

所述发送器还包括：

数字信号处理器，用于向所述数字旋转器输出基带信号，以及向所述控制模块输出控制信号，以控制所述控制模块将相等幅度但与引进的所述频率平移相反的补偿频率应用到本地振荡器；

数字到模拟转换器，用于将所述多个频率平移数字基带信号转换成多个频率平移模拟基带信号；以及

混频器，用于将多个频率平移模拟基带信号与可编程本地振荡器信号进行混合，以产生特定载波频率；

其中，所述数字信号处理器的第三输出被连接到控制模块，所述数字信号处理器的第四输出连接到数字旋转器，所述数字旋转器的输出连接到数字到模拟转换器。

2.一种降低互调分量的发送影响的方法，其特征在于，在发送器中，该方法包括：

将频率平移引进到数字基带信号中；以及

通过引进幅度相等且与所述频率平移相反的补偿频率到本地振荡器频率，以补偿所述频率平移；

其中，该方法还包括：

将所述数字基带信号的同相分量和异相分量分别乘以时变信号的余弦分量和正弦分量，以产生多个频率平移数字基带信号；

将所述多个频率平移数字基带信号转换成多个频率平移模拟基带信号；以及

将多个频率平移模拟基带信号与可编程本地振荡器信号进行混合，以产生特定载波频率。

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