CN101882095B

CN101882095B - 信号处理装置和纠错方法

Info

Publication number: CN101882095B
Application number: CN2010101697005A
Authority: CN
Inventors: 福田邦夫
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2009-05-08
Filing date: 2010-04-30
Publication date: 2013-03-13
Anticipated expiration: 2030-04-30
Also published as: CN101882095A; US8402355B2; EP2249533A1; JP2010263496A; US20100287434A1

Abstract

本发明公开了一种信号处理装置和纠错方法。所述信号处理装置包括：信号接收单元，用于接收具有通过同步地相加编码信号和时钟而获得的信号波形的多电平信号，所述编码信号是基于特定编码规则生成的，所述时钟具有比所述编码信号更大的振幅，并且其发送速度是所述编码信号的发送速度的一半；振幅电平检测单元，用于检测由信号接收单元接收的多电平信号的振幅电平；违规检测单元，用于根据由振幅电平检测单元检测的振幅电平的改变模式来检测发生特定编码规则的规则违规的比特位置；以及纠错单元，用于校正对应于由违规检测单元检测的比特位置的振幅电平的检测值，以便解决规则违规。

Description

信号处理装置和纠错方法

技术领域

本发明涉及一种信号处理装置和纠错方法。

背景技术

诸如移动电话和笔记本个人计算机(以下称为笔记本PC)的大多数信息处理设备使用可动构件用于连接用户要操作的主体与其上显示信息的显示部分的铰接部分。但是，大量的信号线和电源线通过该铰接部分，因此期望一种用于保持连线的可靠性的方法。首先想到减少通过铰接部分的信号线的数量。因此，通过使用串行发送方法而不是并行发送方法来执行主体和显示部分之间的数据发送处理。当使用串行发送方法时，信号线的数量减少，此外还可以获得降低电磁干扰(EMI)的效果。

在串行发送方法中，数据进行编码然后发送。此时，例如使用不归零(NRZ)编码方案、曼彻斯特编码方案或者交替传号反转(AMI)编码方案等作为编码方案。例如，JP-A-1991-109843公开了一种用于通过使用AMI码来发送数据的技术，AMI码是双极性码的代表性示例。该专利文献还公开了一种技术，根据这种技术，数据时钟在通过信号电平的中间值表达后被发送，并且接收侧根据信号电平再生数据时钟。

发明内容

但是，在诸如笔记本PC等的信息处理设备中，即使使用采用上述码的串行发送方法，铰接部分中连线的信号线的数量仍然很大。例如，在笔记本PC的情况下，除了被发送到显示部分的视频信号之外，还有与用于照亮LCD的LED背光相关的连线，因此在铰接部分中布线了包括这些信号线的几十条信号线。LCD是液晶显示器的缩写，LED是发光二极管的缩写。

因此，本发明的发明人开发了一种编码方案(以下称为新方案)，根据这种编码方案没有包括DC分量，并且根据这种编码方案可以容易地从接收信号提取时钟分量。因为根据这个新方案生成的发送信号不包括DC分量，所以可以通过将其叠加在DC电源上来发送。此外，通过检测发送信号的极性反转周期，接收侧可以不使用PLL而再生时钟。因此，可以将多条信号线结合在一起，从而可以减少信号线的数量，并且也可以减小功耗和电路规模。PLL是锁相环的缩写。

但是，根据上述新方案生成的发送信号是用多个振幅电平表达一个比特值的多电平信号。因此，信噪比需要比一般使用的用一个振幅电平表达一个比特值的2电平信号的信噪比高大约10dB。上述新方案被开发用于装置内的发送信号。因此，上述新方案所要应用的传输线在传输质量上与无线电信道相比要高得多。但是，由于该发送信号具有多电平，因此在意外的外部噪声和装置中产生的噪声等的影响下可能发生发送错误。

为了改善传输线的传输质量，可以在发送数据上增加诸如卷积码等的纠错码来发送，从而接收侧可以执行纠错。但是，如上所述，新方案采用具有相对较高传输质量的传输线。因此，对在这样的传输线中发生的少量发送错误执行使用卷积码等的高水平纠错是过度的，并且从功耗和电路规模的角度看这也是不期望的。

考虑到上述情况，期望提供一种新的改进的信号处理装置和纠错方法，能够改善传输质量相对较高的环境中的传输质量，而不用向发送数据增加专门的纠错码。

根据本发明的一个实施例，提供了一种信号处理装置，包括：信号接收单元，用于接收具有通过同步地相加编码信号和时钟而获得的信号波形的多电平信号，所述编码信号是基于特定编码规则生成的，所述时钟具有比编码信号更大的振幅，并且其发送速度是编码信号的发送速度的一半；振幅电平检测单元，用于检测由信号接收单元接收的多电平信号的振幅电平；违规检测单元，用于根据由振幅电平检测单元检测到的振幅电平的改变模式来检测发生特定编码规则的规则违规的比特位置；以及纠错单元，用于校正对应于由违规检测单元检测到的比特位置的振幅电平的检测值，以便解决规则违规。

此外，纠错单元可以被配置为将对应于由违规检测单元检测的比特位置的振幅电平的检测值校正为与检测值相邻的振幅电平，以便解决规则违规。

此外，多电平信号可以具有通过同步地相加时钟和根据特定双极性编码规则生成的编码信号所获得的信号波形。

此外，信号接收单元可以被配置为接收多电平信号，所述多电平信号具有包括通过同步地相加根据AMI编码规则生成的编码信号和时钟而获得的6个振幅电平(A3、A2、A1、-A1、-A2、-A3；|A3|＞|A2|＞|A1|)的信号波形。在这种情况下，违规检测单元在由振幅电平检测单元从信号接收单元接收的多电平信号检测的振幅电平中，识别出连续两个比特的振幅电平从A3向-A1或者从A1向-A3改变的改变模式，并且将所识别的比特位置检测作为发生规则违规的比特位置。

另外，纠错单元可以被配置为在由违规检测单元识别了从A3向-A1改变的改变模式的情况下，将对应于所识别的比特位置的振幅电平的检测值A3校正为A2，或者将振幅电平的检测值-A1校正为-A2。在这种情况下，在由违规检测单元识别了从A1向-A3改变的改变模式的情况下，对应于所识别的比特位置的振幅电平的检测值A1被校正为A2，或者振幅电平的检测值-A3被校正为-A2。

另外，信号处理装置还可以包括：解码单元，用于根据已经由纠错单元校正的振幅电平解码出比特序列；以及检错单元，用于通过使用已经由解码单元解码的比特序列来执行检错。在这种情况下，在纠错单元处针对振幅电平的检测值存在多个纠错候选的情况下，由解码单元针对每个纠错候选解码出比特序列，并且通过由检错单元针对每个解码结果执行检错来输出正确的比特序列。

根据本发明的另一个实施例，提供了一种纠错方法，包括以下步骤：接收具有通过同步地相加编码信号和时钟而获得的信号波形的多电平信号，所述编码信号是基于特定编码规则生成的，所述时钟具有比编码信号更大的振幅，并且其发送速度是编码信号的发送速度的一半；检测在接收信号的步骤中接收的多电平信号的振幅电平；根据在检测振幅电平的步骤中检测到的振幅电平的改变模式来检测发生特定编码规则的规则违规的比特位置；并且校正对应于在检测违规的步骤中检测到的比特位置的振幅电平的检测值，以便解决规则违规。

根据如上所述的本发明的实施例，可以改善传输质量相对较高的环境中的传输质量，而不向发送数据增加专门的纠错码。

附图说明

图1是示出了采用并行发送方案的移动终端的配置示例的说明图；

图2是示出了采用串行发送方案的移动终端的配置示例的说明图；

图3是示出了采用一般串行发送方案的移动终端的功能配置示例的说明图；

图4是示出了AMI码的信号波形的说明图；

图5是示出了根据新方案的移动终端的功能配置示例的说明图；

图6是示出了根据新方案的发送信号(多电平码)生成方法和振幅确定方法的示例的说明图；

图7是示出了多电平码(6电平)的理想眼图的示例的说明图；

图8是示出了AMI码的编码规则和以AMI码作为基础的多电平码的振幅改变模式之间的对应关系的说明图；

图9是示出了根据本发明的一个实施例的检错方法的思想的说明图；

图10是示出了在接收侧观察到的多电平码的眼图的示例的说明图；

图11是示出了发送帧的帧结构的示例的说明图；

图12是示出了根据本实施例的移动终端的功能配置示例的说明图；

图13是示出了根据本实施例的纠错方法的示例的说明图；

图14是示出了根据本实施例的修改示例的移动终端的功能配置示例的说明图；以及

图15是示出了根据本实施例的修改示例的纠错方法的示例的说明图。

具体实施方式

以下，将参照附图详细描述本发明的优选实施例。注意，在本说明书和附图中，使用相同的参考标号来表示具有基本上相同的功能和结构的结构元件，并且省略这些结构元件的重复说明。

<描述流程>

将简要提及下述本发明的一个实施例的描述流程。首先，将参照图1描述采用并行发送方案的移动终端100的装置配置。在此，将指出与并行发送方案相关的缺点。然后，将参照图2描述采用串行发送方案的移动终端130的装置配置。然后，将参照图3描述一般移动终端130的功能配置。在此，将参照图4进行AMI码的简要描述。AMI是交替传号反转的缩写。

接着，将参照图5描述采用根据上述新方案的编码方法的移动终端130的功能配置。然后，将参照图6描述根据上述新方案的编码方法。然后，将参照图7和8描述根据上述新方案生成的线路码的振幅电平和AMI编码规则之间的关系。然后参照图8至11，将在描述发送错误的检测方法的同时描述在根据新方案发送线路码的情况下在传输线中发生的发送错误。

接着，将参照图12描述根据本发明的一个实施例的移动终端200的功能配置。在此，将参照图13描述根据该实施例的纠错方法。然后，将参照图14描述根据该实施例的修改示例的移动终端200的功能配置。在此，将参照图15描述根据该实施例的修改示例的纠错方法。最后，将总结该实施例的技术思想，并且简要描述通过该技术思想获得的操作效果。

(描述项目)

1：介绍

1-1：采用并行发送方案的移动终端100的配置

1-2：采用串行发送方案的移动终端130的配置

1-3：根据新方案的移动终端130的功能配置

2：实施例

2-1：AMI编码规则和多电平码的振幅模式

2-2：检错方法

2-3：移动终端200的功能配置

2-4：纠错方法

3：修改示例

3-1：移动终端200的功能配置

4：结论

<1：介绍>

首先，在详细描述根据本发明的一个实施例的技术之前，将简要概述本实施例要解决的问题。

[1-1：采用并行发送方案的移动终端100的配置]

首先将参照图1简要描述采用并行发送方案的移动终端100的装置配置。图1是示出了采用并行发送方案的移动终端100的装置配置的示例的说明图。在图1中，移动电话被示意性地图示为移动终端100的示例。但是，下述技术的应用范围不限于移动电话。例如，其可以应用于诸如笔记本PC或者各种便携式电子装置等信息处理设备。

如图1中所示，移动终端100主要包括显示单元102、液晶单元104(LCD)、连接单元106、操作单元108、基带处理器110(BBP)和并行信号路径112。LCD是液晶显示器的缩写。另外，显示单元102和操作单元108可以分别被称为显示器侧和主体侧。另外，为了说明的目的，描述通过并行信号路径112发送图像信号的情况作为一个示例。当然，要通过并行信号路径112发送的信号的类型不限于此，其还可以是例如控制信号、音频信号等。

如图1中所示，在显示单元102上设置了液晶单元104。通过并行信号路径112发送的图像信号输入到液晶单元104。液晶单元104根据输入的图像信号显示图像。此外，连接单元106是连接显示单元102和操作单元108的构件。形成连接单元106的连接构件具有使得显示单元102能够在例如Z-Y平面上旋转180度的结构。连接构件也可以被形成为使得显示单元102可以在X-Z平面上旋转。在这种情况下，移动终端100将具有能够折叠的结构。另外，连接构件也可以具有允许显示单元102在任意方向上自由移动的结构。

基带处理器110是计算处理单元，其向移动终端100提供通信控制功能和应用执行功能。从基带处理器110输出的并行信号通过并行信号路径112发送到显示单元102的液晶单元104。并行信号路径112设置有多条信号线。在例如移动电话的情况下，信号线的数量n大约是50条线。在液晶单元104的分辨率为QVGA的情况下，图像信号传输速度大约是130Mbps。并行信号路径112被连线以使得所述线通过连接单元106。

换言之，在连接单元106中设置了形成并行信号路径112的多条信号线。如上所述，如果增大连接单元106的移动范围，则移动会造成对并行信号路径112的损害的风险增大。这将导致并行信号路径112的可靠性降低。另一方面，如果保持并行信号路径112的可靠性，则将限制连接单元106的移动范围。因为这个原因，已经在移动电话等中广泛使用了串行发送方案，以便保持并行信号路径112的可靠性，同时也提高形成连接单元106的可移动构件的自由度。从电磁干扰(EMI)的角度看，也促进了传输线向串行发送方案的转移。

[1-2：采用串行发送方案的移动终端130的配置]

现在，将参照图2简要描述采用串行发送方案的移动终端130的装置配置。图2是示出了采用串行发送方案的移动终端130的装置配置的示例的说明图。在图2中，移动电话被示意性地图示为移动终端130的示例。但是，下述技术的应用范围不限于移动电话。例如，其可以应用于诸如笔记本PC或者各种便携式电子装置等的信息处理设备。此外，将使用相同的参考标号表示具有基本上与图1中所示的并行发送方案的移动终端100相同功能的结构元件，并且将省略这些结构元件的详细说明。

如图2中所示，移动终端130主要包括显示单元102、液晶单元104(LCD)、连接单元106和操作单元108。此外，移动终端130还包括基带处理器110(BBP)、并行信号路径132和140、串行器134、串行信号路径136以及解串行器138。

与如上所述的移动终端100不同，移动终端130通过串行发送方案经由通过连接单元106连线的串行信号路径136发送图像信号。因此，在操作单元108中设置了串行器134，以串行化从基带处理器110输出的并行信号。另一方面，在显示单元102中设置了解串行器138，以并行化通过串行信号路径136发送的串行信号。

串行器134将从基带处理器110输出并且通过并行信号路径132输入的并行信号转换为串行信号。已经由串行器134转换的串行信号通过串行信号路径136输入到解串行器138。当串行信号输入时，解串行器138从输入的串行信号中恢复初始并行信号。然后，解串行器138将并行信号通过并行信号路径140输入到液晶单元104。

在串行信号路径136中，可以单独发送由例如NRZ编码方案编码的数据信号，或者可以一起发送数据信号和时钟信号。串行信号路径136中的线的数量k比图1中移动终端100中的并行信号路径112中线的数量n小得多(1≤k＜＜n)。例如，线的数量k可以减少为只有几条线。因此，可以说，与串行信号路径136所通过的连接单元106的可移动范围相关的自由度比并行信号路径112所通过的连接单元106的自由度大得多。同时，也可以说，串行信号路径136的可靠性高。另外，诸如LVDS等的差分信号通常用于流过串行信号路径136的串行信号。LVDS是低电压差分信号的缩写。

至此已经简要描述了移动终端130的装置配置。采用串行发送方案的移动终端130的整体装置配置大致如上所述。但是，连接单元106中的信号线的数量可以减少多少依赖于流过串行信号路径136的信号的形式。串行器134和解串行器138用于确定该信号的形式。以下，将简要描述一般串行发送方案中的串行器134和解串行器138的功能配置。之后，将描述根据上述新方案的串行器134和解串行器138的功能配置。

(一般配置)

在此，将参照图3描述采用一般串行发送方案的移动终端130的功能配置。图3是示出了采用一般串行发送方案的移动终端130的功能配置示例的说明图。但是，应当注意，图3是主要图示串行器134和解串行器138的功能配置的说明图，省略了其他结构元件的描述。

(串行器134)

如图3中所示，串行器134包括P/S转换单元152、编码器154、LVDS驱动器156、PLL单元158和定时控制单元160。

如图3中所示，并行信号(P-DATA)和并行信号时钟(P-CLK)从基带处理器110输入到串行器134。输入到串行器134的并行信号由P/S转换单元152转换为串行信号。已经由P/S转换单元152转换的串行信号被输入到编码器154。编码器154向串行信号添加报头等，并且将其输入到LVDS驱动器156。LVDS驱动器156通过根据LVDS的差分发送方案将输入的串行信号发送至解串行器138。

相反，输入到串行器134的并行信号时钟被输入到PLL单元158。PLL单元158从并行信号时钟生成串行信号时钟，并且将其输入到P/S转换单元152和定时控制单元160。定时控制单元160根据输入的串行信号时钟控制编码器154的串行信号的发送定时。

(解串行器138)

另外，如图3中所示，解串行器138主要包括LVDS接收器172、解码器174、S/P转换单元176、时钟再生单元178、PLL单元180和定时控制单元182。

如图3中所示，串行信号通过根据LVDS的差分发送方案从串行器134发送到解串行器138。串行信号由LVDS接收器172接收。由LVDS接收器172接收的串行信号被输入到解码器174和时钟再生单元178。解码器174通过参照输入串行信号的报头来检测数据的开始部分，并且将信号输入到S/P转换单元176。S/P转换单元176将输入的串行信号转换为并行信号(P-DATA)。已经由S/P转换单元176转换的并行信号输出到液晶单元104。

对于时钟再生单元178而言，其使用内置的PLL单元180通过参照从外部输入的参考时钟(Ref.CLK)从串行信号时钟再生并行信号时钟。已经由时钟再生单元178再生的并行信号时钟输入到解码器174和定时控制单元182。定时控制单元182根据从时钟再生单元178输入的并行信号时钟控制接收定时。输入到定时控制单元182的并行信号时钟(P-CLK)输出到液晶单元104。

以这种方式，从基带处理器110输入到串行器134的并行信号(P-DATA)和并行信号时钟(P-CLK)被转换为串行信号，并且被发送到解串行器138。然后输入的串行信号由解串行器138恢复为初始并行信号和并行信号时钟。已经被恢复的并行信号和并行信号时钟输入到液晶单元104。在并行信号是图像信号的情况下，液晶单元104根据输入的并行信号显示图像。

至此已经描述了采用串行发送方案的移动终端130的一般功能配置。如上所述，通过将并行信号转换为串行信号并且发送串行信号来串行化传输线。作为结果，串行信号路径所通过的部分的移动范围增大，并且提高了显示单元102的布置上的自由度。因此，在移动终端130用于观看和收听电视广播等的情况下，例如可以改变移动终端130，以便从用户的视角看横向地布置显示单元102。自由度的提高带来了移动终端130的更宽的应用范围，从而除了各种类型的通信终端功能之外，还可以有诸如观看视频和收听音乐等很多种应用。

另外，上述示例描述了一种串行化诸如图像信号等的数据信号并且将其发送的方法。除了用于数据信号的传输线之外，在移动终端130的连接单元106中还至少设置了电源线。电源线上的中断将引起严重的破坏，因此，改善其可靠性极其重要。此外，在连接单元106的移动范围上施加的限制对于传输线的数量是1的情况和其是2或者更多的情况大不相同。因此，已经设计了一种方案，根据这种方案，数据信号被叠加在电源信号上发送。

这种方案用于将数据信号编码为不包括DC分量的诸如AMI码(参见图4)和曼彻斯特码等码的形式，并且通过将数据信号叠加在电源信号上来发送数据信号。使用这种方法将使得能够将连接单元106中传输线的数量减少电源线的数量。

(问题1的总结)

如上所述，像如上所述的移动终端100那样的并行发送方案不能良好地适合于自由改变操作单元108和显示单元102的位置关系。因此，已经提出了一种方法来像如上所述的移动终端130中那样提供串行器134和解串行器138，以使得可以进行串行发送并且增大显示单元102的移动范围。此外，为了进一步改善显示单元102的可移动性，已经提出了一种方案，用于通过利用不包括DC分量的码的特性来将信号叠加在电源线上并且发送该信号。

但是，如图3中所示，在移动终端130中使用PLL单元180(以下称为PLL)再生所接收的串行信号的时钟。该PLL是从根据曼彻斯特编码方案等编码的信号中提取时钟所必需的。但是PLL本身的功耗量不小。因此，提供PLL将把移动终端130的功耗提高PLL的功耗量。功耗量上的这种提高对于诸如移动电话等的小装置将是严重的问题。

考虑到这一问题，本发明的发明人已经设计了一种新的发送方案(新方案)，该方案发送不包括DC分量并且通过使用在时钟再生时不需要PLL电路的码来发送的信号，以便在解串行器138处不需要PLL。以下，将描述这种新方案。另外，虽然在下面的说明中将以AMI码为基础的根据新方案的编码方法作为具体示例，但是新方案的应用对象不限于AMI码。

[1-3：根据新方案的移动终端130的功能配置]

首先将简要描述AMI码，然后将描述根据新方案的移动终端130的功能配置和这样的移动终端130的编码方法。

(AMI码的信号波形)

首先，将参照图4简要描述AMI码的信号波形及其特性。图4是示出了AMI码的信号波形的示例的说明图。在以下说明中，假定A是任意正数。

AMI码是使用零电势来表达数据值0并且使用电势A和-A来表达数据值1的码。但是，注意，电势A和电势-A交替使用。即，在已经用电势A表达数据值1后，如果下一个数据比特也是1，则那个1将由电势-A表达。由于通过以这种方式反复地反转极性来表达数据值，因此AMI码不包含DC分量。

具有与AMI码相同类型特性的其他码包括例如将数据表达为PR(1，-1)、PR(1，0，-1)和PR(1，0，…，-1)等的部分响应方案。使用这种极性反转的传输码称为双极性码。或者也可以使用双编码(dicoding)方案等用于新方案的编码方法。在下面的说明中，将描述使用具有100％占空比的AMI码的编码方法作为示例。

图4示意性地示出了周期T1至T14的AMI码。在图中，数据值1在定时T2、T4、T5、T10、T11、T12和T14处出现。如果在定时T2处电势是A，则在定时T4处电势是-A。此外，在定时T5处电势是A。同样，对应于数据值1的振幅在正值和负值之间交替反转。这是上述的极性反转。

相反，数据值0总是由电势0表达。这种表达形式使得AMI码不包括DC分量。但是，如在定时T6至T9处可以看出，其有时导致连续电势0。连续电势0使得难以不使用PLL从信号波形中提取时钟分量。因此，本发明的发明人已经设计了一种在发送AMI码之前将时钟叠加在AMI码(或者具有等价特性的码)上的方法作为新方案。下面将详细描述这种方法。

(移动终端130的功能配置)

以下，将参照图5描述根据新方案的移动终端130的功能配置。图5是示出了根据新方案的移动终端130的功能配置的示例的说明图。但是，应当注意，图5是主要图示了串行器134和解串行器138的功能配置的说明图，并且省略了其他结构元件的描述。此外，省略了已经描述过的移动终端130的结构元件的详细描述。

(串行器134)

首先将描述串行器134。如图5中所示，由P/S转换单元152、LVDS驱动器156、PLL单元158、定时控制单元160和编码器192配置串行器134。与前述一般配置的主要不同点在于编码器192的功能。

如图5中所示，并行信号(P-DATA)和并行信号时钟(P-CLK)从基带处理器110输入到串行器134。输入到串行器134的并行信号由P/S转换单元152转换为串行信号。已经由P/S转换单元152转换的串行信号输入到编码器192。编码器192向串行信号添加报头等，并且生成发送帧(参见图11)。另外，编码器192通过下述新方案的编码方法对所生成的发送帧进行编码，并且生成发送信号。

接着，将参照图6描述由编码器192生成编码信号的方法。图6是示出了新方案的编码方法的示例的说明图。另外，图6图示了生成以AMI码作为基础的码的方法。但是，新方案不限于此并且可以被应用于具有与AMI码相同特性的任何码。例如，其可以被应用于双极性码和根据部分响应方案的码等。

图6的(C)中所示的信号是已经通过新方案的编码方法进行编码的信号。在这个信号中，数据值1用多个电势A1(-1，-3，1，3)表达，并且数据值0由与电势A1不同的多个电势A2(-2，2)表达。另外，信号被配置为使得极性被反转，从而也使得不连续地出现同一电势。例如，参照其中数据值0在定时T6至T9中连续出现的部分，电势是-2、2、-2、2。使用这种码使得即使同一数据值连续出现也可以通过检测上升沿和下降沿来再生时钟分量。

由于编码器192如上所述生成码，因此其设置有加法器ADD。如图6中所示，编码器192例如将输入的串行信号编码为AMI码(A)，并且将AMI码输入到加法器ADD。另外，编码器192生成具有AMI码的发送速度Fb的一半的频率的时钟(B)，并且将时钟输入到加法器ADD。在此，时钟的振幅是AMI码振幅的N倍(N＞1；在图6的示例中N＝2)。然后编码器192通过使用加法器ADD将AMI码和时钟相加，并且生成码(C)。此时，AMI码和时钟同步相加，其边缘对齐。

通过同步地相加AMI码(A)和时钟(B)获得的码(C)的振幅电平在图6中所示的示例中可以取6个值，即3、2、1、-1、-2和-3。即，发送信号是具有6个振幅电平的多电平信号。因此，与原样发送AMI码(A)的情况相比，发送信号的振幅电平的范围变得更宽，并且发送错误变得更可能出现。下面将详细描述这一点。另外，为了简化说明，已经在此描述了同步地相加AMI码(A)和时钟(B)的配置。但是，编码器192可以被配置为使得数据直接被编码为码(C)的波形。例如，在图6的情况下，数据序列0、1、0、1、1、0、…、1可以由编码器192直接转换为振幅电平2、-1、2、-3、3、-2、…、-1。

将再一次参照图5。已经由编码器192以如上所述的方式编码的串行信号输入到LVDS驱动器156。LVDS驱动器156通过根据LVDS的差分发送方案将输入的串行信号发送至解串行器138。另一方面，输入到串行器134的并行信号时钟输入到PLL单元158。PLL单元158从并行信号时钟生成串行信号时钟，并且将串行信号时钟输入到P/S转换单元152和定时控制单元160。定时控制单元160根据输入的串行信号时钟来控制编码器192发送串行信号的定时。如上所述，串行信号被编码并且从串行器134发送到解串行器138。

(解串行器138)

接着，将描述解串行器138。如图5中所示，主要由LVDS接收器172、S/P转换单元176、定时控制单元182、时钟检测单元196和解码器194配置解串行器138。与如上所述的一般配置的主要不同点在于存在没有PLL的时钟检测单元196。

如上所述，串行信号通过根据LVDS的差分发送方案从串行器134发送到解串行器138。串行信号由LVDS接收器172接收。由LVDS接收器172接收的串行信号输入到解码器194和时钟检测单元196。解码器194通过参照输入串行信号的报头检测数据的开始部分，并且解码根据由编码器192使用的编码方案编码的串行信号。

接着，将通过再一次参照图6来描述由解码器194进行解码的方法。如上所述，编码器192将串行信号编码为具有6个振幅电平的码(C)的信号波形。因此，解码器194可以通过执行阈值确定来解码初始信号，所述阈值确定用于确定所接收的信号的振幅电平是A1还是A2。例如，图6中的(C)中所示的四个阈值(L1、L2、L3、L4)用于区分对应于数据值1的振幅电平A1(-1、-3、1、3)和对应于数据值0的振幅电平A2(-2、2)。解码器194首先将输入信号的振幅电平与如上所述的四个阈值相比较，并且确定振幅电平是A1还是A2。然后，解码器194根据确定结果来解码原始NRZ数据，并且恢复被发送的串行信号。

将再一次参照图5。已经由解码器194解码的串行信号输入到S/P转换单元176。S/P转换单元176将输入串行信号转换为并行信号(P-DATA)。已经由S/P转换单元176转换的并行信号输入到液晶单元104。在并行信号是图像信号的情况下，液晶单元104根据图像信号显示图像。

现在，为执行上述的解码处理时钟变得必要。因此，时钟检测单元196在从LVDS接收器172输入的信号中检测时钟分量。如同已经说明的，图6中的码(C)通过同步地相加码(A)和时钟(B)来获得。因此，该码(C)具有每半个时钟周期极性反转的特性。当使用该特性时，通过将振幅电平和阈值电平L0(电势0)相比较并且检测振幅的极性反转周期来获得时钟分量。结果，时钟检测单元196在检测时钟分量时不必使用PLL。因此，不必设置PLL，从而可以在该程度上减小解串行器138的功耗和电路规模。

现在，由时钟检测单元196检测的时钟分量输入到解码器194和定时控制单元182。在根据多电平码的振幅电平确定来执行NRZ数据解码处理时使用输入到解码器194的时钟分量。另外，定时控制单元182根据从时钟检测单元196输入的时钟来控制接收定时。输入到定时控制单元182的时钟(P-CLK)输出到液晶单元104。

通过使用例如比较器来实现上述由解码器194和时钟检测单元196执行的阈值确定。在时钟检测单元196处从其中阈值是振幅电平0的比较器的输出结果中提取时钟分量。相反，解码器194例如使用具有四个阈值电平(即2.5、1.5、-1.5和-2.5)的比较器来确定6个振幅电平(即3、2、1、-1、-2和-3)。根据这些比较器的输出结果来确定对应于每个定时的振幅电平。此外，根据确定结果解码出初始NRZ数据。

如上所述，使用不包括DC分量并且可以根据极性反转周期来再生时钟分量的码允许解串行器138不使用PLL执行时钟检测，从而可以大大减小移动终端130的功耗。另外，上述示例图示了根据LVDS的差分发送方案。但是，也可以使用将多电平信号叠加在DC电源信号上并且将其发送的电源叠加方案。根据这种配置，可以进一步增大连接单元106的移动范围。

(问题2的总结)

至此已经描述了根据新方案的移动终端130的功能配置和编码/解码方法。如上所述，通过使用根据新方案的编码方法，大大减少了连接单元106中线的数量，此外，可以获得诸如电路规模和功耗量减小的显著效果。如上所述，已经开发了新方案用于装置内的信号发送。这样的传输线在质量上要比无线电信道高得多。但是，根据新方案的编码方法生成的发送信号是用多个振幅电平表达一个比特值的多电平信号。

因此，SN比必须比一般使用的用一个振幅电平来表达一个比特值的2电平发送信号的SN比高大约10dB。结果，在意外的外部噪声和装置内出现的噪声等的影响下，可能出现发送错误。例如，以AMI码作为基础的上述多电平信号的眼图将具有图7中所示的形式。但是，图7示意性地示出了在生成多电平码的时间点处的理想眼图，而实际上，在通过具有高频截止特性的滤波器电路或者传输线等时可以使边沿部分变圆，或者振幅的波形可能由于传输线中的噪声等是厚的，从而眼图将具有如图10中所示的形式。

在图7中的波形中，6个振幅电平3、2、1、-1、-2和-3以高度1的间隔清楚地划分。此外，每个振幅电平具有1/Fb的固定宽度。在这样的波形的情况下，不论在什么位置执行振幅电平的阈值确定，只要在宽度1/Fb中执行阈值确定就可以获得正确的振幅电平。即，如果所接收的信号和时钟正确地同步，则作为基于时钟的阈值确定的结果将检测到正确的振幅电平。但是，在图10中所示的波形的情况中，振幅电平将取决于在对应于每个振幅电平的宽度1/Fb中采样的位置而不同。

此外，可以从图10中的眼图看出，振幅电平本身在垂直轴方向上具有宽度。因此，即使对被认为具有相同的振幅电平的位置处的振幅电平采样，也会取决于采样时间而获得不同的振幅电平。如果宽度小，则使用设置在每个振幅电平的中间周围的阈值电平执行的阈值确定的结果将很少表示其他振幅电平。但是，如果宽度变大，则阈值确定的结果可能与实际振幅电平不同。

可以通过图10中所示的眼图中包括的眼睛(例如E1、E2)的睁开度来估计这样的错误出现的概率。在此睁开度表示与例如图7中所示的理想眼图的睁开面积相比眼睛的睁开面积。即，图7中所示的波形的眼睛的睁开度是100％。但是，如图10中所示，在高频截止的影响或者在噪声等的影响下，每只眼睛的睁开度通常会减小。此外，新方案的发送信号是多电平信号，因此对应于高振幅电平处的位置的眼睛的睁开度进一步大大减小。

例如，振幅电平2和3之间呈现的眼睛E1的睁开度小于振幅电平1和2之间呈现的眼睛E2的睁开度。类似地，振幅电平-2和-3之间呈现的眼睛的睁开度小于振幅电平-1和-2之间呈现的眼睛的睁开度。因此，错误趋向于出现在振幅电平3和-3的阈值确定中。类似地，在执行振幅电平2和-2的阈值确定的情况下比在确定振幅电平1和-1的情况下更可能出现错误。即，在阈值确定中出现错误的概率在根据新方案发送多电平信号的情况下比在原样发送具有AMI码的波形的发送信号的情况下要高。

因此，可以想到，执行纠错来处理以这种方式发生的发送错误。通常，为了改善发送质量，向发送数据增加诸如卷积码等的纠错码并且接收侧执行纠错。但是，采用了具有相对较高传输质量的传输线，对在这种传输线中发生的小发送错误执行使用卷积码等的高级纠错将是过度的。此外，这样的纠错将增加功耗和电路规模，因此是不期望的。因此，期望一种能够不用增加专门纠错码而改善传输质量的纠错方法。

<2：实施例>

考虑到如上所述的问题而设计了下述技术。以下，将描述本发明的一个实施例。本实施例提出了一种纠错方法，能够进一步改善在传输质量相对较高的环境中的传输质量而不向发送数据增加专门的纠错码。更具体地，从通过在接收侧的阈值确定所获得的振幅电平的模式检测编码规则违规，并且执行纠错以便解决编码规则违规。以下，将参照以AMI码为基础的多电平码作为具体示例来给出更详细的描述。

[2-1：AMI编码规则和多电平码的振幅模式]

首先，将参照图8描述AMI编码规则和基于AMI编码规则的多电平码的振幅模式之间的关系以及多电平码中的编码规则违规。图8是用于描述AMI编码规则和基于AMI编码规则的多电平码的振幅模式之间的关系以及用于描述多电平码中的编码规则违规的说明图。

图8以表格的形式描述了AMI码(AMI数据)的振幅电平、要同步地加到AMI码上的时钟(CLOCK)的振幅电平和多电平码(最终码)的振幅电平。另外，图6中所示的新方案的多电平码(C)是根据图8中所示的编码规则从AMI码(A)和时钟(B)生成的。

首先，将参照AMI数据1的行。AMI数据1的行与时钟2和-2相关联。此外，最终码3与时钟2相关联。类似地，最终码-1与时钟-2相关联。这表示作为向AMI数据1加上时钟2的结果而获得最终码3。类似地，表示作为向AMI数据1加上时钟-2的结果而获得最终码-1。

接着，将参照AMI数据0的行。AMI数据0的行与时钟2和-2相关联。此外，最终码2与时钟2相关联。类似地，最终码-2与时钟-2相关联。这表示作为向AMI数据0加上时钟2的结果而获得最终码2。类似地，表示作为向AMI数据0加上时钟-2的结果而获得最终码-2。

接着，将参照AMI数据-1的行。AMI数据-1的行与时钟2和-2相关联。此外，最终码1与时钟2相关联。类似地，最终码-3与时钟-2相关联。这表示作为向AMI数据-1加上时钟2的结果获得最终码1。类似地，表示作为向AMI数据-1加上时钟-2的结果而获得最终码-3。

为了解释的目的将再一次描述AMI编码规则。AMI编码规则用于通过振幅电平1或者-1表达数据值1，并且通过振幅电平0表达数据值0。AMI编码规则的特点在于，在对数据值1进行编码时参照之前输入的数据值1的振幅电平。具体地，如果前一个输入的数据值1被编码为具有振幅电平1，则当前输入的数据1将被编码为具有振幅电平-1。类似地，如果前一个输入的数据1被编码为具有振幅电平-1，则当前输入的数据1被编码为具有振幅电平1。因此，具有连续的振幅电平1的振幅模式或者具有连续的振幅电平-1的振幅模式是不可能的。

这些不可能的振幅模式将被称为编码规则违规。AMI编码规则违规如上所述。另外，以AMI码为基础的新方案的多电平码继承了AMI编码规则。因此，对于新方案的多电平码也存在基于AMI编码规则违规的编码规则违规。如上所述，根据AMI编码规则，其中振幅电平1连续出现的模式(1，1)是编码规则违规。当向AMI码的该模式同步地加上时钟(2，-2)时，对于多电平码获得模式(3，-1)。即，模式(3，-1)是以AMI码为基础的新方案的多电平码的编码规则违规。

类似地，根据AMI编码规则，其中连续地出现振幅电平-1的模式(-1，-1)是编码规则违规。当向AMI码的这个模式同步地加上时钟(2，-2)时，对于多电平码获得模式(1，-3)。即，模式(1，-3)是以AMI码为基础的新方案的多电平码的编码规则违规。另外，当也考虑同步地加上时钟(-2，2)的情况时，至少四个模式(3，-1)、(1，-3)、(-1，3)和(-3，1)是与上述新方案的多电平码相关的编码规则违规。应当注意，对于AMI码中的编码规则违规还存在其间存在振幅电平0的模式，诸如模式(1，0，1)等。

如上所述的编码规则违规通常不出现，除非发送侧意欲如此。但是，如果阈值确定的结果包括错误，则如上所述的编码规则违规可能出现。因此，本实施例提出了一种用于在接收侧检测如上所述的多电平码中的编码规则违规并且执行纠错以便解决编码规则违规的方法。但是，如上所述，本实施例中采取的传输线在传输质量上比无线电信道等高得多。因此，如果可以校正一个发送帧中的一个比特或者几个比特的错误就足够了。因此，本实施例提出了一种用于检测图8中图示的编码规则违规并且根据检测结果执行纠错的方法。

如上所述，对于AMI码中的编码规则违规还存在诸如模式(1，0，1)等的模式。为了检测这样的模式，需要保存与对应于之前检测的数据1的振幅电平的极性(+/-)相关的信息。此外，必须确定在模式(1，0，1)的哪个定时处发生错误。如果对应于AMI码的振幅电平0的阈值确定的结果有多个，则确定在哪个定时处发生错误的处理变得复杂。结果，将增大电路规模和功耗。

因此，本实施例并不旨在完美的纠错，而是旨在通过校正至少一部分错误来改善传输质量。为此，存在下述优点：本实施例的纠错方法的应用几乎不增大电路规模和功耗，并且其也可以相对容易地实现。

[2-2：检错方法]

在此，将参照图9更具体地描述根据本实施例的检错方法。图9示意性地示出了包括误码的接收波形。图9中所示的波形是当发送图6中的多电平码(C)时在接收侧所获得的波形。在该示例中，在定时T13处的振幅电平被噪声等影响。如图6中所示，在定时T13处的振幅电平本来是2。但是，在图9的示例中，在定时T13处的振幅电平在2和3之间，并且更接近3。因此，当执行阈值确定时，将振幅电平确定为3。

这样的错误确定使得定时T13和T14处的振幅电平的模式为(3，-1)。该振幅模式对应于图8中所示的多电平码中的编码规则违规。因此，根据该编码规则违规的检测而估计出在定时T13或者T14处出现了错误。根据本实施例，通过使用这样的方法来检测错误，并且校正所检测的错误。在图9的示例中，通过校正定时T13和T14处的振幅电平的任何一个来纠正错误。

如上所述，本实施例中采用的传输线的传输特性相对较好。因此，两个或者更多个电平的振幅电平的严重错误很少出现。相反，在这样的严重错误发生的情况下，本实施例的纠错方法不能获得足够的效果，因为错误随机且频繁地发生。为此，本实施例仅考虑向相邻的振幅电平的校正。例如，在图9的示例中，在定时T13处检测的振幅电平3可以被校正为振幅电平2。此外，在定时T14处检测的振幅电平-1可以被校正为振幅电平-2。另外，下面将详细描述根据本实施例的纠错方法。

如上所述，根据本实施例的检错方法基于多电平码中的编码规则违规。但是，在本实施例中，在许多情况下也使用如图11中所示的向发送帧增加CRC(循环冗余校验)来执行数据发送。因此，也可以由CRC另外执行检错。通过使用由CRC的检错，也可以检查由本实施例基于编码规则违规的纠错是否是正确的。下面将描述这些方法。在此，将参照图11简单描述发送帧的帧结构。

图11是在发送数据时使用的帧结构的示例。该发送帧F1包括同步码(SYNC)A1、数据A2和CRC码A3。如下所述，发送帧F1被编码为上述多电平码，并且作为多电平信号发送。另外，同步码A1是用于表示发送帧A1的开始位置的特定同步模式。数据A2是发送对象数据。例如，当用于移动电话等的应用时，将包括要发送到液晶单元104的图像数据和用于控制显示单元102的各种控制数据作为数据A2。CRC码A3用于数据A2的检错。通常使用具有大约16比特或者32比特码长的CRC码A3。

[2-3：移动终端200的功能配置]

接着，将参照图12描述根据本实施例的能够执行检错方法和纠错方法的移动终端200的功能配置。图12是示出了根据本实施例的移动终端200的功能配置示例的说明图。将简化或者省略与图5中所示的新方案的移动终端130基本上相同的部分的描述。

如图12中所示，移动终端200主要由发送单元202和接收单元204配置。另外，发送单元202和接收单元204通过传输线206连接。例如，使用同轴电缆或者双绞线作为传输线206。在传输其上叠加了电源的如上所述的多电平信号的情况下，使用同轴电缆。另外，发送单元202主要设置有SYNC增加单元212、CRC增加单元214和编码单元216。此外，接收单元204设置有解码单元232、SYNC检测单元234、错误模式检测/校正单元236和CRC校验单元238。

首先，向SYNC增加单元212输入2电平发送数据(NRZ数据)。当输入发送数据时，SYNC增加单元212向发送数据增加同步码。已经增加了同步码的发送数据输入到CRC增加单元214。当输入已经增加了同步码的发送数据时，CRC增加单元214向发送数据增加CRC码。通过以这种方式向发送数据增加同步码和CRC码生成具有图11中所示的结构的发送帧。所生成的发送帧输入到编码单元216。

当发送帧输入时，编码单元216根据AMI编码规则将输入的发送帧转换为AMI码。另外，编码单元216根据图8中所示的编码规则将AMI码转换为多电平码。即，编码单元216生成通过同步地将时钟加到AMI码波形所获得的多电平码波形。通过以这种方式根据图8的表从AMI码中的数据生成多电平码中的数据，不必实际执行同步地相加AMI码的信号波形和时钟的信号波形的信号处理。即，通过根据图8中所示的最终码中的数据调制载波，来生成基于多电平码的发送信号(多电平信号)。当然，可以通过由信号处理同步地相加时钟信号和基于AMI码的数据信号来生成多电平信号。

以这种方式获得的多电平信号通过传输线206发送到接收单元204。当多电平信号到达接收单元204时，其首先被输入到解码单元232。解码单元232通过比较器等执行阈值确定，并且检测多电平信号的振幅电平。另外，解码单元232根据所检测的振幅电平从多电平码中的数据解码2电平发送数据。此时，解码单元232通过使用图8中所示的编码规则从多电平码中的数据转换为AMI码中的数据，根据AMI编码规则解码所获得的AMI码中的数据，并且生成对应于发送帧的2电平数据。在解码单元232处生成的2电平数据(以下为解码数据)输入到SYNC检测单元234。

当解码数据输入时，SYNC检测单元234从解码数据检测同步码，并且检测发送帧的开始部分。然后，SYNC检测单元234将同步码之后的数据和CRC码输入到解码单元232。当由SYNC检测单元234以这种方式完成同步码的检测时，解码单元232对输入数据执行纠错。首先，解码单元232将多电平码的振幅数据和解码数据输入到错误模式检测/校正单元236。错误模式检测/校正单元236检查多电平码的振幅模式，并且检测编码规则违规。此时，错误模式检测/校正单元236检测其中连续两个比特的振幅模式是(3，-1)、(1，-3)、(-1，3)和(-3，1)的任何一个的部分。

当未检测到编码规则违规时，解码数据原样输入到CRC校验单元238。相反，如果检测到如上所述的振幅模式的任何一个，则错误模式检测/校正单元236根据图13中所示的校正规则校正解码数据。例如，当检测到模式(3，-1)时，错误模式检测/校正单元236认为正确的振幅电平的模式是(2，-1)并且将对应的比特的解码数据校正为(0，1)。类似地，当检测到模式(-1，3)时，错误模式检测/校正单元236认为正确的振幅电平的模式是(-1，2)并且将对应的比特的解码数据校正为(1，0)。

另外，当检测到模式(1，-3)时，错误模式检测/校正单元236认为正确的振幅电平的模式是(1，-2)，并且将对应的比特的解码数据校正为(1，0)。另外，当检测到模式(-3，1)时，错误模式检测/校正单元236认为正确的振幅电平的模式是(-2，1)，并且将对应的比特的解码数据校正为(0，1)。以这种方式校正的解码数据从错误模式检测/校正单元236输入到解码单元232。

解码单元232将已经由错误模式检测/校正单元236校正的解码数据和CRC码输入到CRC校验单元238。CRC校验单元238根据输入的CRC码对解码数据执行错误校验。由错误模式检测/校正单元236进行的检错和纠错仅被执行用于检测具有高概率为错误的比特，并且校正所检测的值。因此，执行CRC校验来检查纠错后的解码数据是否真的是正确的。另外，通过由CRC校验单元238执行的检错可以检查由错误模式检测/校正单元236进行的纠错是正确的还是不正确的。由CRC校验单元238检测到错误的解码数据被丢弃、或者原样输出作为接收数据。

已经由CRC校验单元238执行了错误校验的解码数据作为接收数据被输出到其他结构元件。例如，当发送单元202对应于如上所述的串行器134并且接收单元204对应于如上所述的解串行器138时，所接收的数据向液晶单元104等输出。另外，假定关于发送帧中一个比特的错误校正，执行由错误模式检测/校正单元236进行的纠错。因此，对每个发送帧执行大概一次这样的纠错是足够的。在检测到两次或者更多次编码规则违规的模式的情况下，错误由CRC校验单元238通过CRC校验来检测。

至此已经描述了根据本实施例的移动终端200的功能配置。如上所述，在设置了错误模式检测/校正单元236的情况下，可以校正发送错误从而可以进一步改善传输质量。另外，错误模式检测/校正单元236仅仅根据振幅模式来检测编码规则违规，选择将解决所检测的编码规则违规的特定振幅模式，并且执行对应于振幅模式的纠错。因此，在发送单元202处不必增加专门的纠错码，并且也几乎不增大接收单元204的电路规模。

[2-4：纠错方法]

在此，将参照图13给出根据本实施例的纠错方法的补充说明。图13示出了一种与作为编码规则违规的四个振幅模式相关的纠错方法。首先，关注在校正之前是编码规则违规的振幅电平模式(3，-1)。在这种模式的情况下，振幅电平3或者-1是错误。

但是，如上参照图10所述，与振幅电平2和1之间的眼睛E2相比，振幅电平3和2之间的眼睛E1的睁开度较小。因此，将振幅电平3误以为是振幅电平2的可能性比将振幅电平1误以为是振幅电平2的可能性(将振幅电平-1误以为是振幅电平-2的可能性)高。因此，如果检测到为编码规则违规的模式(3，-1)，则本实施例认为模式实际上是(2，-1)并且将对应的解码数据校正为(0，1)。

因为同一原因，当检测到为编码规则违规的模式(-1，3)时，认为模式实际上是(-1，2)并且将对应的解码数据校正为(1，0)。另外，当检测到为编码规则违规的模式(1，-3)时，认为模式实际上是(1，-2)，并且将对应的解码数据校正为(1，0)。此外，当检测到为编码规则违规的模式(-3，1)时，认为模式实际上是(-2，1)并且将对应的解码数据校正为(0，1)。根据该配置，可以从一个错误模式唯一地指定一个校正结果，并且可以减小用于纠错的处理负担。

至此已经描述了根据本实施例的纠错方法。在上面的说明中，为了说明的目的，一直将以AMI码为基础的多电平码作为示例。但是，本实施例的应用范围不限于AMI码，而是可以应用于基于任何编码方案的任何码，只要可以形成具有与根据新方案的特性等价的特性的波形。例如，其可以应用于部分响应码和传号反转(CMI)码等。

<3：修改示例>

在此将描述根据本实施例的修改示例。在上述说明中，已经提出了一种使用图13中所示的校正模式并且对多电平码的振幅电平3或者-3执行纠错的方法作为纠错方法。但是，取决于接收单元204的电路规模和处理能力，有时在也将其他振幅电平考虑在内的同时执行纠错是优选的。当然，通过也将其他振幅电平考虑在内，提高了纠错能力。因此，取决于实施例的模式来适当地选择要使用的纠错方法。以下，将描述被配置为也将其他振幅电平考虑在内的修改示例。

[3-1：移动终端200的功能配置]

首先，将参照图14描述移动终端200的功能配置。图14是示出了根据该修改示例的移动终端200的功能配置示例的说明图。另外，使用相同的参考标号表示基本上具有与图12中所示的移动终端200的结构元件相同功能的结构元件，并且省略这些结构元件的详细说明。

如图14中所示，主要由发送单元202和接收单元204配置移动终端200。发送单元202和接收单元204通过传输线206连接。另外，发送单元202主要设置有SYNC增加单元212、CRC增加单元214和编码单元216。因此，发送单元202的功能配置与图12中所示的移动终端200的功能配置基本相同。此外，接收单元204设置有解码单元232、SYNC检测单元234、错误模式检测/校正单元236、CRC校验单元252和254以及数据选择单元256。

首先，多电平信号通过传输线206发送至接收单元204。当多电平信号到达接收单元204时，其被输入到解码单元232。解码单元232通过比较器等执行阈值确定，并且检测多电平信号的振幅电平。另外，解码单元232根据所检测的振幅电平从多电平码中的数据检测2电平发送数据。此时，解码单元232通过使用图8中所示的编码规则从多电平码中的数据转换为AMI码中的数据，根据AMI编码规则解码所获得的AMI码中的数据，并且生成对应于发送帧的2电平数据。在解码单元232处生成的2电平数据(以下称为解码数据)输入到SYNC检测单元234。

当解码数据输入时，SYNC检测单元234从解码数据检测同步码，并且检测发送帧的开始部分。然后，SYNC检测单元234将同步码之后的数据和CRC码输入到解码单元232。当由SYNC检测单元234以这种方式完成同步码的检测时，解码单元232对输入数据执行纠错。首先，解码单元232将多电平码的振幅数据和解码数据输入到错误模式检测/校正单元236。错误模式检测/校正单元236检查多电平码的振幅模式，并且检测编码规则违规。此时，错误模式检测/校正单元236检测其中连续两个比特的振幅模式是(3，-1)、(1，-3)、(-1，3)和(-3，1)的任意一个的部分。

当未检测到编码规则违规时，解码数据原样输入到CRC校验单元252(#1)或者CRC校验单元254(#2)。相反，如果检测到如上所述的任何振幅模式，则错误模式检测/校正单元236根据图15中所示的校正规则(#1)、(#2)来校正解码数据。

例如，当检测到模式(3，-1)时，错误模式检测/校正单元236认为作为第一候选的正确的振幅电平的模式是(2，-1)，并且将对应的比特的解码数据校正为(0，1)(#1)。然后，错误模式检测/校正单元236将根据(#1)校正的解码数据作为解码数据候选(#1)反馈到解码单元232。另外，错误模式检测/校正单元236认为作为第二候选的正确的振幅电平的模式是(3，-2)，并且将对应的比特的解码数据校正为(1，0)(#2)。然后，错误模式检测/校正单元236将根据(#2)校正的解码数据作为解码数据候选(#2)反馈到解码单元232。

类似地，当检测到模式(-1，3)时，错误模式检测/校正单元236认为作为第一候选的正确的振幅电平的模式是(-1，2)，并且将对应的比特的解码数据校正为(1，0)(#1)。然后，错误模式检测/校正单元236将根据(#1)校正的解码数据作为解码数据候选(#1)反馈到解码单元232。另外，错误模式检测/校正单元236认为作为第二候选的正确的振幅电平的模式是(-2，3)，并且将对应的比特的解码数据校正为(0，1)(#2)。然后，错误模式检测/校正单元236将根据(#2)校正的解码数据作为解码数据候选(#2)反馈到解码单元232。

类似地，当检测到模式(1，-3)时，错误模式检测/校正单元236认为作为第一候选的正确的振幅电平的模式是(1，-2)，并且将对应的比特的解码数据校正为(1，0)(#1)。然后，错误模式检测/校正单元236将根据(#1)校正的解码数据作为解码数据候选(#1)反馈到解码单元232。另外，错误模式检测/校正单元236认为作为第二候选的正确的振幅电平的模式是(2，-3)，并且将对应的比特的解码数据校正为(0，1)(#2)。然后，错误模式检测/校正单元236将根据(#2)校正的解码数据作为解码数据候选(#2)反馈到解码单元232。

类似地，当检测到模式(-3，1)时，错误模式检测/校正单元236认为作为第一候选的正确的振幅电平的模式是(-2，1)，并且将对应的比特的解码数据校正为(0，1)(#1)。然后，错误模式检测/校正单元236将根据(#1)校正的解码数据作为解码数据候选(#1)反馈到解码单元232。另外，错误模式检测/校正单元236认为作为第二候选的正确的振幅电平的模式是(-3，2)，并且将对应的比特的解码数据校正为(1，0)(#2)。然后，错误模式检测/校正单元236将根据(#2)校正的解码数据作为解码数据候选(#2)反馈到解码单元232。

解码单元232将由错误模式检测/校正单元236校正的解码数据和CRC码输入到CRC校验单元252、254。此时，解码单元232将从错误模式检测/校正单元236获得的解码数据作为第一候选输入到CRC校验单元252(#1)。类似地，解码单元232将从错误模式检测/校正单元236获得的解码数据作为第二候选输入到CRC校验单元254(#2)。CRC校验单元252、254根据输入的CRC码对解码数据执行错误校验。校验结果和从CRC校验单元252、254输出的解码数据输入到数据选择单元256。

当校验结果从CRC校验单元252、254输入时，数据选择单元256丢弃通过CRC校验检测到错误的解码数据候选，并且选择和输出正确的解码数据候选。另外，在通过CRC校验确认两个解码数据候选均为错误的情况下，数据选择单元256随意地选择解码数据候选并且将其输出。从数据选择单元256输出的数据输出到其他结构元件。例如，当发送单元202对应于上述串行器134并且接收单元204对应于上述解串行器138时，所接收的数据向液晶单元104等输出。

至此已经描述了根据本实施例的修改示例的移动终端200的功能配置。如上所述，在该修改示例中，改变了要由错误模式检测/校正单元236执行的纠错方法。具体地，由于根据图15中所示的表格来执行纠错，因此也可以校正在振幅电平1和-1处发生的错误。结果，与图13中所示的纠错方法相比较，提高了纠错能力。

<4：结论>

最后，将简要总结本实施例的信号处理装置的功能配置和通过该功能配置所获得的效果。

首先，可以如下表达根据本实施例的信号处理装置的功能配置。所述信号处理装置包括如下所述的信号接收单元、振幅电平检测单元、违规检测单元和纠错单元。

如上所述的信号接收单元用于接收具有通过同步地相加编码信号和时钟而获得的信号波形的多电平信号，所述编码信号是基于特定编码规则生成的，所述时钟具有比编码信号更大的振幅并且其发送速度是编码信号的发送速度的一半。

以这种方式，信号处理装置通过上述信号接收单元接收多电平信号。如上所述，多电平信号具有通过同步地相加编码信号和时钟而获得的信号波形。当使用通过同步地加上时钟而获得的这样的信号波形时，时钟可以通过检测振幅电平的极性反转周期来再生。因此，不必在接收侧提供PLL，从而可以大大减小功耗量。此外，不必提供PLL，从而在这个程度上减小电路规模。

此外，如上所述的振幅电平检测单元用于检测由信号接收单元接收的多电平信号的振幅电平。

上述多电平信号的振幅电平是根据预先设置的多个阈值电平确定的。此时，在振幅电平的确定结果中可能出现错误。如上所述，多电平信号的振幅电平的波形变得比其上未叠加时钟的编码信号的波形更厚。因此，发送错误趋向于针对传输线上的高振幅电平而发生。为此，与原样发送编码信号的情况相比，在使用多电平信号的情况下，错误趋向于出现在由振幅电平检测单元对振幅电平的确定结果中。因此，上述信号处理装置具有下述的违规检测单元和纠错单元。

如上所述的违规检测单元用于根据由振幅电平检测单元检测的振幅电平的改变模式来检测发生了特定编码规则的规则违规的比特位置。此外，如上所述的纠错单元用于校正对应于由违规检测单元检测的比特位置的振幅电平的检测值，以便解决规则违规。

以这种方式，通过参照振幅电平的改变模式而检测编码规则违规，可以检测到发生了发送错误的位置。此外，通过校正振幅电平的检测值以便解决编码规则违规，可以校正发送错误。另外，在多电平信号通过其传输的传输线的传输质量相对较高的情况下，所接收的多电平信号中包括的错误比特的比例较小。因此，可以通过对发生了编码规则违规的比特位置执行纠错来充分地改善传输质量。

另外，即使增加了信号处理装置的纠错处理，电路规模也几乎不增大。因此，该技术适当地用于期望使用多电平信号并且在接收侧处省略PLL的装置中。例如，与上述信号处理装置相关的技术适当地用于移动电话、便携式信息终端、便携式游戏机、小笔记本PC等和小电子装置中。

(备注)

上述接收单元204是信号接收单元的示例。此外，上述解码单元232是振幅电平检测单元的示例。此外，上述错误模式检测/校正单元236是违规检测单元和纠错单元的示例。

本领域内的技术人员应该理解，根据设计要求和其他因素，可以进行各种修改、组合、子组合和改变，只要这些修改、组合、子组合和改变在所附权利要求或其等同内容的范围内。

本申请包含与在2009年5月8日提交于日本专利局的日本在先专利申请JP 2009-113892中公开的主题相关的主题，所述日本在先专利申请的整体内容通过引用合并在此。

Claims

1.一种信号处理装置，包括：

信号接收单元，用于接收多电平信号，所述多电平信号具有通过同步地相加编码信号和时钟而获得的信号波形，所述编码信号是基于特定编码规则而生成的，所述时钟具有比所述编码信号更大的振幅，并且所述时钟的发送速度是所述编码信号的发送速度的一半；

振幅电平检测单元，用于检测由所述信号接收单元接收的所述多电平信号的振幅电平；

违规检测单元，用于根据由所述振幅电平检测单元检测到的振幅电平的改变模式来检测发生所述特定编码规则的规则违规的比特位置；以及

纠错单元，用于将对应于由所述违规检测单元检测到的所述比特位置的振幅电平的检测值校正为与所述检测值相邻的振幅电平，以便解决规则违规。

2.根据权利要求1所述的信号处理装置，其中所述多电平信号具有通过同步地相加根据特定双极性编码规则生成的编码信号和所述时钟而获得的信号波形。

3.根据权利要求2所述的信号处理装置，

其中，所述信号接收单元接收多电平信号，所述多电平信号具有包括通过同步地相加根据AMI编码规则生成的编码信号和所述时钟而获得的6个振幅电平的信号波形，所述6个振幅电平分别是A3、A2、A1、-A1、-A2、-A3，其中|A3|＞|A2|＞|A1|，并且

其中，所述违规检测单元在由所述振幅电平检测单元从所述信号接收单元接收的所述多电平信号检测出的振幅电平中，识别连续两个比特的振幅电平从A3向-A1或者从A1向-A3改变的改变模式，并且将所识别的比特位置检测作为发生所述规则违规的比特位置。

4.根据权利要求3所述的信号处理装置，

其中，所述纠错单元

在由所述违规检测单元识别出从A3向-A1改变的改变模式的情况下，将对应于所识别的比特位置的振幅电平的检测值A3校正为A2，或者将所述振幅电平的检测值-A1校正为-A2，并且

在由所述违规检测单元识别出从A1向-A3改变的改变模式的情况下，将对应于所识别的比特位置的振幅电平的检测值A1校正为A2，或者将所述振幅电平的检测值-A3校正为-A2。

5.根据权利要求1所述的信号处理装置，还包括：

解码单元，用于根据已经由所述纠错单元校正的振幅电平解码出比特序列；以及，

检错单元，用于通过使用已经由所述解码单元解码的比特序列执行检错，

其中，在所述纠错单元处针对所述振幅电平的检测值存在多个纠错候选的情况下，由所述解码单元针对每个纠错候选解码出比特序列，并且通过由所述检错单元针对每个解码结果执行检错来输出正确的比特序列。

6.一种纠错方法，包括以下步骤：

接收具有通过同步地相加编码信号和时钟而获得的信号波形的多电平信号，所述编码信号是基于特定编码规则生成的，所述时钟具有比所述编码信号更大的振幅，并且所述时钟的发送速度是所述编码信号的发送速度的一半；

检测在接收信号的步骤中接收的所述多电平信号的振幅电平；

根据在检测振幅电平的步骤中检测到的所述振幅电平的改变模式来检测发生所述特定编码规则的规则违规的比特位置；并且

将对应于在检测违规的步骤中检测到的所述比特位置的振幅电平的检测值校正为与所述检测值相邻的振幅电平，以便解决规则违规。