CN101854866B - 超声波摄像装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种超声波摄像装置，其控制静电电容式微机械超声波换能器发送的超声波的波形，从而提高发送声压。对于发送超声波，使正负非对称波形根据电压值变化。

Description

超声波摄像装置

技术领域

本发明涉及一种静电电容式微机械超声波换能器以及超声波摄像装置，特别涉及一种使用了静电电容式微机械超声波换能器的超声波探测器的驱动方法。

背景技术

超声波探测器中目前使用的超声波换能器大多数利用例如PZT(锆钛酸铅)等的压电陶瓷类的压电效应以及逆压电效应来进行超声波的发送以及接收。代替这些压电型换能器开发了如下的静电电容式微机械超声波换能器(Capacitive Micro-machined Ultrasonic Transducer：cMUT，以下简记为cMUT)，该cMUT为了实现更加有效的并且宽频带的换能器阵列，采用由标准的硅处理技术进行的硅表面或体积的微细加工技术来制造。

cMUT在通常微米等级微细的领域中，由硅类等的半导体工艺中使用的材料制作由支柱固定住周围的振动膜(diaphragm)，在振动膜与底部基板内部或者表面设有电极，通过对两电极施加适当的电压从而作为电声转换器进行动作。

[专利文献1]国际公开小册子第01/097562号

由于cMUT原理上对于驱动电压表现出非线性响应，因此在以往的探测器上实现用于得到所希望的响应的驱动电压波形的控制较困难。

由于换能器的灵敏度是发送与接收双方的灵敏度相乘，因此理想的是具有较大的发送功率以及能够将非常微弱的声压转换为电的高接收灵敏度。cMUT在上下电极间设有空隙用于使振动膜振动，对于转换为较大发送功率，留取大的空隙从而以较大的振幅使振动膜振动即可。但是，若留取大的空隙，则存在相应需要的电压上升相反接收灵敏度下降这种的交换。因此，在受限的空隙中更有效地使振动膜振动这对于灵敏度提高是非常重要的。

对于振动膜在受限的空隙内进行较大的振动，使振动膜在空隙间的两端(从未施加电压时的振动膜的位置到底部面之间)移动即可。但是，由于cMUT在其动作原理上以非线性进行响应，因此输入驱动电压波形难以原样转换为振动膜的响应。因此，需要考虑了cMUT的非线性的驱动电压的控制。

发明内容

作为对cMUT的非线性响应的控制方法存在预先使输入波形发生变形的方法(例如专利文献1)。但是，存在如下的问题，即：以提高发送功率为目的要进行怎样的输入，或者在波数为多列的情况等的波形的振幅在时间上变化的情况下，如何实现所希望的波形并且有效地在空隙中使其振动。因此，本发明的目的是提供一种通过控制cMUT中进行驱动的电压波形、使振动膜在受限的空隙间有效地进行振动从而兼顾波形的调整与发送功率的提高的方法。

在驱动cMUT的电压波形的振幅中，根据电压或者时间改变正负的振幅比。

若将施加于电极间的电压设为V(t)＝V_dc+V_ac(t)(V_dc：直流偏置电压、V_ac(t)：交流偏置电压、t：时间)，将电极间的空隙设为d(t)，则施加于静电电容式换能器的振动膜的静电力与(V(t)/d(t))²成比例。此时，在时间上变动地相关联的力在V_dc固定时，由(V(t)/d(t))²＝(V_dc ²+2V_dcV_ac(t)+V_ac(t)²)/d(t)²得到第2项以后为(2V_dcV_ac(t)+V_ac(t)²)/d(t)²。相对于V_dc，V_ac(t)在某种程度上较小时，与V_ac(t)成比例并且与d(t)²成反比例。因而，若V_ac(t)增加V(t)变大，则由于振动膜移动从而电极间距离d(t)变小，因此施加于电极间的静电力并不单纯地与V_ac(t)成比例，而与d(t)²成反比例从而进一步增大。另一方面，越是V_ac(t)减少从而V(t)变小，则与V_ac(t)成比例的量越变小。因而，若输入正负对称波形，则由于在电极间距离缩短方向与展宽方向施加于膜的力变化，因此即使假定能够施加使振动膜变位至底部电极面附近，在反方向振动时也不能充分使其移动，有可能剩余可以振动的空隙。

因此，本发明中使施加于电极间的交流电流在电极间的振动膜振动方向非对称，并且根据所输入的电压在时间上改变其非对称性，从而得到所希望的波形并且谋求发送功率的提高。

作为本发明的一例，其具有单元阵列与电压控制部，单元阵列具有多个单元，单元具有第1电极、覆盖第1电极的第1部件、与第1电极对置设置的第2电极、覆盖第2电极的第2部件、以及与第1部件和第2部件连接的壁部件，电压控制部控制在第1电极与第2电极之间施加的电压，电压控制部具有：直流电压施加部，其在第1电极与第2电极之间施加直流电压；交流电压施加部，其在第1电极与第2电极之间施加交流电压；以及波形控制部，其基于交流电压与直流电压的电压值进行控制，使交流电压的振幅比经时变化。

(发明效果)

本发明可以进行波形调整并且有效地辐射发送声压，能够提高静电电容式超声波换能器的发送功率，并提高作为探测器的灵敏度。

附图说明

图1是表示超声波换能器的垂直剖面图。

图2是表示超声波换能器阵列的立体图以及探测器的图。

图3是表示超声波摄像装置的系统结构例的图。

图4是表示根据驱动波形(波数1)的cMUT的响应的图。

图5是表示根据多列并且在时间上振幅变动的驱动波形的cMUT的响应的图。

图6是表示发送灵敏度频带的图。

图7是表示正负对称波形的输入电压、振动膜的变位、发送声压波形的图。

图8是表示正负非对称波形(正负振幅比b/a＝2、3，可变)的输入电压、振动膜的变位、发送声压波形的图。

图9是表示根据对称波形输入与正负振幅比可变输入的发送声压的频谱的图。

图10是表示相对于驱动电压的发送功率的图。

图11是表示重叠了高斯包络的波形的图。

图12是重叠了高斯包络的波形的能谱。

符号说明：

1-基板

2-固定电极

3-可动电极

4-绝缘膜

5-绝缘膜

6-振动膜层

7-空隙层

8-支持壁

13-接线

20-直流电源

21-D/A转换器

22-A/D转换器

23-限压器

31-收发切换开关

32-电源

33-发送放大器

34-接收放大器

35-发送波束形成器

36-接收波束形成器

37-控制部

38-信号处理部

39-扫描转换器

41-正负对称输入波形

42-正负对称波形输入时的发送波形

43-正负非对称输入波形

44-正负非对称输入时的发送波形

50-正侧包络波形

51-负侧包络波形

52-载波波形

53-正侧包络波形

54-负侧包络波形

55-载波波形

60-显示部

61-发送增益

70-正负对称波形驱动电压

71-正负对称波形输入时的振动膜变位

72-正负对称波形输入时的发送波形

80-正负非对称波形驱动电压正负振幅比2固定

81-正负非对称波形驱动电压正负振幅比3固定

82-正负非对称波形输入时的振动膜变位正负振幅比2固定

83-正负非对称波形输入时的振动膜变位正负振幅比3固定

84-正负非对称波形输入时的发送波形正负振幅比2固定

85-正负非对称波形输入时的发送波形正负振幅比3固定

90-正负非对称波形驱动电压正负振幅比可变(最大为2)

91-正负非对称波形驱动电压正负振幅比可变(最大为3)

92-正负非对称波形输入时的振动膜变位正负振幅比可变(最大为

93-正负非对称波形输入时的振动膜变位正负振幅比可变(最大为

94-正负非对称波形输入时的发送波形正负振幅比可变(最大为2)

95-正负非对称波形输入时的发送波形正负振幅比可变(最大为3)

100-超声波换能器

110-载波波形

111-高斯包络

210-声透镜

220-声音匹配层

230-衬垫材料

240-导电性膜

1000-超声波换能器阵列

2000-超声波探测器

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。

对本发明的实施方式中所涉及的换能器以及装置结构等进行说明。图1是表示一个静电电容式超声波换能器即cMUT元件的垂直剖面图。超声波换能器(cMUT单元)100在由硅单结晶等的绝缘体或者半导体构成的平板状的基板1，形成由铝、钨或者钛等的导体构成的薄膜状的固定电极2，在固定电极2上形成振动膜层(振动膜)6。振动膜层6其周缘部由从基板竖起的支持壁8固定于基板，在振动膜层6与基板1之间形成周围由支持壁8密封的空隙层7。在空隙层7中配置覆盖绝缘膜5的可动电极3，可动电极3存在于振动膜层6的内部。在对固定电极2与可动电极3之间施加了电压时，可动电极3由静电力向基板侧变位。为了防止该变位过度从而可动电极3与固定电极2接触并导通，优选在固定电极2的上部设置绝缘膜4，或者由绝缘膜5覆盖可动电极3。此外，根据规格的要求，设计中要考虑可动电极3突出至振动膜层6的外侧的情况、到达支持壁8的情况、或者振动膜层6的厚度不是恒定等元件形状中各种的情况。

振动膜层6、支持壁8以及由绝缘膜5覆盖的可动电极3由可以使用半导体工艺技术进行加工的材料制作。例如，可以使用美国专利第6359367号中记载的材料。例如可以是硅、蓝宝石、所有形式的玻璃材料、聚合物(聚酰亚胺等)、多晶硅、氮化硅、氧氮化硅、金属薄膜(铝合金、铜合金、或者钨等)、旋涂玻璃(SOG)、植入型(implantable)涂料材料或者扩散涂料材料、以及由氧化硅及氮化硅等构成的生长膜。空隙层7的内部可以是真空，也可以填充空气或者某些气体。在稳定时(非动作时)，可动电极3与基板1之间的间隔(z方向)主要由振动膜层6、支持壁8以及可动电极3的刚性维持。

超声波换能器100作为夹着空隙层7以及绝缘层4配置了固定电极2与可动电极3的可变容量电容器进行动作。若对可动电极3施加力从而在z方向变位，则固定电极2与可动电极3之间的间隔改变，电容器的静电电容发生变化。由于可动电极3与振动膜层6结合，因此即使对振动膜层6施加力可动电极3也变位。此时，若在固定电极2与可动电极3之间积蓄电荷，则固定电极2与可动电极3的间隔发生变化，随着两电极间的静电电容变化在两电极间产生电压。这样一来，若超声波等的任意的带来力学上变位的力传播至振动膜层6，则其变位转换为电信号。另外，若对固定电极2与可动电极3提供电位差，则各自积蓄不同符号的电荷，并由静电力使可动电极3在z方向变位。此时，由于可动电极3与振动膜层6结合，因此振动膜层6也同时变位。这样，如果在振动膜层上部(z方向)存在空气、水、塑料、橡胶、生物等声响传播介质，则辐射出声音。也就是说，该超声波换能器100是具有如下功能的电声转换元件，其将输入的电信号转换为超声波信号并辐射至与振动膜层6相邻的介质，将从介质输入的超声波信号转换为电信号并进行输出。

图2是表示超声波换能器阵列1000的立体图。该超声波换能器阵列1000构成超声波探测器(probe)2000的接收发送面，在基板1将所述微细的(例如水平宽度50μm)超声波换能器100作为一个单元(元件)从而形成多个单元，每规定个数都由接线进行电气连接。虽然图中的单元呈六角形，但是单元的形状可以根据用途适当改变。另外，超声波换能器100的个数并不限于图中所示，可以通过半导体制造技术将更多的超声波换能器100的单元集成在更大型的基板上。此外，图2所述的超声波换能器100的排列只是一例，除蜂窝(honeycomb)状以外也可以是格子(grid)状等的其他排列方式。另外，排列面可以是平面状或曲面状的任意一种，其面形状也能够形成圆形状或者多角形状等。或者，也可以以直线状或曲线状排列超声波换能器100。

如图3所示，各个单元或者每个以规定个数汇集的单元经由收发切换开关31连接至具有该超声波探测器2000的超声波摄像装置的发送波束形成器35以及接收波束形成器36。超声波探测器2000作为通过由电源32进行驱动的直流电源20、发送放大器33以及接收放大器34形成超声波波束的阵列进行动作，用于超声波的收发。收发信号由控制部37根据目的进行控制。收发信号由控制部进行波形控制，在经由发送波束形成器35、D/A转换器21、发送放大器33设定了任意的波形或振幅以及延迟时间的状态下，对各个单元或汇集单元的信道的电极施加电压。另外，以防止对探测器施加过大的电压、或者控制发送波形为目的，具有限压器23。接收信号经由接收放大器34、A/D转换器22以及接收波束形成器23之后，在信号处理部38中通过B模式断层图像处理或者多普勒(Doppler)处理转换为视频信号，并经由扫描转换器39在显示部60进行显示。另外，图3所示的构成要素的一部分也可以在探测器2000的内部作为构成要素的一部分来构成。下面，对超声波信号的发送以及直至图像显示的流程进行概要说明。

一般情况下，超声波摄像装置以二维平面或者三维来显示生物体内的结构。因此，在超声波的发送或者接收中，使用阵列型的超声波探测器，在各信道中设定电气的延迟操作或者使用的信道数并进行波束形成，在二维或者三维内扫描超声波的焦点来进行摄像。这些操作在发送波束形成器35或者接收波束形成器36内部进行。另外，由控制部37配合各种摄像模式来进行波束形成的控制。由发送波束形成器35进行控制的探测器内的各信道经由发送放大器施加电压，从各信道辐射出的超声波以在某焦点相位重合的方式进行发送。由于发送与接收使用相同的探测器交替进行，因此需要由收发切换开关31进行发送与接收的切换。接收时由接收放大器34对接收信号进行放大，经由接收波束形成器36在信号处理部38中检测信号。信号处理部38中通过对各信号进行整相相加、滤波处理、对数压缩、检波这种的过程，从而形成对应扫描转换前的声场扫描的二维图像或者三维图像数据。利用多普勒效应的血流摄像时，另外由其他的滤波器进行处理之后，通过正交检波、距离选通处理等形成数据。这些数据由扫描转换器39进行扫描转换并作为对显示部60的视频信号进行输出。以上的控制以及显示部的调整使用者能够经由用户界面24来进行。

超声波探测器2000例如具有如下的换能器阵列1000：将多个超声波换能器100的群以长条状进行排列从而形成阵列型，或者将多个超声波换能器100以扇状进行排列从而形成凸起型。另外，该超声波探测器2000中，在超声波换能器100的介质(被检体)侧配置使超声波波束收束的声透镜210、使超声波换能器100与介质(被检体)之间的声音阻抗匹配的声音匹配层220或导电性膜240，另外，在其背面侧(相对于介质侧的反面)能够设置并使用吸收超声波的传播的衬垫(backing)材料230。

超声波换能器发送的波形虽然根据B模式断层图像或进行血流测量的彩色多普勒等用途从而是多种多样的，但是在此是在彩色多普勒等情况下使用的波形，图11中表示波数为多个并且在时间方向包络函数重叠的波形。在此，所谓在时间方向使包络函数重叠是指对于某载波的波形(图11中的110)存在时间依赖性的权重函数(图11中的111)重叠。包络函数中根据用途存在高斯函数、汉宁(Hanning)函数、矩形函数或其组合等各种函数。

图11的例子中使高斯函数包络重叠。图12中表示高斯函数包络的频率空间的能谱。由图12可知，在频率空间，高斯函数包络中以载波频率f0为中心呈高斯型分布。图11所示的高斯函数型包络波形用于如下的情况中，即：多普勒测量等在某狭窄频带中发送多个波数并且使信号处理中的SNR(信号噪声比)提高的情况。输入多个相同振幅的波的情况下，若矩形包络那样波形急剧上升，则载波频率以外的分量增加。另一方面，通过使在时间上平缓上升的包络重叠，能够抑制载波频率以外的分量，防止信号处理的过程中出现噪声。

彩色多普勒测量的情况下，为了求得血流等移动的反射源的移动速度，利用多普勒效应。此时，从波形的相位偏移求得某特定频率的频率偏移(Δf)，最终换算为速度。因此，基本频率以外的其他频率分量在测量相位偏移上成为噪声源。因此，在多普勒测量中，仅基本频率的能谱较大这对于精度是重要的指标。因而，通过使高斯函数这种的包络重叠来抑制载波频率分量以外的频率，使其形成更窄频带。其他特征是为了提高SN(灵敏度)而输入多个波。

接下来，对通过本发明受限空隙中的cMUT的发送功率增加的原理进行说明。若对cMUT100的固定电极2以及振动膜侧电极3施加电位差，则如图1所示那样在作用于电极间的静电力下振动膜层6产生变位。此时，由于振动膜层6的中心部与固定振动膜层的周边部相比在结构上刚性较小，因此其变位比周边部剧烈。若将ε设为电极间的有效的介电常数，将S设为电极面积，将d设为电极间距离，将V_dc设为施加于电极间的直流电位差，将V_ac设为施加于电极间的交流电压，则作用于振动膜层的静电力F_e将时间作为变量如下式进行表示。

F_e(t)≈εS*V_dc*V_ac(t)/d(t)²      ...(1)

如该式(1)所示，静电力对于相同的施加电压、相同的电极面积，对于电极间的距离d(t)越小则其值越大的交流电压V_ac(t)具有非线性特性。因而，在d(t)较小的状况下、即V_ac(t)较大振动膜层6进一步靠近基板的状况下，较大的静电力在起作用，另外在相反的状况下只有小的静电力起作用。此时，若如图4(A)所示那样使交流电压V_ac(t)为正负对称波形，则如图4(B)所示正负非对称的波形作为声压进行输出。

因此，为了减少这种cMUT的非线性特性，考虑到施加正负非对称的驱动电压。例如，如图4(C)所示，通过使V_ac(t)的正负的振幅比以不是1的某一恒定比例(b/a≠1)成为正负非对称，得到图4(D)所示的比对称波形输入大的发送功率。

但是，如果波数为1个，则某个最合适的比(b/a)固定即可，但是在上述的多普勒波形(图5(A))这种的多个波数(多列)中并且振幅在时间上变动(经时变动)的情况下，在各个振幅中非线性的程度不同。因此，为了形成最合适的非对称波形输入，如图4(C)所示使b/a并不固定，优选根据如图5(B)所示那样在时间上变动的振幅使其变化。也就是说，输入至探测器的电压波形成为在最终要作为声压波形发送的载波波形中重叠了包络函数的波形，进一步成为重叠了根据其包络改变正负振幅比的函数的波形。

在此，表示若作为输入使用调整了输入波形的正负振幅比的正负非对称波形，则通过有效地使用受限的空隙从而发送功率增大。另外，表示根据在时间上变动的振幅联动地改变该正负的振幅比，并不是仅仅增大发送功率，而是通过在较窄的频带集中功率从而在多普勒测量中出现最合适的发送频谱。

下面，利用更加具体的实施例对本发明进行说明。

在第1实施方式中，超声波换能器100(图1)的元件结构中调整施加于电极间的驱动电压波形。由此，能够使发送功率增加。另外，也可以如上述那样在时间上改变正负的振幅比。以下，表示由该结构对波形的影响。本研究中对计算机提供详细的设计值，对水中的发送特性进行了数值模拟。

本实施例的超声波换能器100的基板1的材质设定为硅(Si)，振动膜层6的材质设定为氮化硅(SiN)，绝缘膜4、5的材质设定为氧化硅(SiO)，固定电极2、可动电极3的材质设定为铝。另外，空隙层7的内部设定为真空。

对水平方向的形状进行叙述。本实施例的超声波换能器100以及比较例的超声波换能器200的各要素全部呈圆形。超声波换能器100的空隙层7的最大直径设定为50μm，可动电极3的直径也相同地设定为50μm。固定电极2的直径设定为与空隙层7的直径相同。

对垂直方向的结构进行叙述。本实施例的超声波换能器100的厚度中，振动膜层6设定为1700nm，绝缘层4、5的厚度设定为200nm，将空隙层7的厚度设定为100nm。虽然电极层3的厚度可忽略，但是在设计的调整的范围中对验证本发明的效果没有影响。

另外，偏置直流电压设定为振动膜接触底部基板的电压即崩溃(collapse)电压的90％。此外，本结构中的崩溃电压为75V。所谓崩溃电压是指如下的电压，即：如cMUT那样2个电极经由空隙由振动膜这种具有某种刚性的物体支撑时，若在两电极间施加直流电压则在某时间点作用于两电极间的静电力将超过振动膜的刚性，所述电压是振动膜以其刚性不能保持空隙的电压。因而，通常偏置直流电压设定为崩溃电压以下。根据设计虽然也有设定为崩溃电压以上的情况，但是在此采用标准的使用方法。

图6中表示本结构以及本偏置条件中的发送灵敏度频带。一般的换能器的定义中仅发送或者仅接收的灵敏度的情况下，灵敏度从最大灵敏度频率下降-3dB的区域为灵敏度频带。在本结构中2MHz至16MHz为灵敏度频带。因此，中心频率(灵敏度频带中)为(16MHz+2MHz)/2＝9MHz。不过，在灵敏度频带内灵敏度最高的频率是7MHz附近。

图7、图8中表示施加于本结构的全电压(A)、振动膜的变位(B)、发送声压波形(C)。图7中输入电压为正负对称波形，载波在灵敏度频带的灵敏度最高的频率附近即7.5MHz重叠高斯包络函数，波数约为10。图8是在图7中重叠的高斯包络函数中再次重叠与该高斯包络函数成比例的振幅比的波形。下面，由公式表示上述的关系。

V_ac(t)＝sin(ωt)×Gauss(t)×Ratio(Gauss(t)，polarity)    ...(2)

在此，sin(ωt)为载波的波形，Gauss(t)为重叠于载波的高斯包络函数、Ratio(Gauss(t)，polarity)是正负的振幅权重，与高斯函数为相同正负的函数。也就是说，图7所示的以往类型的施加电压是式(2)的Ratio在时间上常时为1(Ratio＝1)，图8是表示根据正负的极性乘以Ratio与高斯函数Gauss(t)成比例的权重的情况。例如，在包络的顶点的振幅最大的点处(图7中为包络函数在时间上的中心点，时间(Time)＝1)正负振幅比为b/a＝2(波形90)或者3(波形91)，除此之外的点处与包络函数成比例的减小。另外，在正负非对称波形中，有可能根据电压值负侧的振幅比直流偏置电压大。该情况下，本来要减小的电位差反而增大，静电力在电极间产生吸引方向的力。这与在负侧降低电压时的目的相反。因此，这种情况下，也就是直流偏置电压与交流电压的和(V_dc+V_ac)与直流电压电压的符号相反时，使用限幅器减小交流电压的振幅，从而使其和不与直流电压的符号相反。

着眼于图7、图8的(B)图的变位。位移(Displacement)为0时没有施加电压时，意味着负极侧变位至底部基板侧。在图7以及图8中，在Time＝0的时间点仅施加了直流偏置电压的状态下，振动膜以约50nm变位至底部基板侧。由图7(B)可知，在交流电压正负对称波形中，振动膜的变位相对于振动膜到达接触的附近即初期空隙的-100nm，相反侧的变位没有到达0[nm]附近，没有有效地利用可以振动的空隙。另一方面，在图8所示的输入为非对称波形中，从-100至0nm在较大的空隙间进行振动。图8(B)所示的振动膜变位92对应图8(A)的电压波形90，振动膜变位93对应图8(A)的电压波形91。

为了定量地表示发放功率的增加，图10中对相对于交流电压V_ac的变化的发送声压功率进行划分。发送功率是将图7、图8的(C)分别转换为频谱之后载波频率即7.5MHz处的功率。根据实用的观点，交流电压可以施加的最大值设定为直至振动膜层接触底部基板，并由接触的V_ac(V_{ac_critical})进行归一化。此外，图7、图8所示的条件是从图10中的V_ac/V_{ac_critical}＝1至崩溃电压的大约2.5％的低电压、即振动膜接触底部基板侧之前。

若以图10的发送功率进行比较，则对于对称波形输入在正负振幅可变的情况下增加大约3dB的发送功率。在V_{ac_critical}附近最大振幅比b/a为2以及3处没有发现较大的差。在本计算中，由于是完全相同的结构与偏置电压，因此接收灵敏度在对称输入与非对称输入中是相同的。因而，发送功率的增加直接成为发送灵敏度的增加。发送灵敏度3至5dB的增加作为超声波诊断装置中的灵敏度其效果极其大。

图9中表示根据对称波形输入与正负振幅可变输入的发送声压的频谱。由图9可知，在正负振幅可变输入的情况下，不仅基本频率的功率增大，而且基本频率周边的带宽与对称波形的情况相比也变窄，在载波波数中能量集中。这是由于本发明中通过根据V_ac(t)的振幅值改变正负的振幅比，从而降低cMUT依赖于V_ac(t)的非线性特性，从而使发送波形接近于正负对称。在正负非对称波形的频谱中，虽然功率向载波频率以外扩散，但是根据本发明若发送波形接近于正负对称，则抑制向载波频率以外的功率分散。在多普勒测量中，在较窄频带集中功率这对于速度测量精度以及灵敏度是有利的。本发明满足了该条件，在如多普勒测量那样输入多列且在时间上振幅变动的波形中，实现了兼顾精度以及灵敏度提高。

这样，在多列波形输入中，考虑了cMUT的非线性特性从而抑制正负的振幅比，可以提高空隙的利用效率，在较窄频带内增加发送能量。

Claims (10)

1.一种超声波摄像装置，其特征在于，

具有单元阵列与电压控制部，

所述单元阵列具有多个单元，所述单元具有：

第1电极；

第1部件，其覆盖所述第1电极；

第2电极，其与所述第1电极对置而设置；

第2部件，其覆盖所述第2电极；以及

壁部件，其连接所述第1部件与所述第2部件，

所述电压控制部控制在所述第1电极与所述第2电极之间施加的电压，

所述控制部具有：

直流电压施加部，其在所述第1电极与所述第2电极之间施加直流电压；

交流电压施加部，其在所述第1电极与所述第2电极之间施加交流电压；以及

波形控制部，其基于所述交流电压与所述直流电压的电压值进行控制，使所述交流电压的正负的振幅比随时间变化。

2.根据权利要求1所述的超声波摄像装置，其特征在于，

所述波形控制部进行控制，使所述交流电压的波形中的比所述直流电压的值高的区域的振幅与低的区域的振幅之比随时间变化。

3.根据权利要求1所述的超声波摄像装置，其特征在于，

所述波形控制部使所述交流电压的波形中的比所述直流电压的值高的区域的振幅与低的区域的振幅之间的关系为非对称。

4.根据权利要求1所述的超声波摄像装置，其特征在于，

所述波形控制部使所述交流电压的波形为具有多个波数的波形。

5.根据权利要求1所述的超声波摄像装置，其特征在于，

所述波形控制部使所述交流电压的波形为在载波波形中重叠了包络函数的波形。

6.根据权利要求1所述的超声波摄像装置，其特征在于，

所述波形控制部对所述交流电压的波形进行控制，使在比所述直流电压的值高的区域中的振幅与低的区域中的振幅之比可变。

7.根据权利要求1所述的超声波摄像装置，其特征在于，

所述波形控制部使所述交流电压的波形为在时间方向重叠了包络函数的波形。

8.根据权利要求1所述的超声波摄像装置，其特征在于，

所述波形控制部使所述交流电压的波形为在载波波形中重叠了包络函数以及正负的振幅权重函数的波形。

9.根据权利要求2所述的超声波摄像装置，其特征在于，

所述波形控制部使所述交流电压的波形的所述比与高斯包络函数成比例地变化。

10.根据权利要求1所述的超声波摄像装置，其特征在于，

所述波形控制部对于所述交流电压的波形，在所述直流电压与所述交流电压之和与所述直流电压的符号相反时减小所述交流电压的振幅。

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