CN101820704A - 电流均衡化装置、led照明器具、lcd背光模块、lcd显示设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供电流均衡化装置、LED照明器具、LCD背光模块、LCD显示设备。本发明具有：输出交变电流的电力供给构件(10)；以及多个串联电路，其连接于电力供给构件(10)的输出，而且在该串联电路中串联连接有一个以上的绕组(N1、S1)、一个以上的整流元件(D1、D2)以及一个以上的负载(LED1a、LED2a)。分别流过多个串联电路的电流基于一个以上的绕组(N1、S1)所产生的电磁力而被均衡化。

Description

电流均衡化装置、LED照明器具、LCD背光模块、LCD显示设备

技术领域

本发明涉及用于使流过并联连接的多个负载的电流均衡化的电流均衡化装置、LED照明器具、LCD背光模块、LCD显示设备。

背景技术

以往，作为用于使串联连接的多个LED(Light Emiting Diode：发光二极管)点亮的LED点亮装置，例如公知有日本特开2004-319583号公报(专利文献1)和日本特开2006-12659号公报(专利文献2)。

在专利文献1所公开的LED照明装置中，将由多个LED串联连接而构成的多个LED单元并联连接而构成。但是，当在将由多个LED串联连接而构成的多个LED单元并联连接的状态下进行驱动时，LED单元的电压(各个LED的顺方向电压Vf)降存在波动。因此，并联连接的LED单元的电流变得不平衡。因此，在专利文献1中，通过利用恒流电路使恒定电流流过各个LED单元，来使得流过LED单元的电流平衡。

在专利文献2所公开的放电灯点亮电路中，使用变压器来使流过并联连接的多个CCFL(冷阴极射线管)的电流平衡。CCFL被交流驱动，因此在平衡变压器中流过正弦波电流。因此，通过构成为CCFL和平衡变压器串联连接，平衡变压器的二次绕组成为闭合电路，来使得电流平衡。

但是，在专利文献1中，若连接恒流电路，则各个LED单元的电压降的差变成损失。

在专利文献2中，由于使用平衡变压器使电流平衡，因此不会产生CCFL的电压的波动所导致的损失。但是，在仅流过直流电流的LED中，无法通过变压器使直流电流平衡。即，平衡变压器在频率升高时能够较小，而在频率降低时较大。另外，在直流时，由于变压器饱和，因此，无法使用平衡变压器。

发明内容

本发明提供一种能够降低流过阻抗不同的多个负载的电流平衡电路中的损失从而实现高效化的电流均衡化装置、LED照明器具、LCD背光模块、LCD显示设备。

本发明的电流均衡化装置具有：输出交变电流的电力供给构件；以及多个串联电路，其连接于所述电力供给构件的输出，并且在该串联电路中串联连接有一个以上的绕组、一个以上的整流元件以及一个以上的负载，分别流过所述多个串联电路的电流基于所述一个以上的绕组所产生电磁力而被均衡化。

本发明的LED照明器具具有所述电流均衡化装置，所述负载是LED负载。

本发明的LCD背光模块具有所述电流均衡化装置，所述负载是使LCD元件(cell)发光的LED负载。

本发明的LCD显示设备具有所述电流均衡化装置，所述负载是使LCD元件发光的LED负载。

附图说明

图1是本发明的实施例1的电流均衡化装置的构成图。

图2是本发明的实施例1的电流均衡化装置的动作波形。

图3是本发明的实施例2的电流均衡化装置的构成图。

图4是本发明的实施例3的电流均衡化装置的构成图。

图5是本发明的实施例4的电流均衡化装置的构成图。

图6是本发明的实施例5的电流均衡化装置的构成图。

图7是本发明的实施例6的电流均衡化装置的构成图。

图8是本发明的实施例6的电流均衡化装置的动作波形。

图9是本发明的实施例7的电流均衡化装置的构成图。

图10是本发明的实施例8的电流均衡化装置的构成图。

图11是本发明的实施例8的电流均衡化装置的动作波形。

图12是本发明的实施例9的电流均衡化装置的构成图。

图13是本发明的实施例9的电流均衡化装置的动作波形。

图14是本发明的实施例10的电流均衡化装置的构成图。

图15是本发明的实施例10的电流均衡化装置的动作波形。

图16是本发明的实施例11的电流均衡化装置的构成图。

图17是本发明的实施例11的电流均衡化装置的动作波形。

图18是本发明的实施例12的电流均衡化装置的构成图。

图19是本发明的实施例13的电流均衡化装置的构成图。

图20是本发明的实施例14的电流均衡化装置的构成图。

图21是用于说明本发明的实施例14的电流均衡化装置的平衡变压器的复位的动作的动作波形。

图22是用于说明本发明的实施例14的电流均衡化装置的平衡变压器的复位的动作的动作波形。

图23是本发明的实施例15的电流均衡化装置的构成图。

图24是用于说明本发明的实施例15的电流均衡化装置的平衡变压器的复位的动作的动作波形。

图25是用于说明本发明的实施例15的电流均衡化装置的平衡变压器的复位的动作的动作波形。

图26是本发明的实施例16的电流均衡化装置的构成图。

图27是本发明的实施例17的电流均衡化装置的构成图。

图28是本发明的实施例18的电流均衡化装置的构成图。

图29是本发明的实施例19的电流均衡化装置的构成图。

图30是本发明的实施例20的电流均衡化装置的构成图。

图31是本发明的实施例21的电流均衡化装置的构成图。.

具体实施方式

下面，参照附图对具有本发明的实施方式的电流均衡化装置的电力供给装置详细进行说明。

首先，变压器能够使交流电流平衡，但在LED这样的直流驱动电路中变压器不能平衡直流电流。因此，本发明的特征在于，具有多个串联电路，该串联电路连接于输出交变电流的电力供给构件的输出，并且在该串联电路中串联连接有一个以上的绕组、一个以上的整流元件以及一个以上的负载，分别流过多个串联电路的电流基于一个以上的绕组所产生电磁力而被均衡化。

在下面说明的各实施例中，表示了使该电流均衡化装置中的阻抗不同的负载为LED的例子。

(实施例1)

图1是本发明的实施例1的电流均衡化装置的构成图。

在图1所示的实施例中，供给交变电流的电力供给构件10由以下部分构成：直流电源Vin；连接于直流电源Vin的两端的变压器T的一次绕组Np与由MOSFET构成的开关元件Q1的串联电路；以及变压器T的二次绕组Ns。通过开关元件Q1的接通断开动作，从变压器T的二次绕组Ns的两端输出交变电流。

在变压器T的二次绕组Ns的一端连接有绕组N1的一端，在绕组N1的另一端连接有对交变电流进行半波整流的二极管D1的阳极，在二极管D1的阴极和二次绕组Ns的另一端之间，连接有负载LD1(LED1a～LED1e)。在实施例1中，第一串联电路由绕组N1、二极管D1和负载LD1构成。

另外，在变压器T的二次绕组Ns的一端连接有绕组S1的一端，在绕组S1的另一端连接有对交变电流进行半波整流的二极管D2的阳极，在二极管D2的阴极与二次绕组Ns的另一端之间连接有负载LD2(LED2a～LED2e)。在实施例1中，第二串联电路由绕组S1、二极管D2和负载LD2构成。绕组N1和绕组S 1彼此电磁耦合而构成变压器T1。另外，实施例1中的负载LD1的阻抗和负载LD2的阻抗互不相同。

图2是本发明的实施例1中的电流均衡化装置的动作波形。在图2中，V(Q1)是开关元件Q1的漏极-源极间电压，I(Q1)是流过开关元件Q1的漏极的电流，I(NS)是流过变压器T的二次绕组Ns的电流，I(D1)和I(D2)是流过二极管D1和D2的电流，V(LED1a-e)是负载LD1(LED1a～LED1e)的两端电压，V(LED2a-e)是负载LD2(LED2a～LED2e)的两端电压。

首先，在时刻t0，开关元件Q1接通，变压器T的绕组Np的始绕端(beginning)为负电位，绕组Ns的始绕端也为负电位。因此，在从时刻t0开始的期间ST1中，与绕组Ns连接的第一串联电路和第二串联电路中，由于各个串联电路中含有的二极管D1、D2，不会流过从绕组Ns供给的交变电流，在变压器T以及第一和第二串联电路中没有电流流过。因此，变压器T的励磁电流以Vin→Np→Q1→Vin的路径流动。

当开关元件Q1在时刻t1断开时，在期间ST1内蓄积在变压器T中的励磁电流产生使绕组Np的始绕端成为正电位的逆电动势。因此，绕组Ns的始绕端也成为正电压。因此，在从时刻t1开始的期间ST2内，连接于串联电路的二极管导通，电流以Ns→N1→D1→负载LD1→Ns的路径、以及Ns→S1→D2→负载LD2→Ns的路径流动。这样，在各个串联电路中，流过大小随时间而变化的、即具有交流成分的电流I(D1)和I(D2)。

电流I(D1)和I(D2)流过绕组N1和绕组S 1，要产生与各个电流对应的磁通。此时，绕组N1和绕组S1构成变压器T1，因此，在各个绕组产生的磁通以使磁通的大小均匀化的方式相互作用。从而，这些电流I(D1)和I(D2)即使在本来各自的大小互不相同的情况下，也会均衡化(均匀化)成固定的值，并供给至负载LD1和负载LD2。这样，负载LD1和负载LD2虽然阻抗彼此不同，但是，第一串联电路的电流I(D1)和第二串联电路的I(D2)彼此相等。

另外，在实施例1中，通过绕组所产生的电磁力使得电流被均衡化，因此会产生主要基于绕组电阻的损失。该损失与专利文献1中的恒流电路中的损失相比非常小，因此，能够降低平衡电路中的损失。

另外，在该实施例1中，负载LD1和负载LD2是将多个LED串联连接起来而成的照明装置。因此，通过向负载LD1和负载LD2供给进行了均衡化后的电流，能够使多个LED均匀地发光，例如，能够使液晶显示器(LCD)均匀地照明。

图3至图6所示的实施例2到实施例5是以使连接多个与电力供给构件10连接的串联电路时的各个绕组电流均衡化的方式磁耦合变压器的方法。

(实施例2)

图3是表示本发明的实施例2的电流均衡化装置的构成的方框图。在图3所示的实施例2中，在电力供给构件10的输出连接有：绕组S4、绕组N1、二极管D1、和由LED1a～LED1e构成的负载LD1的串联电路；绕组S1、绕组N2、二极管D2、和由LED2a～LED2e构成的负载LD2的串联电路；绕组S2、绕组N3、二极管D3、和由LED3a～LED3e构成的负载LD3的串联电路；以及绕组S3、绕组N4、二极管D4、和由LED4a～LED4e构成的负载LD4的串联电路。

绕组N1(以及N2、N3、N4)和绕组S 1(以及S2、S3、S4)以使二极管进行半波整流的电流均衡化的方式磁耦合，从而构成变压器T1(以及T2、T3、T4)。

即，各个串联电路具有串联连接的两个绕组，两个绕组分别作为变压器的一次绕组和二次绕做被电磁耦合。

在实施例2的连接中，变压器T1(以及T2、T3、T4)的绕组N1(以及N2、N3、N4)和绕组S1(以及S2、S3、S4)，根据其特性，流过绕组N1(以及N2、N3、N4)和绕组S1(以及S2、S3、S4)的电流相等。从电力供给构件10供给的电流能够在被均衡化后供给到负载LD1、负载LD2、负载LD3、负载LD4。因此，实施例2也能够获得与实施例1的电流均衡化装置相同的效果。另外，在串联电路上连接有两个绕组，因此能够减小作为平衡变压器使用的变压器，能够使用同一变压器。

(实施例3)

图4是表示构成本发明的实施例3的电流均衡化装置的构成的方框图。在图4所示的实施例3中，在电力供给构件10的输出连接有：绕组N1、二极管D1、以及由LED1a～LED1e构成的负载LD1的串联电路；绕组N2、二极管D2、以及由LED2a～LED2e构成的负载LD2的串联电路；绕组N3、二极管D3、以及由LED3a～LED3e构成的负载LD3的串联电路；绕组N4、二极管D4、以及由LED4a～LED4e构成的负载LD4的串联电路。

另外，绕组S1、绕组S2、绕组S3和绕组S4以闭环方式连接，绕组N1(以及N2、N3、N4)和绕组S1(以及S2、S3、S4)彼此电磁耦合从而构成变压器T1～T4。即，各个串联电路具有一个绕组，与各自的绕组电磁耦合的绕组为串联连接，从而构成闭环，在绕组S1、绕组S2、绕组S3、绕组S4中流过相等的电流。

通过二极管D1(以及D2、D3、D4)进行半波整流后得到的电流流过绕组N1(以及N2、N3、N4)，以该电流与绕组S1(以及S2、S3、S4)中流过的电流均衡化的方式磁耦合，构成变压器T1(以及T2、T3、T4)。因此，在实施例3的连接中，变压器T1(以及T2、T3、T4)的绕组N1(以及N2、N3、N4)与绕组S1(以及S2、S3、S4)，由于其特性，流过绕组N1(以及N2、N3、N4)和绕组S1(以及S2、S3、S4)的电流相等。从电力供给构件10供给的电流能够在被均衡化后供给至负载LD1、负载LD2、负载LD3、负载LD4。因此，能够获得与实施例1的电流均衡化装置相同的效果。另外，作为平衡变压器能够使用同一变压器。

(实施例4)

图5是表示本发明的实施例4的电流均衡化装置的构成的方框图。在图5所示的实施例4中，在电力供给构件10的输出连接有：绕组N1、二极管D1、和由LED1a～LED1e构成的负载LD1的串联电路；绕组S1、绕组N2、二极管D2、和由LED2a～LED2e构成的负载LD2的串联电路；绕组S2、绕组N3、二极管D3、和由LED3a～LED3e构成的负载LD3的串联电路；绕组S3、二极管D4、和由LED4a～LED4e构成的负载LD4的串联电路。

绕组N1(以及N2、N3)和绕组S1(以及S2、S3)以使二极管进行半波整流的电流均衡化的方式磁耦合，从而构成变压器T1(以及T2、T3)。即，设置有具有一个绕组的电联电路与具有两个绕组的串联电路，各自的绕组作为变压器的一次绕组和二次绕组电磁耦合。

在实施例4的连接中，变压器T1(以及T2、T3)的绕组N1(以及N2、N3)和绕组S1(以及S2、S3)，由于其特性，流过绕组N1(以及N2、N3)和绕组S1(以及S2、S3)的电流相等。从电力供给构件10供给的电流能够在被均衡化后供给至负载LD1、负载LD2、负载LD3、负载LD4。因此，能够获得与实施例1的电流均衡化装置相同的效果。另外，实施例4能够除去实施例2和3的由绕组N4和绕组S4构成的变压器T4，因此，能够构成价格便宜的电流均衡化装置。

(实施例5)

图6是表示本发明的实施例5的电流均衡化装置的构成的方框图。在图6所示的实施例5中，在电力供给构件10的输出连接有：绕组N3、绕组N1、二极管D1、和由LED1a～LED1e构成的负载LD1的串联电路；绕组N3、绕组S1、二极管D2、和由LED2a～LED2e构成的负载LD2的串联电路；绕组S3、绕组N2、二极管D3、和由LED3a～LED3e构成的负载LD3的串联电路；绕组S3、绕组S2、二极管D4、和由LED4a～LED4e构成的负载LD4的串联电路。

绕组N1(以及N2、N3)和绕组S1(以及S2、S3)以使二极管进行半波整流的电流均衡化的方式磁耦合，从而构成变压器T1(以及T2、T3)。在实施例5的连接中，变压器T1(以及T2、T3)的绕组N1(以及N2、N3)与绕组S1(以及S2、S3)，由于其特性，流过绕组N1(以及N2、N3)和绕组S1(以及S2、S3)的电流相等。从电力供给构件10供给的电流被均衡化后供给至负载LD1、负载LD2、负载LD3、负载LD4。因此，能够获得与实施例1的电流均衡化装置相同的效果。另外，实施例5能够除去实施例2和3的由绕组N4和绕组S4构成的变压器T4，因此，能够构成价格便宜的电流均衡化装置。

(实施例6)

图7是本发明的实施例6的电流均衡化装置的构成图，其特征在于从电力供给构件10a供给的交变电流为正弦波状的电流。

在图7所示的实施例6中，为了供给正弦波状的交变电流，在直流电源Vin的两端，连接有由MOSFET构成的开关元件QH与由MOSFET构成的开关元件QL的串联电路。在开关元件QH和开关元件QL的连接点上，连接有变压器T的一次绕组Np与电流共振电容器Cri的串联共振电路。变压器T具有漏电感Lr1、Lr2。Lp是变压器T的励磁电感。低压侧驱动器(low side driver)13驱动开关元件QL，高压侧驱动器(high side driver)15驱动开关元件QH。

由于开关元件QH和开关元件QL交替地接通断开，因此，能够从变压器T的绕组Ns供给通过漏电感Lr1、Lr2和电流共振电容器Cri共振后的正弦波状的电流。

图8是本发明的实施例6的电流均衡化装置的动作波形。在图8中，V(QH)是开关元件QH的漏极-源极间电压，I(QH)是流过开关元件QH的漏极的电流，V(QL)是开关元件QL的漏极-源极间电压，I(QL)是流过开关元件QL的漏极的电流，I(NS)是流过绕组Ns的电流，I(D1)是流过二极管D1的电流，I(D2)是流过二极管D2的电流，V(LED1a-e)是负载LD1的两端电压，V(LED2a-e)是负载LD2的两端电压。

首先，在时刻t0，在开关元件QL为断开状态的时候，当开关元件QH接通时，变压器T的绕组Np的始绕端成为负电压，绕组Ns的始绕端也成为负电压。因此，在时刻t0开始的期间ST1内，与绕组Ns连接的第一和第二串联电路各串联电路中，由于所包含的二极管D1、D2，不会流过从绕组Ns供给的交变电流。因此，在第一和第二串联电路中不会流过电流。所以，流过开关元件QH的电流I(QH)以Vin(正极)→QH(DH)→Lr1→Lp→Cri→Vin(负极)的路径从负极开始流动，并且，通过电流共振电容器Cri、励磁电感Lp以及漏电感Lr1的共振，电流I(QH)随时间增加。另外，此时电流共振电容器Cri被充电。

接下来，在时刻t1，当开关元件QH断开、开关元件QL接通时，流过励磁电感Lp的电流以Lp→Cri→DL(QL)→Lr1→Lp的路径流动。因此，绕组Np的始绕端成为正电压，绕组Ns的始绕端也成为正电压。

因此，在从时刻t1开始的期间ST2内，连接于第一和第二串联电路的二极管D1和D2导通，通过绕组N1的电流以Ns→N1→D1→负载LD1→Ns的路径和Ns→S1→D2→负载LD2→Ns的路径流动。

该电流以Cri→Np→Lr2→Lr1→QL(DL)→Cri的路径经变压器T从电流共振电容器Cri进行供给，因此，通过电流共振电容器Cri和漏电感Lr1+Lr2的共振而流过电流，从而供给正弦波状的半波电流。这样，在各串联电路中，流过大小随时间变化、即具有交流成分的电流I(D1)以及I(D2)。因此，能够获得与实施例1中的电流均衡化装置相同的效果。而且，由于在电流均衡化电路中流过正弦波状的电流，因此，相对于实施例1的电流均衡化装置，能够实现低噪声化。

另外，实施例6中的电力供给构件10a能够连接从实施例2到实施例5所示的多个串联电路。

(实施例7)

图9是本发明的实施例7的电流均衡化装置的构成图，其特征在于，从电力供给构件10b供给的交变电流为正弦波状的电流，相对于实施例6中的电流均衡化装置，不同点在于在变压器T的输入侧采用了回扫有源钳位(fly backactive clamp)方式。

在图9所示的实施例7中，在直流电源Vin的两端，连接有变压器T的一次绕组Np和电压共振电容器Crv的串联共振电路。在电压共振电容器Crv的两端，连接有开关元件QL和二极管DL。

在变压器T的一次绕组Np的两端，连接有电流共振电容器Cri和开关元件QH的串联电路。在开关元件QH的两端，连接有二极管DH。变压器T具有漏电感Lr1、Lr2。Lp是变压器T的励磁电感。另外，二极管DL、DH可以是开关元件QL、QH的寄生二极管Di。

实施例7的电力供给构件10b是对实施例6的电力供给构件10a的结构进行了变更而得到的结构，其通过调换直流电源Vin和电流共振电容器Cri而构成。实施例7的动作为与实施例6的动作大致相同的动作波形，从实施例7的电力供给构件10b供给的交变电流成为正弦波状的电流。因此，能够获得与实施例6的电流均衡化装置相同的效果。

另外，实施例7中的电力供给构件10b能够连接从实施例2到实施例5所示的多个串联电路。

(实施例8)

图10是本发明的实施例8的电流均衡化装置的构成图，其特征在于从电力供给构件10供给的交变电流被平滑化后供给到负载。

在图10所示的实施例8中，在供给交变电流的电力供给构件10的两端，连接有：由绕组N1、对交变电流进行半波整流的二极管D1、和负载LD1(LED1a～LED1e)构成的第一串联电路；以及由绕组S1、对交变电流进行半波整流的二极管D2、和负载LD2(LED2a～LED2e)构成的第二串联电路。另外，在二极管D1(D2)上与负载LD1(负载LD2)并联地连接有平滑电容器C1(C2)。即，实施例8中的电流均衡化装置在具有平滑电容器C1、C2这一点与实施例1中的电流均衡化装置不同。

图11是本发明的实施例8的电流均衡化装置的动作波形。在实施例8的电流均衡化装置中，由于向负载供给通过电容器C1、C2进行平滑化后的电流，因此负载电流I(LED1a-e)和I(LED2a-e)的电流是平滑的电流。由于能够将平滑的电流供给到负载，因此，能够获得与实施例1的电流均衡化装置相同的效果，由于供给到负载的电流峰值降低，因此能够减轻施加于负载的应力。

另外，能够将实施例8的电力供给构件10置换成实施例6和7中的电力供给构件10a、10b。另外，实施例8的平滑电容器C1、C2能够应用于从实施例2到实施例5所示的多个串联电路中。

(实施例9)

图12是本发明的实施例9的电流均衡化装置的构成图，其特征在于，将对从电力供给构件10a供给的交变电流进行平滑后得到的电流提供给负载。在图12所示的实施例9中，由于将通过电容器C1、C2平滑化后的电流提供给负载，因此，负载电流I(LED1a-e)和I(LED2a-e)的电流是平滑的电流。由于能够将平滑的电流提供给负载，因此，能够获得与实施例6的电流均衡化装置相同的效果，由于在负载中流动的电流峰值降低，因此能够减轻施加于负载的应力。

另外，能够将实施例9中的电力供给构件10a置换成实施例7的电力供给构件10b。

(实施例10)

图14是本发明的实施例10的电流均衡化装置的构成图，其特征在于从电力供给构件10a供给的交变电流在整个周期中都被整流。

在图14所示的实施例10中，在供给正弦波状的交变电流的电力供给构件10a的两端连接有：由绕组N1、对交变电流进行半波整流的二极管D1、和负载LD1(LED1a～LED1e)构成的第一串联电路；由绕组S1、对交变电流进行半波整流的二极管D2和负载LD2(LED2a～LED2e)构成的第二串联电路。在二极管D1(D2)上与负载LD1(负载LD2)并联地连接有平滑电容器C1(C2)。而且，负载LD1(负载LD2)经电容器C10与电力供给构件10a连接，在负载LD1(负载LD2)和电容器C10的连接点与绕组N1(S1)之间连接有二极管D10。即，实施例10的电流均衡化装置与实施例9的电流均衡化装置的不同点在于，实施例10的电流均衡化装置将通过电容器C1、C2平滑化之后的电流、以及用电容器C10对与在绕组Ns中产生的负电压对应的半波电流进行平滑化后得到的电流供给到负载。

图15是本发明的实施例10的电流均衡化装置的动作波形。

首先，在时刻t0，在开关元件QH为断开状态的时候，当开关元件QL接通时，绕组Np的始绕端的电压成为负电压，绕组Ns的始绕端也成为负电压。因此，在从时刻t0开始的期间ST1内，对二极管D1、D2附加逆方向电压，因此，在第一和第二串联电路中没有电流流过。

但是，对二极管D10附加顺方向电压，电流从绕组Ns以Ns→C10→D10→Ns的路径流动。该电流经变压器T从绕组Np进行供给，因此，电流I(QL)以Cri→Np→QL(DL)→Cri的路径从负极开始流动，并通过电流共振电容器Cri、电感Lr1和电感Lr2的共振而成为正弦波状的半波电流，并随时间而增加，在时刻t1变成零。

接下来，在时刻t2，当开关元件QL断开、开关元件QH接通时，流过电感Lp的电流以Lp→Lr1→QH(DH)→Vin→Cri→Lp的路径流动，变压器T的绕组Np的始绕端成为正电压，绕组Ns的始绕端也成为正电压。因此，在从时刻t2开始的期间ST3内，连接于串联电路的二极管D1、D2导通，电流以通过绕组N1的Ns→N1→D1→负载LD1→Ns的路径和Ns→S1→D2→负载LD2→Ns的路径流动。

该电流以Vin→QH(DH)→Lr1→Lr2→Np→Cri→Vin的路径流动，经变压器T从Vin进行供给，并通过电流共振电容器Cri和漏电感Lr1+Lr2的共振使电流流动，从而供给正弦波状的半波电流。

这样，在各个串联电路中流过大小随时间变化的、即具有交流成分的电流I(D1)和I(D2)。因此，能够获得与实施例1的电流均衡化装置相同的效果。另外，本发明由于使用变压器T的全波，因此变压器T的使用率提高，所以能够使变压器T小型，从而能够构成价格便宜的电流均衡化装置。

另外，可以将实施例10的电力供给构件10a置换成实施例1和7的电力供给构件10、10b。另外，实施例10的电容器C10和二极管D10可以应用于实施例2到实施例5所示的多个串联电路。

(实施例11)

图16是本发明的实施例11的电流均衡化装置的构成图，其特征在于，从电力供给构件10a供给的交变电流在整个周期被整流，而且将平滑化后的电流供给到负载。

图16所示的实施例11的电流均衡化装置相对于图7所示的实施例6构成为：通过追加二极管D10和电容器C10来用电容器C10对从电力供给构件10a供给的交变电流进行平滑化，并将平滑化后的电流供给到负载。实施例11通过使用变压器T的全波来提高变压器T的使用率，因此能够使变压器T小型。另外，相对于图14所示的实施例10，能够删除电容器C1、C2。因此能够构成价格便宜的电流均衡化装置。

图17是本发明的实施例11的电流均衡化装置的动作波形。图17的实施例11的动作波形为组合了图7的实施例6的动作波形的图8而成的动作波形，因此省略说明。

另外，能够将实施例11中的电力供给构件10a置换成实施例1和7的电力供给构件10、10b。另外，实施例11的电容器C10和二极管D10可以应用于实施例2到实施例5所示的多个串联电路。

(实施例12)

图18是本发明的实施例12的电流均衡化装置的构成图，其特征在于具备：检测多个串联电路的电流的电流检测构件；对通过电流检测构件检测到的电流检测值和基准电压进行比较的比较构件；以及根据比较构件的输出来控制交变电流的控制构件。

图18所示的实施例12的电流均衡化装置具有包含与实施例6的电力供给构件10a相同的结构的电力供给构件10c。在电力供给构件10c的输出连接有实施例2的串联电路，通过平滑电容器C1(以及C2、C3、C4)平滑后的电流被供给到一端与GND连接的负载LD1(以及LD2、LD3、LD4)。另外，在负载LD1(以及LD2、LD3、LD4)与二次绕组Ns之间追加了电阻Rs来作为电流检测构件。在二次绕组Ns和电阻Rs的连接点上连接有由电阻Ris和电容器Cis构成的滤波电路的输入端。在作为比较电路和控制电路的PRC电路1的一个输入端子上连接有滤波电路的输出端，在另一输入端子上连接有为负电压的基准电压Vref。

电阻Rs统一检测流过负载LD1(以及LD2、LD3、LD4)的电流，并经滤波电路将电流检测值输出到PRC电路1。PRC电路1对电流检测值和基准电压Vref进行比较，并根据其误差输出来控制开关元件QH和开关元件QL的接通时间的比率以使流过负载的电流恒定。

另外，各部的波形与图13所示的各部的波形基本相同，因此在此省略说明。

因此，根据实施例12的电流均衡化装置，能够获得与实施例9的电流均衡化装置相同的作用效果，并且能够将流过负载LD1(以及LD2、LD3、LD4)的电流控制为恒定。另外，由于使负载的一端直接连接于GND电位，因此价格便宜而且能够实现低噪声化。

另外，实施例12的电流检测构件、比较构件以及控制电路可以应用于实施例2到实施例5所示的多个串联电路。另外，滤波电路也可以省略。

(实施例13)

图19是本发明的实施例13的电流均衡化装置的构成图，其特征在于具备：检测多个串联电路的电流的电流检测构件；对电流检测构件的检测值和基准电压进行比较的比较构件；以及根据比较构件的输出来控制交变电流的控制构件。

图19所示的实施例13的电流均衡化装置具有包含与实施例6的电力供给构件10a相同的结构的电力供给构件10d。在电力供给构件10d的输出连接有实施例2的串联电路，并设置有实施例10的电容器C10和二极管D10。另外，在负载LD1(以及LD2、LD3、LD4)、与电容器C10和二极管D10的连接点之间追加了电阻Rs来作为电流检测构件。在负载LD1(以及LD2、LD3、LD4)和电阻Rs的连接点上连接有由电阻Ris和电容器Cis构成的滤波电路的输入端。在作为比较电路和控制电路的PFM电路1a的一个输入端子上连接有滤波电路的输出端，在另一输入端子上连接有为正电压的基准电压Vref。

电阻Rs统一检测流过负载LD1(以及LD2、LD3、LD4)的电流，并经滤波电路将电流检测值输出到PFM电路1a。PFM电路1a对电流检测值和基准电压Vref进行比较，并根据其误差输出来控制开关元件QH和开关元件QL的接通断开频率以使流过负载的电流恒定。

另外，各部的波形与图15所示的各部的波形基本相同，因此在此省略说明。

因此，根据实施例13的电流均衡化装置，能够获得与实施例12的电流均衡化装置相同的作用效果。在图18所示的实施例12中，基准电压Vref为负电压，而图19所示的实施例13的特征在于基准电压Vref为正电压。由于能够使基准电压Vref为正电压，因此，不需要负电压，能够简化检测电路的结构，能够使价格便宜。

另外，实施例13的电流检测构件、比较构件以及控制电路可以应用于实施例2到实施例5所示的多个串联电路。另外，也可以省略滤波电路。

(实施例14)

图20是本发明的实施例14的电流均衡化装置的构成图。图20所示的实施例14相对于图12所示的实施例9，是增加了串联电路的并联数量、将平衡变压器分成理想变压器T1a、T2a、T3a、T4a以及励磁电感L1、L2、L3、L4来进行记载的电路图。在实施例14中，主要说明变压器T1a、T2a、T3a、T4a的复位和开关元件QL的断开控制。

图21是用于说明本发明的实施例14的电流均衡化装置的平衡变压器的复位的动作的动作波形。

在图21中，将从一次绕组Np供给的电流从二次绕组Ns流过的期间设为ST1，将变压器T1a、T2a、T3a、T4a复位的期间设为期间ST2，将变压器的复位结束、开关元件QL断开的期间设为ST3。

在期间ST1中，关于来自二次绕组Ns的电流，在第一路径中流经Ns→S2→N1→D1→C1→Ns，在第二路径中流经Ns→S3→N2→D2→C2→Ns。在第三路径中流经Ns→S4→N3→D3→C3→Ns，在第四路径中流经Ns→S1→N4→D4→C4→Ns。因此，流过一次绕组N1的电流与流过二次绕组S1的电流相等，流过一次绕组N2的电流和流过二次绕组S2的电流相等。这样，第一路径至第四路径的电流相等。

将平滑电容器Cm(m为1～4的整数)的电压(与LEDma～LEDme的顺方向电压降的和相等)设为Vcm，将绕组Ns的电压设为Vns，将绕组Sm(m为1～4的整数)的电压设为Vsm，将绕组Nm(m为1～4的整数)的电压设为Vnm，将二极管Dm(m为1～4的整数)的顺方向电压降设为Vf时，该期间ST1的各路径的电压为：

Vc1＝Vns+Vs2-Vn1-Vf

Vc2＝Vns+Vs3-Vn2-Vf

Vc3＝Vns+Vs4-Vn3-Vf

Vc4＝Vns+Vs1-Vn4-Vf。

由于，Vn1＝Vs1，Vn2＝Vs2，Vn3＝Vs3，Vn4＝Vs4，因此，若设Vc为Vc1、Vc2、Vc3以及Vc4的平均值，则

Vc＝(Vc1+Vc2+Vc3+Vc4)/4

Vns＝Vc+Vf。

另外，在各路径中串联连接的两个绕组的两端电压为：

Vs2-Vn1＝Vc1-Vc

Vs3-Vn2＝Vc2-Vc

Vs4-Vn3＝Vc3-Vc

Vs1-Vn4＝Vc4-Vc，

在电压Vc1、即LED1a～LED1e的顺方向电压降的和的电压大于LEDma～LEDme的顺方向电压降的和的平均值的情况下，Vc1-Vc为正，在绕组S2和绕组N1的串联电路上附加正电压。

另外，在电压Vc1、即LED1a～LED1e的顺方向电压降的和的电压小于LEDma～LEDme的顺方向电压降的和的平均值的情况下，Vc1-Vc为负，在绕组S2和绕组N1的串联电路上附加负电压。

另外，如果是小于平均值Vc的Vcm(m为1～4)，则在励磁电感Lm中流过正的电流，如果是大于平均值Vc的Vcm(m为1～4)，则在励磁电感Lm中流过负电流。

在期间ST2中，是蓄积在平衡变压器T1a～T4a的励磁电感L1～L4中的电流复位的期间。在期间ST1中，以负电流蓄积在励磁电感L1～L4中的电流产生与二极管Dm的顺方向相反的电压，因此，对该二极管Dm附加逆电压。

在复位期间产生最大逆电压的条件被认为是：Vc1即LED1a～LED1e的顺方向的电压降的和的波动为最大值，其他Vc2、Vc3、Vc4即LEDxa～LEDxe(x＝2～4)的顺方向的电压降的和的波动为为最小值时等。在复位期间ST2中对二极管附加逆电压的仅有二极管D1。

上述情况下的二极管D1的逆电压为

VD1＝Vc1-Vns-Vn2+Vn1，

其他第二～第四路径中的顺方向电压为

Vc2＝Vns+Vs3-Vn2-Vf

Vc3＝Vns+Vs4-Vn3-Vf

Vc4＝Vns+Vs1-Vn4-Vf。

因此，根据上述三个式子，

Vn1-Vn2＝Vc2+Vc3+Vc4-3Vns+3Vf，

二极管D1的逆方向电压为

VD1＝Vc1+Vc2+Vc3+Vc4-4Vns+3Vf。

可知，在绕组电压Vns为正电压的情况下，在复位期间ST2中被附加逆电压的二极管的逆电压减小。

在图21所示的动作波形中，二次绕组的电流呈正弦波状流动，在变成零之后的期间ST2(平衡变压器的复位期间)内也没有使开关元件QL断开。因此，关于二次绕组电压Vns，在复位期间ST2中，电压会稍微下降，但电压与电流流过二极管的期间相比仅仅是稍微下降。因此，若设该微小的电压部分为ΔV，则Vns为Vc-ΔV，

VD1＝Vc1+Vc2+Vc3+Vc4-4Vns+3Vf

VD1＝4Vc-4(Vc-ΔV)+3Vf＝4ΔV+3Vf，

因此，二极管D1的逆电压被抑制得很低。即，流过电感L1(以及L2、L3、L4)的电流变成零，在过了平衡变压器T1a～T4a的复位期间结束的时刻T3之后，在时刻T4，通过使开关元件QL断开，二极管D1的逆电压被抑制得很低。

图22是使本发明的实施例14的电流均衡化装置的开关元件QL在平衡变压器的复位期间断开时的各部的动作波形。

当开关元件QL在平衡变压器T1a～T4a的复位期间ST2中断开时，流过励磁电感Lp的电流转流到二极管DH中，因此，变压器T的一次绕组电压的始绕端成为负电压，变压器T的二次绕组电压的始绕端也成为负电压，因此，若设变压器T的匝数比为N，则Vns为：

Vns＝-(Vin-Vcri)/N，

二极管D1的逆电压为，

VD1＝Vc1+Vc2+Vc3+Vc4+4(Vin-Vcri)/N+3Vf，该逆电压为非常大的值。从图22也可知，二极管D1的电压V(D1)非常大。

另外，从上述式子可知，Vc1与LED单元的总Vf电压(LED的Vf×串联连接数量)大致相等，由此可知，若LED单元的串联数量变多，则二极管D1的逆电压变大。

当增加LED单元的并联数量时，需要高耐压的二极管，或者二极管的耐压受到制约。因此，不能增加LED单元的串联数量或并联数量。因此，在控制复位期间ST2的开关元件QL、QH的接通断开，在平衡变压器的复位结束之后，使变压器的电压反相的控制是非常有效的。

(实施例15)

图23是本发明的实施例15的电流均衡化装置的构成图。本发明的特征在于，在复位期间结束后，通过使开关元件Q1接通来结束电压共振，从而降低二极管D1的逆电压。

图23所示的实施例15相对于图10所示的实施例8，将变压器T分割成励磁电感Lp和理想变压器来进行记载。在绕组Ns的电流变成零之后，与励磁电感Lp电压共振的共振电容器Cv与开关元件Q1并联连接，平衡变压器被分成理想变压器T1’和励磁电感L1进行记载。另外，电容器Cv也可以是FET(开关元件Q1)的寄生电容。在实施例15中，主要说明变压器T1’的励磁电感L1的复位和开关元件Q1的接通控制。

图24是本发明的实施例15的电流均衡化装置的开关元件Q1在平衡变压器T1’的复位期间断开时的各部的动作波形。

在图24中，在时刻t0以前开关元件Q1是接通的，Np的始绕端为-Vin的负电压。因此，二次绕组Ns的始绕端也为负电压，二极管D1、D2被附加逆方向电压，因此，在二次绕组Ns中没有电流流过。因此，一次侧的电流以Vin→Lp→Q1→Vin的路径流动，能量蓄积在励磁电感Lp中。

当开关元件Q1在时刻t0断开时，蓄积在励磁电感Lp中的能量产生逆电动势，绕组Np的始绕端成为正电压。因此，二次绕组Ns的始绕端也成为正电压，电流流过二次绕组。一次侧的电流以Lp→Np →Lp的路径流动，二次侧的电流以Ns→N1→D1→C1→Ns的路径和Ns→S1→D2→C2→Ns的路径流动。通过平滑电容器C1、C2平滑化后的电流流过负载LD1和负载LD2。

如在实施例8中说明的那样，在绕组N1和绕组S1中流过均衡化后的电流。在时刻t1，蓄积在励磁电感Lp中的能量变成零，流过绕组Ns的电流I(NS)变成零。在期间ST2到期间ST3中，在蓄积在共振电容器Cv中的能量与励磁电感Lp电压共振的期间内，通过该电压共振动作，绕组Np的电压缓缓减小。因此，绕组Ns的电压也缓缓减小，所以，如实施例14所示，附加在二极管D1、D2上的逆电压可减小。另外，在时刻t3，通过开关元件Q1的接通，共振期间结束。期间ST2是变压器T1’的励磁电感L1的复位期间。

另一方面，图25是在实施例15的电流均衡化装置中、在复位期间结束前开关元件Q1在时刻t2接通的动作波形，与实施例8一样，对二极管D1附加大的逆电压。因此，产生如在实施例14中说明的那样的二极管耐压的问题。

在实施例15的电流均衡化装置中，附加在二极管D1、D2的逆电压能够减小，因此，能够利用低耐压的二极管，或者能够删除二极管，因此能够构成价格便宜的电流均衡化装置。

(实施例16)

图26是本发明的实施例16的电流均衡化装置的构成图。图26所示的实施例16相对于图23所示的实施例15的特征在于，不经变压器T地将来自励磁电感Lp的电流取出。由于动作相同，因此省略说明，但是能够获得与实施例15相同的效果。另外，与实施例1、6和7中的电流均衡化装置相比，能够删除电力供给构件中的变压器T，因此能够构成价格便宜的电流均衡化装置。

(实施例17)

图27是本发明的实施例17的电流均衡化装置的构成图。图27所示的实施例17相对于图26所示的实施例16对励磁电感Lp、电压源Vin以及开关元件Q1的连接进行了变形，其能够获得与实施例16相同的效果。

另外，还能够将实施例2～5所示的平衡变压器连接方法相互组合起来进行使用。此外，也可以将实施例12和13所示的电流检测构件构成为检测实施例3所示的闭环的电流。

另外，本发明的电流均衡化装置例如能够应用于LED照明器具、LCD B/L(LCD背光)模块、LCD显示设备。

LED照明器具包括：将来自商用交流电源的交流电力变换成任意的交变电力以供给交变电流的电力变换装置；以及电流均衡化装置，该电流均衡化装置与电力变换装置的输出连接，并且使分别流过多条串联电路以及一个以上的LED负载的电流基于一个以上的绕组所产生的电磁力而均衡化，上述电流均衡化装置的上述串联电路中串联连接了一个以上的绕组、一个以上的整流元件、以及一个以上的LED负载。

LCD B/L模块包括：LCD元件；以及电流均衡化装置，该电流均衡化装置与电力变换装置的输出连接，并且使分别流过多条串联电路以及一个以上的LED负载的电流基于一个以上的绕组所产生的电磁力而均衡化，上述电力变换装置将来自商用交流电源的交流电力变换成任意的交变电力以供给交变电流，上述电流均衡化装置的上述串联电路中串联连接了一个以上的绕组、一个以上的整流元件、以及使上述LCD元件发光的一个以上的LED负载。

LCD显示设备包括：LCD元件；将来自商用交流电源的交流电力变换成任意的交变电力以供给交变电流的电力变换装置；以及电流均衡化装置，该电流均衡化装置与电力变换装置的输出连接，并且使分别流过多条串联电路以及一个以上的LED负载的电流基于一个以上的绕组所产生的电磁力而均衡化，上述电流均衡化装置的上述串联电路中串联连接了一个以上的绕组、一个以上的整流元件、以及使LCD元件发光的一个以上的LED负载。LCD显示设备应用于电视、监视器、广告板等。

(实施例18)

接下来，对实施例18的电流均衡化装置进行说明。当为了对平衡变压器的电流进行整流而将整流元件连接于平衡变压器时，有时在平衡变压器的复位时产生逆电动势，会对整流元件附加很大的逆方向电压。

关于连接于平衡变压器的整流元件，在整流电压(整流元件的电压)低于主变压器的二次绕组的电压的情况下，在复位时向使整流元件接通的方向流过电流，而在整流电压(整流元件的电压)高于主变压器的二次绕组的电压的情况下，在复位时向对整流元件附加逆方向电压的方向产生逆电动势。为了将逆方向电压的产生抑制得较低，主电路的电路方式和其动作条件受到制约，主电路的效率降低，或者主电路的变压器变大。

实施例18的电流均衡化装置降低与平衡变压器串联连接的整流元件的逆方向电压。图28是本发明的实施例18的电流均衡化装置的构成图。实施例18的电流均衡化装置具有图1所示的电力供给构件10、图18所示的多条串联电路、以及二极管D5、D6。

关于多条串联电路，平衡变压器T1(T2～T4)的绕组N1、S1(N2、S2～N4、S4)、二极管D1(D2～D4)以及电容器C1(C2～C4)的串联电路并联连接。在电容器C1(C2～C4)上经电阻Rs并联连接有负载LD1(LD2～LD4)。

二极管D6的阴极与平衡变压器T1(T2～T4)连接，二极管D6的阳极与电容器C1(C2～C4)连接。二极管D5的阳极与变压器T的二次绕组Ns的一端连接，二极管D5的阴极与平衡变压器T1(T2～T4)连接。

实施例18的电流均衡化装置的特征在于，追加了二极管D6，在正绕组的二次绕组Ns在负电压以下的情况下，使复位电流流过二极管D6，即使二次绕组Ns的电压为负电压，也将复位电压保持为某固定电压，将与平衡变压器T1(T2～T4)连接的二极管D1(D2～D4)的逆方向电压抑制得较低，从而实现电路整体的高效率、小型化。

接下来对这样构成的实施例18的电流均衡化装置的动作进行说明。首先，对于复位时的逆方向电压，根据平衡变压器T1(T2～T4)的蓄积励磁电流的方向，产生的逆电动势的方向变化。在稳态下，主电路的变压器T的二次绕组Ns的电压成为D1(D2～D4)的电压降、即与平衡变压器T1(T2～T4)连接的二极管D1(D2～D4)的整流电压的平均值。

因此，存在平衡变压器T1(T2～T4)在复位时向对二极管D1(D2～D4)充电的方向蓄积励磁电流(顺偏置)的情况，以及在复位时以在二极管D1(D2～D4)中产生逆方向电压的方式蓄积励磁电流(逆偏置)的情况。

关于与复位时的平衡变压器串联连接的二极管的逆方向电压的最大值Vr，在平衡变压器与整流电路在并联数量为N个并联连接时，与平衡变压器的连接方法无关，上述最大值Vr在一个整流电压大于平均整流电压VC、其他整流电压小于平均整流电压VC的情况下出现，

设VC＝(VC1+VC2+...VCN)/N，

上述最大值Vr在VC1＞VC＞VC2＝VC3....＝VCN的时候出现。

此时，与电容器C1串联连接的二极管D1的逆方向电压Vr1为Vr1＝VC1+VC2+....VCN-N·VNS+N·Vf..(1)。VNS是变压器T的二次绕组NS间的电压，Vf是整流元件的顺方向电压。

因此，逆方向电压Vr1根据主电路的二次绕组Ns的绕组电压而变化，特别是在主电路的二次绕组Ns的电压(VNS)为负的时候，逆方向电压Vr1为最大。即，在平衡变压器T1(T2～T4)的复位期间中变压器T的二次绕组Ns的电压反相的情况下，产生很大的逆方向电压Vr1。

在实施例18中，当开关元件Q1断开时，电流从变压器T的二次绕组Ns经二极管D5流向平衡变压器T1(T2～T4)。

接着，在开关元件Q1接通、变压器T的二次绕组Ns的电压从正电压反相而产生了负电压的情况下，复位电流经二极管D6流向平衡变压器T1(T2～T4)。即，二次绕组Ns的负电压通过二极管D6的接通而以顺方向电压Vf被钳位。

另外，此时二极管D5成为逆偏置状态，因此，电流不会从二极管D6流向二极管D5。即，通过设置二极管D5，开关元件Q1接通时能够防止二次绕组Ns的短路。

关于复位时的平衡变压器和整流电路在并联数量为N并联连接时的逆方向电压的最大值Vr，上述最大值Vr在一个整流电压大于平均整流电压VC、其他整流电压小于平均整流电压VC的情况下出现，

设VC＝(VC1+VC2+...VCN)/N，

上述最大值Vr在VC1＞VC＞VC2＝VC3....＝VCN的时候出现。

此时，与电容器C1串联连接的整流元件的逆方向电压Vr1为Vr1＝VC1+VC2+....VCN+N·Vf。即，追加了二极管D5、D6后的电路与追加二极管D5、D6前的电路相比较，是小-N·VNS(VNS为负电压)的逆方向电压Vr1。因此，能够降低与平衡变压器T1(T2～T4)连接的二极管D1(D2～D4)的耐压。另外，主电路的电路方式和其动作条件或者主电路的变压器结构不受制约，因此，能够构成小型、价格便宜的电源装置。

另外，可以将实施例18中的电力供给构件10置换成图9所示的电力供给构件10b、图18所示的电力供给构件10c。另外，实施例18的多个串联电路能够应用于实施例1、实施例3到实施例5所示的多个串联电路中。

(实施例19)

图29是本发明的实施例19的电流均衡化装置的结构图。图29所示的实施例19相对于图28所示的实施例18的特征在于，在二极管D6的阳极、二次绕组Ns的另一端、以及电容器C1(C2～C4)上连接直流电源VRS，使复位电流流过二极管D6和直流电源VRS。

根据实施例19的电流均衡化装置，逆方向电压Vr1根据主电路的二次绕组Ns的绕组电压而变化，特别是在主电路的二次绕组Ns的电压(VNS)为负的时候，逆方向电压Vr1变为最大。

在实施例19中，在开关元件Q1接通、变压器T的二次绕组Ns的电压从正电压反相而产生负电压的情况下，复位电流从二次绕组Ns经电压源VRS和二极管D6流向平衡变压器T1(T2～T4)。

此时，与电容器C1串联连接的二极管D1的逆方向电压Vr1为

Vr1＝VC1+VC2+....VCN-N·VRS+N·Vf...(2)。

即，在追加了二极管D5、D6、直流电源VRS前的电路中，如式子(1)所示，为-N·VNS，VNS为负电压，因此，-N·VNS为正电压，逆方向电压Vr变大。

与此相对，在实施例19中，在追加二极管D5、D6、直流电源VRS后的电路中，如式子(2)所示，为-N·VRS，由于VRS为正电压，因此，为很小的逆方向电压Vr1。即，能够将逆方向电压降低相当于直流电源VRS的电压的量。因此，能够降低与平衡变压器T1(T2～T4)连接的二极管D1(D2～D4)的耐压。

另外，通过将直流电源VRS设定为比负载LD1～LD4的电压VLD1～VLDN的平均值小的值，能够使附加在与平衡变压器串联连接的二极管上的逆方向电压非常小。

所以，由于使LED单元的LED的串联数量增加，因此，能够减少平衡变压器的数量，能够增加LED的并联数量，因此，能够减少主变压器的数量(主电路的数量)。因此，能够在电路整体上大幅度降低成本，能够构成价格便宜的LED驱动装置。

另外，能够将实施例19的电力供给构件10置换成图9所示的电力供给构件10b、图18所示的电力供给构件10c。另外，实施例19的多个串联电路能够应用到实施例1、实施例3到实施例5所示的多个串联电路中。

(实施例20)

图30是本发明的实施例20的电流均衡化装置的构成图。图30所示的实施例20相对于图29所示的实施例19其特征在于，代替直流电源VRS，在二次绕组Ns2的两端设置了二极管D7与电容器C7的串联电路，将二次绕组Ns2的电压通过二极管D7和电容器C7进行整流平滑从而获得直流电压。

图30所示的实施例20相对于图29所示的实施例19，代替电力供给构件10使用了图18所示的电力供给构件10c，代替变压器T使用了变压器Ta。变压器Ta具有一次绕组Np、串联连接的二次绕组Ns1和二次绕组Ns2。

在二次绕组Ns1的一端与二次绕组Ns2的一端，连接有二极管D7的阳极，二极管D7的阴极经电容器C7连接于二次绕组Ns2的另一端和电容器C1(C2～C4)。二极管D7的阴极与电容器C7的一端连接于二极管D6的阳极，二极管D6的阴极与平衡变压器T1(T2～T4)连接。二极管D5的阳极与二次绕组Ns1的另一端连接，二极管D5的阴极与平衡变压器T1(T2～T4)连接。

二次绕组Ns的另一端与二极管D5的阳极连接于二极管D10的阴极，二极管D10的阳极连接于电阻Rs的一端和电容器C10的一端。电容器C10的另一端连接于二次绕组Ns2的另一端和电容器C1(C2～C4)。

根据上述结构的实施例20，当开关元件QL从接通变成断开时，在变压器T的二次绕组Ns的电压从正电压反相而产生了负电压的情况下，复位电流经电容器C7和二极管D6流向平衡变压器T1(T2～T4)。

即，在实施例20中，通过二极管D7和电容器C7生成直流电源VRS，因此，与实施例19一样，是很小的逆方向电压Vr1。即，能够将逆方向电压的产生抑制得很低。因此，能够降低与平衡变压器T1(T2～T4)连接的二极管D1(D2～D4)的耐压。

另外，能够将实施例20的电力供给构件10c置换成图9所示的电力供给构件10b。另外，实施例18的多个串联电路能够应用于实施例1、实施例3到实施例5所示的多个串联电路中。

(实施例21)

图31是本发明的实施例21的电流均衡化装置的构成图。图31所示的实施例21具有电力供给构件10，变压器Ta的二次绕组Ns1的一端与平衡变压器T1(T2～T4)连接，在二次绕组Ns2的一端连接有二极管D10的阳极，二极管D10的阴极经电容器C10与二次绕组Ns2的另一端连接。二极管D10的阴极和电容器C10的一端连接于电容器C1～C4。二次绕组Ns1的另一端连接于电容器C10和电容器C1～C4。

在实施例21中，在二次绕组Ns1上连接有将平衡变压器T1(T2～T4)和二极管D1(D2～D4)串联连接而成的多个串联电路，在二次绕组Ns2上串联连接有由二极管D10和电容器C10构成的电压源。由此，能够减小与平衡变压器T1(T2～T4)连接的变压器Ta的二次绕组Ns1、Ns2的匝数。即，通过减小上述式子(1)的-N·VNS中的VNS的电压，能够减小与平衡变压器T1(T2～T4)连接的二极管D1(D2～D4)的逆方向电压。

另外，在图19所示的电流均衡化装置中，负载LD1为LED1a～LED1e的LED单元，负载LD2为LED2a～LED2e的LED单元，负载LD3为LED3a～LED3e的LED单元，负载LD4为LED4a～LED4e的LED单元，通过平衡变压器T1(T2～T4)进行恒流平衡过的电压源为电容器C1～C4的电压，这些都由变压器T的二次绕组Ns的正电压整流构成。

变压器T的二次绕组Ns的负电压整流构成由二极管D10和电容器C10组成的电压源。各个负载LD1(LD2～LD4)连接于电容器C1(C2～C4)和电容器C10的串联电路。

如图19所示的电流均衡化装置那样，即使二次绕组Ns为一个，如上所述，通过分成正电压整流和负电压整流，能够使与平衡变压器T1(T2～T4)连接的二极管D1(D2～D4)的逆方向电压减半。因此，能够降低与平衡变压器T1(T2～T4)连接的二极管D1(D2～D4)的耐压。

这样，根据本发明，能够基于与一个以上的负载串联连接的一个以上的绕组所产生的电磁力来使从电力供给构件的输出提供给多个负载的电流均衡化。另外，由于通过一个以上的绕组所产生的电磁力来均衡化电流，因此能够降低多个负载的阻抗的不同所导致的损失。因此，能够降低流过阻抗不同的多个负载的电流平衡电路中的损失，能够实现高效率化。

本发明例如能够应用于使作为液晶显示器的背光使用的LED点亮用的LED点亮装置和LED照明。

Claims (17)

1.一种电流均衡化装置，其特征在于，该电流均衡化装置具备：

输出交变电流的电力供给构件；以及

多个串联电路，其连接于所述电力供给构件的输出，并且在该串联电路中串联连接有一个以上的绕组、一个以上的整流元件以及一个以上的负载，

分别流过所述多个串联电路的电流基于所述一个以上的绕组所产生的电磁力而被均衡化。

2.根据权利要求1所述的电流均衡化装置，其特征在于，

所述负载具有整流特性。

3.根据权利要求1所述的电流均衡化装置，其特征在于，

所述交变电流是正弦波状的半波电流。

4.根据权利要求1所述的电流均衡化装置，其特征在于，

所述电力供给构件具有电压源、开关、电抗器、与所述电抗器电压共振的电容元件，在所述电压源上串联连接有所述开关和所述电抗器，在所述开关接通期间将能量蓄积在所述电抗器中，在所述开关断开期间将蓄积在所述电抗器中的所述能量作为所述交变电流输出，所述电容元件在供给的所述交变电流变成零之后与所述电抗器以电压共振的方式连接，在电压共振期间，所述多个串联电路的所述一个以上的绕组的励磁电流的复位结束之后，使所述开关接通。

5.根据权利要求3所述的电流均衡化装置，其特征在于，

所述电力供给构件具有用于供给所述正弦波状的所述交变电流的串联共振电路、电压源和多个开关，供给到所述多个串联电路的所述正弦波状的所述半波电流变成零，在所述一个以上的绕组的复位结束后，使所述多个开关中的、在向所述多个串联电路供给电流的期间中接通的所述开关断开。

6.根据权利要求1所述的电流均衡化装置，其特征在于，

将所述交变电流平滑化后形成的电流被供给到所述负载。

7.根据权利要求3所述的电流均衡化装置，其特征在于，

将所述交变电流平滑化后形成的电流被供给到所述负载。

8.根据权利要求1所述的电流均衡化装置，其特征在于，

所述电流均衡化装置还具有：

检测流过所述多个串联电路的电流的电流检测构件；

对通过所述电流检测构件检测到的电流检测值与基准值进行比较的比较构件；以及

根据所述比较构件的输出来控制所述交变电流的控制电路。

9.根据权利要求1所述的电流均衡化装置，其特征在于，

所述电流均衡化装置具有：

第一串联电路，其与所述多个串联电路并联连接，而且在该第一串联电路中所述电力供给构件的输出与第一整流元件串联连接；以及

第二整流元件，其与所述多个串联电路并联连接。

10.根据权利要求3所述的电流均衡化装置，其特征在于，

所述电流均衡化装置还具有：

检测流过所述多个串联电路的电流的电流检测构件；

对通过所述电流检测构件检测到的电流检测值与基准值进行比较的比较构件；以及

根据所述比较构件的输出来控制所述交变电流的控制电路。

11.根据权利要求3所述的电流均衡化装置，其特征在于，

所述电流均衡化装置具有：

第一串联电路，其与所述多个串联电路并联连接，而且在该第一串联电路中所述电力供给构件的输出与第一整流元件串联连接；以及

第二整流元件，其与所述多个串联电路并联连接。

12.一种LED照明器具，其具有权利要求1所述的电流均衡化装置，所述负载是LED负载。

13.一种LCD背光模块，其具有权利要求1所述的电流均衡化装置，所述负载是使LCD元件发光的LED负载。

14.一种LCD显示设备，其具有权利要求1所述的电流均衡化装置，所述负载是使LCD元件发光的LED负载。

15.一种LED照明器具，其具有权利要求3所述的电流均衡化装置，所述负载是LED负载。

16.一种LCD背光模块，其具有权利要求3所述的电流均衡化装置，所述负载是使LCD元件发光的LED负载。

17.一种LCD显示设备，其具有权利要求3所述的电流均衡化装置，所述负载是使LCD元件发光的LED负载。

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