CN101807891A - 一种基于弛豫铁电材料磁电传感器的前端放大器电路 - Google Patents

Abstract

一种弛豫铁电材料磁电传感器的高CMRR前端放大器单元电路模块，实现对磁电信号的放大，对50Hz工频干扰的抑制，其特征是：将弛豫铁电材料磁电传感器的输出电压信号通过前端放大器实现初步放大，并利用该前端放大器的高CMRR特性，对50Hz强工频干扰进行大幅度抑制，即放大差分小信号，抑制共模大信号。本发明的电路模块集成在一集成电路芯片上，和探测器连接后，可有效读出弛豫铁电探测器的信号。

Description

一种基于弛豫铁电材料磁电传感器的前端放大器电路

技术领域

本发明涉及一种弛豫铁电材料磁电传感器的高CMRR前端放大器单元电路模块。

背景技术

目前工业使用的磁电传感器主要是磁敏线圈和霍尔传感器。磁敏线圈是一种被动式通量传感器，受频率影响较大，主要适合在中高频探测。但在高频下其电输出很大，往往会对前端接受设备造成破坏。霍尔传感器是一种主动式场传感器，它的灵敏度比较差，同时在使用的过程中，需温度补偿，成本较高，且需耗能。而基于弛豫铁电材料的新型磁电传感器具有被动式探测，无能耗，成本低，尺寸小，线性度好，探测精度和灵敏度高，探测频率范围宽，无需温度补偿，无线圈，安全不易着火，成本低等优点，引起人们越来越浓厚的兴趣。

然而该磁电传感器在步入应用阶段之前仍需要解决很多问题。如器件的前置放大电路设计，热噪声及振动噪声控制等问题。另外，传感器信号是微弱的高阻抗信号源，而外界环境中存在大量50Hz的电磁波干扰，这使得传感器很容易给系统引入50Hz的干扰信号。如何解决这些问题将直接关系到这种新型磁电传感器在未来磁传感器市场的命运。

发明内容

本发明的主要目的是克服弛豫铁电材料磁电传感器的50Hz强工频干扰，放大微弱的探测信号，提高弛豫铁电材料磁电传感器的信噪比。

上述目的通过下述的技术方案来实现：

设计的关键要点是高共模抑制比、低噪声和低功耗。考虑到电路中电流镜的输出摆幅和输出阻抗，该电路放弃了传统的共源共栅(cascode)结构，而采用了一种适用于低电压工作的高输出阻抗CMOS电流镜结构。输入电路单元为一个跨导放大器，输出电路单元为一个跨阻放大器；其中，跨导放大器中包括一个电流镜像电路，通过电流镜像电路的反馈控制两个输入管的电流，并且输入管工作在反型区；跨阻放大器中包括一个电流镜像电路，其中电流镜像电路的直接控制输出电压与输入电流的比值，输入部分的共模增益和输出电压与输入电流的比值直接影响到电路的共模增益。

上述前端放大器电路，包含输入电路单元、输出电路单元和电流镜均集成在一集成电路芯片上。

弛豫铁电材料磁电传感器的高CMRR前端放大器单元电路中采用了适用于低电压工作的高输出阻抗电流镜结构；该结构是传统RGC(regulated-cascode)结构的改进，所以保留了高输出阻抗特性，又克服阈值电压损失，可以维持其高输出摆幅；其中M_a1、M_a2、M_a3、M_a4、M_a5、M_a6为PMOS管，M_a7、M_a8为NMOS管；M_a1、M_a2、M_a3、M_a4组成Cascode结构，M_a5、M_a6、M_a7、M_a8组成电流型放大器；M_a1、M_a2栅极相连接输入电流I_in端(电流镜电流输入端)，M_a1、M_a2源极相连接电源，M_a1漏极接M_a4、M_a6源极，M_a2漏极接M_a3、M_a5源极；M_a4栅极接偏置端imr_bias(电流镜基准电压偏置端)，源极接M_a6源极和M_a1漏极，漏极接I_in端；M_a3栅极接M_a8、M_a6漏极，源极接M_a2漏极，漏极接I_out端；M_a5、M_a6栅极相接，M_a5栅漏极相接，都接M_a7漏极，M_a5源极接M_a3源极和M_a2漏极，M_a6漏极接M_a3栅极和M_a8漏极，M_a6源极接M_a4源极和M_a1漏极；M_a7、M_a8栅极相连，接电压偏置端Vbias端，M_a7、M_a8源极相连接地，M_a7漏极接M_a5漏极，M_a8漏极接M_a3栅极和M_a6漏极。

弛豫铁电材料磁电传感器的高CMRR前端放大器单元电路在输出电路单元中还采用了一种双端输入单端输出的差分放大器结构；该结构第一级为差分放大器，第二级为源跟随器结构；差分信号进过第一级差分放大后，单端输出至第二级源随器，实现电平转移；该差分放大器结构包括晶体管M₂₁、M₂₂、M₂₃、M₂₄、M₂₅、M₂₇、M₂₈，其中M₂₃、M₂₄为PMOS管，M₂₁、M₂₂、M₂₅、M₂₇、M₂₈为NMOS管；M₂₃、M₂₄栅极相连接M₂₁漏极，M₂₃、M₂₄源极相连接电源，M₂₃栅漏相连接M₂₁漏极，M₂₄漏极接M₂₂漏极；M₂₁、M₂₂源极相连接M₂₅漏极，M₂₁漏极接M₂₃漏极，M₂₂漏极接M₂₃漏极和M₂₈栅极，M₂₁栅极接M₈漏极，M₂₂栅极接M₇漏极和电容C_C；M₂₈栅极接M₂₄漏极和M₂₂漏极，源极接M₂₇漏极和V_out端(电压输出端)，漏极接电源；M₂₅、M₂₇栅极相连，接Vbias端，M₂₅、M₂₇源极相连接地，M₂₅漏极接M₂₁源极和M₂₂源极，M₂₇漏极接M₂₈源极和V_out端；电容C_C接在M₂₈栅极和M₂₂栅极之间。

该高共模抑制比前端放大器单元电路将输入差分信号转化为电流信号，并通过两个电流镜的镜像反馈电流控制输入电路单元，通过两个电流镜的镜像复制电流控制输出电路单元；其中M₁、M₂、M₃₁、M₃₂、M₇、M₈为PMOS管，M_r1、M_r2、M_bias、M_r3、M_r4为NMOS管；M₁和M₂为差分输入对管，栅极分别接两个输入端，源极分别接两组电流镜的输出端，M₁源极接I_2out1端(电流镜2反馈至输入电路单元的输出电流端)，M₂源极接I_1out1端(电流镜1反馈至输入电路单元的输出电流端)，M₁漏极接M_r1漏极，M₂漏极接M_r2漏极；M_r1和M_r2接成电流镜负载；M₃₁和M₃₂将M₁和M₂的差分输出电压转化为电流关系，M₃₁和M₃₂栅极分别接M₂和M₁的漏极，源极分别接两组电流镜的输入端，M₃₁源极接I_2in端(电流镜2的输入电流端)，M₃₂源极接I_1in端(电流镜1的输入电流端)，漏极相连接M_bias的漏极；M_bias是电流源；M₇和M₈将镜像电流转化为输出电压，源极分别接两组电流镜的输出端，M₇源极接I_2out2端(电流镜2镜像至输出电路单元的输出电流端)，M₈源极接I_1out2端(电流镜1镜像至输出电路单元的输出电流端)，M₇漏极接M_r3漏极，M₈漏极接M_r4漏极，M₇栅极接V_ref端(基准电压输入端)，M₈栅极接V_out端(电压输出端)；M_r3和M_r4接成电流镜负载；M₇、M₈的漏极电压有作为双端输入电压放大器的输入，该电压放大器输出接V_out端；电阻R_g跨接在M₁、M₂源极之间，电阻R_s跨接在M₇、M₈源极之间。放大器模块增益可由输入电路电阻R_G和输出电路电阻R_S的阻值比来调整。

本发明的有益效果是，有效抑制了环境中无处不在的50Hz强工频干扰，对微弱的探测信号进行初步放大，明显改善了弛豫铁电材料磁电传感器的信噪比。

附图说明

图1是共源共栅电流镜的结构示意图。

图2是低电压工作的高输出阻抗电流镜的结构示意图。

图3是改进的低压工作高输出阻抗电流镜的结构示意图。

图4是电流反馈放大器功能模块图。

图5是高CMRR的前端放大器简化图。

图6是高CMRR的前端放大器低频小信号模型。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

通常情况下，采用传统的共源共栅电流镜结构即可实现高输出阻抗。但是该结构在正常工作时的输出会有至少一个阈值电压的损失，这也就直接减少了电压输出摆幅。这主要是因为共源共栅电流镜结构采用二极管连接的偏置电路，这就使得每个管子的漏源电压并不是维持饱和状态所需的最小电压。

图1是传统的共源共栅电流镜结构电路。令 $K=\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{vx}},$ 则可推出M_b2的栅极电压为

所以电流镜正常工作的条件是

由此我们可以看出，输出电压有一个阈值电压的损失。为了简便理解和计算，可以将共源共栅结构其看成是一个带负反馈电阻的共源结构，从而推得其输出电阻为

R_out＝R_o，Mb2[1+(g_m，Mb2+g_mb，Mb2)r_o，Mb1]≈g_{m，Mb2ro，Mb1ro，Mb2}  (3)

在低电压工作的条件下，一些电流镜在共源共栅结构的基础上进行了修改，以克服阈值电压损失，获得高输出摆幅。常见的有如下两种：一是使用源跟随器结构实现电平移位，降低共源共栅晶体管的源电压。但是这种方法受源跟随器的NMOS管和PMOS管的栅源电压差影响很大，即V_GS，N-|V_GS，P|，而工艺的变化则会导致输出电流出现错误。二是采用有源输入的RGC(regulated-cascode)电流镜结构。这种方法虽然与工艺变化无关，但在工作时需要两个放大器，增加了设计复杂度、功耗和芯片面积。

图2所示是一种适用于低电压工作的高输出阻抗电流镜结构。晶体管M_c1和M_c2尺寸相同，则M_c2管的漏源电压V_DS，Mc2应当等于M_c1管的漏源电压V_DS，Mc1，也就是说，不管M_c1和M_c2是否工作在饱和区都能使得输出电流与输入电流相匹配。又因为这个结构是RGC结构的改进，所以保留了其高输出阻抗特性。

为了获得高输出摆幅，V_DS，Mc1和V_DS，Mc2就应当尽可能的小。图1中M_c1、M_c4和M_c2、M_c3采用了串联结构。M_c1和M_c2具有相同的偏置电压，栅极电压等于输入电压。在输入端，M_c4栅漏相接，形成二极管连接。假设M_c1管工作在饱和区。对于M_c1而言，饱和条件为

V_D，Mc1＜V_in+|V_thp|                                     (4)

对于M_c4而言，可得

V_S，Mc4＜V_G，Mc4+|V_thp|                                 (5)

即

V_SG，Mc4＜|V_thp|                                        (6)

这就意味着M_c4未开启。事实上，M_c4管采用的二极管连接方式使它始终处于饱和状态，与条件相矛盾。所以M_c1和M_c2都工作在非饱和区，这就不符合V_DS，Mc1和V_DS，Mc2应当尽可能小的要求。为此，我们对该低压工作的高输出阻抗电流镜进行了改进，如图3所示。

图3中，M_a4管得栅极单独给一个电压，只要这个电压合适，我们就可以保证这4个MOS管都工作在饱和区。由上述讨论可知，为保证M_a1管饱和，那么M_a4管就必须满足式(7)

V_S，Ma4＜V_D，Ma4+|V_thp|                                 (7)

而M_a4管得饱和条件为

V_SD，Ma4＞V_SG，Ma4-|V_thp|                                (8)

由式(7)和式(8)可得出M_a4管的偏置电压关系

V_SG，Ma4＜2|V_thp|                                        (9)

这样一个改进虽然增加了一个外部引脚，但是既可以保证电流镜的高输出阻抗，又可以维持其高输出摆幅。该电流镜的输出阻抗为

这里的A是放大器增益，g_oi和g_mi分别是晶体管M_ai的输出电导和跨导。

图3中的放大器输出端接在M₃管的栅极，相当于放大器的负载阻抗非常高，所以这个放大器可以采用图4中所示的结构。M_a7和M_a8作电流源，提供了相同的偏置电流I_bias；经过M_a3管的反馈回路，使得M_a5和M_a6有相等的电流，保证了这两个MOS管的源级电压相匹配，即V_SD，Ma2与V_SD，Ma1也相等。偏置电流I_bias，一路经M_a1、M_a6、M_a8，另一路经M_a2、M_a5、M_a7，两路电流相抵消，所以输出电流I_out与输入电流I_in相匹配。放大器增益为

$A=\frac{g_{m6}}{g_{o6}+g_{o8}}---\left(3\right)$

传统的电阻反馈差分放大器不适合低功耗、高共模抑制比同时要求的情况，因为它们需要低输出阻抗的运算放大器来驱动反馈电阻，这就会产生大电流和高功耗。它们还需要有精确匹配的电阻来实现高共模抑制比，该电阻通常需要使用激光修正电阻，这是一种昂贵的工艺而且并不适合标准CMOS工艺。采用电流反馈放大器是克服上述问题的有效方法之一。

高CMRR的前端放大器总体上式采用了电流反馈放大器结构，其功能模块如图4所示。输入电路部分表现为一个跨导放大器，而输出电路部分则表现为一个跨阻放大器。在输入部分，两个单位增益的缓冲器保证了该电路输入级的高输入阻抗。流过电阻R_g的电流I_g为

$I_g=\frac{1}{R_g}(V_1-V_2)---\left(12\right)$

输出电压V_out为

V_out＝R_sI_s+V_ref                                      (13)

我们将输入部分的电流镜像到输出部分，即I_g＝I₁＝I₂＝I_s，可得

该结构中没有全局反馈，只有一个高阻抗结点，简化了频率补偿；而且CMRR和增益都不受任何匹配电阻值的影响，同时也节约了芯片面积。

高CMRR前端放大器在低电压条件下工作，有较好的直流特性。考虑到PMOS管的闪烁噪声较小，输入端采用了两个PMOS差分对管，可以优化噪声性能。高CMRR的前端放大器简化图如图5所示。

结合图4分析图5可知，在输入部分M₁和M₂通过跨导放大器线性化来实现图4中的输入缓冲器。当输入无信号时，电路处于平衡状态，I₁＝I₂，V_out＝0。当输入一个差分信号时，为了维持M₁和M₂的漏极电流相等，跨导放大器g_mi的输出电流不再平衡，但只要M₁和M₂匹配良好的话，它们的栅源电压仍近似相等。根据式(12)可得

在输出部分M₃和M₄通过电压放大器A_V线性化来实现简单的补偿。由式(13)变换可得电流转电压的关系为

因为I₁、I₂分别通过改进的高输出阻抗电流镜镜像，所以电路的输入输出关系完全符合式(14)。

图6是前端放大器的低频小信号模型，为方便分析，我们将PMOS和NMOS互换了位置。对于输入部分，假设MOS管匹配且g_mi很大，则可得由此输出电流I₁、I₂与输入共模电平之间的关系

即输入部分的共模增益为

这里g_m，M5是电流镜跨导，g_ds，M5是电流镜输出电导；g_o是电流源的总输出电导；g_m，M1是输入差分对管的跨导；g₁是电阻R₁的电导。对于输出部分，假设电压放大器开环增益很大，则可得输出电压V_out与输入电流I₁、I₂之间的关系

这里g₂是电阻R₂的电导。联立式(18)、(19)可得电路的共模增益为

由式(14)可知电路的差模增益为

$A_{\mathrm{DM}}=\frac{g_1}{g_2}---\left(21\right)$

联立式(20)、(21)可得整个结构的CMRR为

式(22)表明，我们可以通过增大g₁和g_m，M1来增大CMRR。所以，输入差分对管应当工作在弱反型区，从而使它们的跨导最大化。另外，增大电流源I₁、I₂的输出阻抗也能增大CMRR。

Claims (5)

1.一种弛豫铁电材料磁电传感器的前端放大器，由输入电路单元和输出电路单元组成，其特征在于：输入电路单元为一个跨导放大器，输出电路单元为一个跨阻放大器；其中，跨导放大器中包括电流镜电路，通过电流镜电路的反馈控制输入电路单元的两个输入管的电流，并且使输入管工作在反型区；跨阻放大器中也包括电流镜电路，其中电流镜电路直接控制输出电压与输入电流的比值，由输入部分的共模增益和输出电压与输入电流的比值直接决定前端放大器电路的共模增益；

其中，所述电流镜电路采用一种适用于低电压工作的高输出阻抗电流镜结构，既保留了传统高输出阻抗特性，又克服阈值电压损失，可以维持其高输出摆幅；其具体结构如下：该电流镜结构包括晶体管M_a1、M_a2、M_a3、M_a4、M_a5、M_a6、M_a7、M_a8，其中M_a1、M_a2、M_a3、M_a4、M_a5、M_a6为PMOS管，M_a7、M_a8为NMOS管；M_a1、M_a2、M_a3、M_a4组成Cascode结构，M_a5、M_a6、M_a7、M_a8组成电流型放大器；M_a1、M_a2栅极相连接输入电流I_in端(电流镜电流输入端)，M_a1、M_a2源极相连接电源，M_a1漏极接M_a4、M_a6源极，M_a2漏极接M_a3、M_a5源极；M_a4栅极接偏置端imr_bias(电流镜基准电压偏置端)，源极接M_a6源极和M_a1漏极，漏极接I_in端；M_a3栅极接M_a8、M_a6漏极，源极接M_a2漏极，漏极接I_out端；M_a5、M_a6栅极相接，M_a5栅漏极相接，都接M_a7漏极，M_a5源极接M_a3源极和M_a2漏极，M_a6漏极接M_a3栅极和M_a8漏极，M_a6源极接M_a4源极和M_a1漏极；M_a7、M_a8栅极相连，接电压偏置端Vbias端，M_a7、M_a8源极相连接地，M_a7漏极接M_a5漏极，M_a8漏极接M_a3栅极和M_a6漏极。

2.根据权利要求1所述的前端放大器，其特征在于：输入电路单元、输出电路单元和电流镜均集成在一集成电路芯片上。

3.根据权利要求2所述的前端放大器，其特征在于：在输出电路单元中还采用了一种双端输入单端输出的差分放大器结构；该结构第一级为差分放大器，第二级为源跟随器结构；差分信号进过第一级差分放大后，单端输出至第二级源随器，实现电平转移；该差分放大器结构包括晶体管M₂₁、M₂₂、M₂₃、M₂₄、M₂₅、M₂₇、M₂₈，其中M₂₃、M₂₄为PMOS管，M₂₁、M₂₂、M₂₅、M₂₇、M₂₈为NMOS管；M₂₃、M₂₄栅极相连接M₂₁漏极，M₂₃、M₂₄源极相连接电源，M₂₃栅漏相连接M₂₁漏极，M₂₄漏极接M₂₂漏极；M₂₁、M₂₂源极相连接M₂₅漏极，M₂₁漏极接M₂₃漏极，M₂₂漏极接M₂₃漏极和M₂₈栅极，M₂₁栅极接M₈漏极，M₂₂栅极接M₇漏极和电容C_c；M₂₈栅极接M₂₄漏极和M₂₂漏极，源极接M₂₇漏极和V_out端(电压输出端)，漏极接电源；M₂₅、M₂₇栅极相连，接Vbias端，M₂₅、M₂₇源极相连接地，M₂₅漏极接M₂₁源极和M₂₂源极，M₂₇漏极接M₂₈源极和V_out端；电容C_c接在M₂₈栅极和M₂₂栅极之间。

4.根据权利要求2、3、4所述的前端放大器，其特征在于该放大器电路将输入差分信号转化为电流信号，并通过两个电流镜的镜像反馈电流控制输入电路单元，通过两个电流镜的镜像复制电流控制输出电路单元；其中M₁、M₂、M₃₁、M₃₂、M₇、M₈为PMOS管，M_r1、M_r2、M_bias、M_r3、M_r4为NMOS管；M₁和M₂为差分输入对管，栅极分别接两个输入端，源极分别接两组电流镜的输出端，M₁源极接I_2out1端(电流镜2反馈至输入电路单元的输出电流端)，M₂源极接I_1out1端(电流镜1反馈至输入电路单元的输出电流端)，M₁漏极接M_r1漏极，M₂漏极接M_r2漏极；M_r1和M_r2接成电流镜负载；M₃₁和M₃₂将M₁和M₂的差分输出电压转化为电流关系，M₃₁和M₃₂栅极分别接M₂和M₁的漏极，源极分别接两组电流镜的输入端，M₃₁源极接I_2in端(电流镜2的输入电流端)，M₃₂源极接I_1in端(电流镜1的输入电流端)，漏极相连接M_bias的漏极；M_bias是电流源；M₇和M₈将镜像电流转化为输出电压，源极分别接两组电流镜的输出端，M₇源极接I_2out2端(电流镜2镜像至输出电路单元的输出电流端)，M₈源极接I_1out2端(电流镜1镜像至输出电路单元的输出电流端)，M₇漏极接M_r3漏极，M₈漏极接M_r4漏极，M₇栅极接V_ref端(基准电压输入端)，M₈栅极接V_out端(电压输出端)；M_r3和M_r4接成电流镜负载；M₇、M₈的漏极电压有作为双端输入电压放大器的输入，该电压放大器输出接V_out端；电阻R_g跨接在M₁、M₂源极之间，电阻R_s跨接在M₇、M₈源极之间。

5.根据权利要求2所述的一种高共模抑制比前端放大器单元电路，其特征在于放大器模块增益可由输入电路单元的电阻R_G和输出电路单元的电阻R_s的阻值比来调整。

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