CN101789858B - 一种用于高速数字通信系统的位同步与滤波联合实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于高速数字通信系统的位同步与滤波联合实现方法，属于数字通信中的调制解调技术领域。本发明通过位同步模块与滤波器复用FFT单元及其输出数据的方式，即用一次FFT运算完成接收端滤波和位同步两步操作，并辅以与上述方法匹配的数据分段方案，实现高效、实时的数据输出，做到将位同步模块融入解调系统的滤波模块中，达到大幅降低解调系统运算量，节省硬件资源的效果，提高解调系统工作速率，能够实时输出数据，尤其适用于对传输速率有较高要求的场合，如高速数字通信系统。

Description

一种用于高速数字通信系统的位同步与滤波联合实现方法

技术领域

本发明涉及一种用于高速数字通信系统的位同步与滤波联合实现方法，属于数字通信中的调制解调技术领域。

背景技术

在高速数字通信系统中，为了保证接收机所获得的信号相位不会因收发两端时钟不同步而产生漂移，正确恢复发送的二进制码元序列，需要高效、精准的位同步方法。然而，多数位同步方法往往具有较高的复杂度，且越是高性能的方法运算量越大，进而限制了通信系统的工作速率，难以应用于高速场合，这是通信系统中有效性与可靠性的矛盾体现。因此，需要寻找一种兼顾高效和精确两项指标的位同步方法，应用于高速数字通信系统。

现有的诸多位同步技术通常包括时域和频域两大类。时域实现方法可以准确估计出定时误差，实现效率高，采样率要求低，便于提取定时误差信息，但在进行定时误差纠正时通常需要附加闭环反馈、环路滤波器、NCO和可控插值滤波器等需要高运算量的数字处理环节，导致同步耗时较长。此外，相比于频域方法，所有常见的时域定时同步单元，均相对独立于系统其他工作模块，不利于资源和数据复用，在一定程度上限制了系统的规模和工作速率，难以应用于对传输速率有较高要求的场合。频域位同步方法可以利用接收信号的频率响应函数精确计算定时误差，但需要获得数据经滤波后完整的时域输出结果及其频率响应函数，这就使得同步模块只能等待所有数据全部输出后，才能开始提取定时信息，导致数据不能实时解调输出。同时，现有的系统并未能有效利用资源，实现快速傅里叶变换(FFT)部分的数据和模块重用，致使系统工作效率较低。

滤波器在通信系统中也是必不可少的功能模块之一，常用的功能包括选频和成形两项，且在发射端和接收端均有使用。在数字通信系统中，通常采用FIR滤波器完成相应的功能。由于使用了数字信号处理技术，滤波器所需要的运算量也是相当庞大的。

由于位同步单元与滤波器都是需要大运算量的数字功能模块，现有解调系统所使用的串行级联工作模式无疑耗时长久且存在较大的资源浪费，这正是系统的最大不足之处。

发明内容

本发明的目的是为了解决现有频域位同步技术不能实时解调输出、时域位同步技术不利于资源和数据复用的问题，提出一种适用于高速数字通信系统的位同步与滤波联合实现方法。

用于高速数字通信系统的位同步与滤波联合实现方法的设计思想为：通过位同步模块与滤波器复用FFT单元及其输出数据的方式，即用一次FFT运算完成接收端滤波和位同步两步操作，并辅以与上述方法匹配的数据分段方案，实现高效、实时的数据输出，做到将位同步模块融入解调系统的滤波模块中，达到大幅降低解调系统运算量，节省硬件资源的效果。

本发明所述的方法涉及滤波器和位同步模块的结构设计，故需要在发射机和接收机两个部分完成相应的处理，且两部分的处理分别独立进行。

本发明所述方法在发射机部分的主要操作是对数据进行分段滤波处理，采用一种无重叠分段法，其基本流程如图1所示。无重叠分段滤波的基本思想是将一串很长的数据流分为若干段，分别利用FFT计算各段与滤波器系数的圆周卷积，依次得到输出结果，然后将各段顺序相接，中间的拖尾数据没有任何的重叠，串行送入后续单元。具体步骤如下：

步骤1.将待传输的二进制数据x(n)作P倍插零，P为任意偶数，然后每L点切分为一段，最后一段数据不足L点的可补0，得到x₁，x₂，...x_m共m段数据。

步骤2.选择FIR滤波器，设其阶数为M，M为任意奇数，时域系数为h(n)，频域系数为H(K)，且收、发两端所用的滤波器完全一致。令N＝L+2(M-1)且N为2的整数次幂，分别计算步骤1所得m段数据x₁，x₂，...x_m的N点FFT得到X₁(K)，X₂(K)，...，X_m(K)，并与滤波器的频域系数H(K)相乘得

X₁′(K)＝X₁(K)H(K)

X₂′(K)＝X₂(K)H(K)

                              (1)

……

X_m′(K)＝X_m(K)H(K)

对上述m个结果X₁′(K)，X₂′(K)，...，X_m′(K)作N点IFFT可得圆周卷积结果x₁′，x₂′，...x_m′。

步骤3.将步骤2所得x₁′，x₂′，...x_m′分别截取前L+M-1点，即为各段数据滤波后输出的真值，将其顺序拼接串行输出。

步骤4.将步骤3中串行输出的数据送入D/A转换模块并调制到射频进行无线发射。

至此，发射端数据处理流程结束。

本发明所述方法在接收机部分可同时完成滤波和位同步操作，且处理流程不附带任何反馈，将最终输出的数据送入后续解调单元即可使接收机正常、高效的工作，整个处理流程如图2所示。接收端收到信号后经过模拟下变频、A/D转换后得到I、Q两路数字基带信号，随后分别独立的经过分段、频域系数相乘、定时误差信息提取与量化以及定时恢复与采样等步骤获得每个码元的最佳采样点，即实现了收发两端的位同步。具体处理步骤如下：

步骤1、将s(n)每L+M-1点切分为一段，得到s₁，s₂，...s_m共m段数据。其中，s(n)是接收机接收信号经过下变频后的基带采样信号，采样倍数为P，即一个码元周期采P个数据点。

步骤2、计算步骤1所得m段数据s₁，s₂，...s_m的N点FFT S₁(K)，S₂(K)，...，S_m(K)，并分别与滤波器频域系数H(K)相乘得

R₁(K)＝S₁(K)H(K)

R₂(K)＝S₂(K)H(K)

                                  (2)

……

R_m(K)＝S_m(K)H(K)

则R₁，R₂，...R_m是各段数据经收发两端滤波后的频谱函数。

步骤3、频域定时误差检测，利用步骤2所得数据R₁，R₂，...R_m分别计算每一段数据的相对定时误差ε₁，ε₂，...ε_m。具体方法如下式：

$\mathrm{\ϵ}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\left\{\arg \right[R\left(K\right)]-\arg [R(K+\frac{N}{P})]-\frac{\mathrm{\π}}{T}(M-1)\}---\left(3\right)$

在式(3)中，arg()表示对变量求相位且附加限制在(-π，π]区间内，最终求出的相位差值

也应限制在(-π，π]区间。T为码元周期，M是滤波器阶数，绝对时间误差ε_T为相对定时误差ε与码元周期T的乘积。

步骤4、将步骤3中得到的ε₁，ε₂，...ε_m以最小距离为准则量化为0，

...，

和

共P种情况，分别对应于一个码元周期中的P个采样点。

步骤5.通过在频域进行相位补偿的方式对步骤2所得数据完成定时恢复，具体方法如下式：

$R_{11}\left(K\right)=R_1\left(K\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}P{\mathrm{\ϵ}}_{1}K}$

$R_{22}\left(K\right)=R_2\left(K\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}P{\mathrm{\ϵ}}_{2}K}---\left(4\right)$

……

$R_{\mathrm{mm}}\left(K\right)=R_m\left(K\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}P{\mathrm{\ϵ}}_{m}K}$

步骤6、提取最佳采样点。将步骤5所得数据R₁₁，R₂₂，...R_mm分别作N点IFFT，得到各段数据的实际滤波结果r₁₁(n)，r₂₂(n)，...r_mm(n)，且r₁₁(n)，r₂₂(n)，...r_mm(n)均已纠正了定时误差(即通过频域的相位补偿进行时域移位)。此时分别对r₁₁(n)，r₂₂(n)，...r_mm(n)作P倍抽取，且起始点为第M点，则每段可得到L/P点，各段顺序衔接即为已实现位同步的基带信号采样点。

至此，接收端滤波与位同步处理同时结束。

有益效果

本发明提出的一种用于高速数字通信系统的位同步与滤波联合实现方法的优点为：

(1)节省硬件资源，提高解调系统工作速率，能够实时输出数据，尤其适用于对传输速率有较高要求的场合，如高速数字通信系统；

(2)能够在中等信噪比较低的条件下快速、准确地实现定时同步，具有良好的应用前景；

(3)位同步的实现不依赖于载波同步模块，即可以在载波同步之前完成位同步，从而为后续的解调奠定了良好的基础。

附图说明

图1是本发明所述方法中提出的无重叠分段法示意图；

图2是本发明所述方法中解调系统位同步与滤波联合实现的结构图；

图3是本发明具体实施方式中QPSK接收信号未经位同步时的星座图；

图4是本发明具体实施方式中QPSK接收信号经过位同步后的星座图。

具体实施方式

为了更好的说明本发明的目的和优点，下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步说明。

本具体实施方式以最常用的QPSK接收机为例。

设定QPSK调制解调系统参数如下：码元速率f₀＝10MHz；发送端数据长度为5200个码元，插值倍数P＝8，每个分段长度L＝416点，一个分段实际对应了52个码元周期；滤波部分采用两个滚降系数α＝0.35、阶数M＝49的FIR平方根升余弦滤波器(频域系数为H(K))分置于发送端和接收端，则N＝L+2(M-1)＝512点；接收机A/D采样速率为码元速率的8倍，即f_s＝80MHz。

发射机处理步骤如下：

步骤1、将待传输的二进制数据x(n)作8倍插零，然后每416点切分为一段，最后一段数据不足416点的可补0，得到x₁，x₂，...x₁₀₀共100段数据。

步骤2、分别计算步骤1所得数据x₁，x₂，...x₁₀₀的512点FFT得到X₁(K)，X₂(K)，...，X₁₀₀(K)，并与滤波器的频域系数H(K)相乘得

X₁′(K)＝X₁(K)H(K)

X₂′(K)＝X₂(K)H(K)

                                    (5)

……

X₁₀₀′(K)＝X₁₀₀(K)H(K)

对上述100个相乘后的结果作512点IFFT可得圆周卷积结果x₁′，x₂′，...x₁₀₀′。

步骤3、将步骤2所得的x₁′，x₂′，...x₁₀₀′分别截取前464点，即为各段数据滤波后输出的真值，将其顺序拼接串行输出。

步骤4、将步骤3中串行输出的数据送入D/A转换模块并调制到射频进行无线发射。

至此，发射端数据处理流程结束。

接收机处理步骤如下：

步骤1、将s(n)每464点切分为一段，得到s₁，s₂，...s₁₀₀共100段数据。其中，s(n)是接收机接收信号经过下变频后的基带采样信号(采样倍数为，即一个码元周期采样8个数据点)。

步骤2、计算步骤1所得数据s₁，s₂，...s₁₀₀的512点FFT S₁(K)，S₂(K)，...，S₁₀₀(K)，并分别与滤波器频域系数H(K)相乘得

R₁(K)＝S₁(K)H(K)

R₂(K)＝S₂(K)H(K)

                             (6)

……

R₁₀₀(K)＝S₁₀₀(K)H(K)

则R₁，R₂，...R₁₀₀是各段数据经收发两端滤波后的频谱函数。

步骤3、频域定时误差检测，利用步骤2所得数据R₁，R₂，...R₁₀₀分别计算每一段数据的相对定时误差ε₁，ε₂，...ε₁₀₀。具体方法如下式：

$\mathrm{\ϵ}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\left\{\arg \right[R\left(K\right)]-\arg [R(K+64)]-\mathrm{\π}\×48\×{10}^7\}$

                             (7)

$=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\left\{\arg \right[R\left(K\right)]-\arg [R(K+64)\left]\right\}$

在式(3)中，arg()表示对变量求相位且附加限制在(-π，π]区间内，最终求出的相位差值arg[R(K)]-arg[R(K+64)]也应限制到(-π，π]区间内。

步骤4.将步骤3中得到的ε₁，ε₂，...ε₁₀₀以最小距离为准则量化为0，

和

共8种情况，分别对应于一个码元周期中的8个采样点。

步骤5.通过在频域进行相位补偿的方式对步骤2数据完成定时恢复，具体方法如下式：

$R_{\mathrm{1,1}}\left(K\right)=R_1\left(K\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{512}8{\mathrm{\ϵ}}_{1}K}$

$R_{\mathrm{2,2}}\left(K\right)=R_2\left(K\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{512}8{\mathrm{\ϵ}}_{2}K}---\left(8\right)$

……

$R_{\mathrm{100,100}}\left(K\right)=R_{100}\left(K\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{512}8{\mathrm{\ϵ}}_{m}K}$

步骤6.提取最佳采样点。将步骤5所得数据R_1，1，R_2，2，...R_100，100分别作512点IFFT，得到各段数据的实际滤波结果r_1，1(n)，r_2，2(n)，...r_100，100(n)，且r_1，1(n)，r_2，2(n)，...r_100，100(n)均已纠正了定时误差(即通过频域的相位补偿进行时域移位)。此时分别对r_1，1(n)，r_2，2(n)，...r_100，100(n)作8倍抽取，且起始点为第49点，则每段可得到52点，各段顺序衔接即为已实现位同步的基带信号采样点。

至此，接收端滤波与位同步处理同时结束。

图3和图4分别给出了本实施例中QPSK接收信号未经位同步和已实现位同步后的星座图，设定参数为定时误差

信噪比为SNR＝25dB。可以看出，信号在存在较大定时误差时相位信息已经完全被破坏，此时不能正确解调出原始信号；而实现位同步后信号相位明显集中于四个基准相位点，可以正确解调出原始信息，表明该本方法能够在中等信噪比条件下很好的实现定时同步功能。

Claims (1)

1.一种用于高速数字通信系统的位同步与滤波联合实现方法，其特征如下：

一、在发射机部分采用一种无重叠分段法对数据的分段滤波进行处理，包括如下步骤：

步骤1、将待传输的二进制数据x(n)作P倍插零，P为任意偶数，然后每L点切分为一段，最后一段数据不足L点的可补0，得到x₁，x₂，...x_m共m段数据；

步骤2、选择FIR滤波器，设其阶数为M，且M为任意奇数，时域系数为h(n)，频域系数为H(K)，且收、发两端所用的滤波器完全一致；令N＝L+2(M-1)且N为2的整数次幂，分别计算步骤1所得m段数据x₁，x₂，...x_m的N点快速傅里叶变换得到X₁(K)，X₂(K)，...，X_m(K)，并与滤波器的频域系数H(K)相乘得

X₁′(K)＝X₁(K)H(K)

X₂′(K)＝X₂(K)H(K)

                                (1)

……

X_m′(K)＝X_m(K)H(K)

对上述m个结果X₁′(K)，X₂′(K)，...，X_m′(K)作N点反向快速傅里叶变换可得圆周卷积结果x₁′，x₂′，...x_m′；

步骤3、将步骤2得到的x₁′，x₂′，...x_m′分别截取前L+M-1点，即为各段数据滤波后输出的真值，将其顺序拼接串行输出；

步骤4、将步骤3中的串行输出的数据送入D/A转换模块并调制到射频进行无线发射；

二、在接收机部分完成滤波和位同步操作，并将最终输出的数据送入后续解调单元，具体处理步骤如下：

步骤1、将s(n)每L+M-1点切分为一段，得到s₁，s₂，...s_m共m段数据；其中，s(n)是接收机接收信号经过下变频后的基带采样信号，采样倍数为P，即一个码元周期采P个数据点；

步骤2、计算步骤1得到的s₁，s₂，...s_m的N点快速傅里叶变换S₁(K)，S₂(K)，...，S_m(K)，并分别与滤波器频域系数H(K)相乘得

R₁(K)＝S₁(K)H(K)

R₂(K)＝S₂(K)H(K)

                               (2)

……

R_m(K)＝S_m(K)H(K)

则R₁，R₂，...R_m是各段数据经收发两端滤波后的频谱函数；

步骤3、频域定时误差检测，利用步骤2得到的R₁，R₂，...R_m分别计算每一段数据的相对定时误差ε₁，ε₂，...ε_m；具体方法如下式：

$\mathrm{\ϵ}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\left\{\arg \right[R\left(K\right)]-\arg [R(K+\frac{N}{P})]-\frac{\mathrm{\π}}{T}(M-1)\}---\left(3\right)$

在式(3)中，arg()表示对变量求相位且附加限制在(-π，π]区间内，最终求出的相位差值

也应限制在(-π，π]区间；T为码元周期，M是滤波器阶数，绝对时间误差ε_T为相对定时误差ε与码元周期T的乘积；

步骤4、将步骤3中得到的ε₁，ε₂，...ε_m以最小距离为准则量化为0，

...，

和

共P种情况，分别对应于一个码元周期中的P个采样点；

步骤5、通过在频域进行相位补偿的方式对步骤2所得数据完成定时恢复，具体方法如下式：

$R_{11}\left(K\right)=R_1\left(K\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}P{\mathrm{\ϵ}}_{1}K}$

$R_{22}\left(K\right)=R_2\left(K\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}P{\mathrm{\ϵ}}_{2}K}---\left(4\right)$

……

$R_{\mathrm{mm}}\left(K\right)=R_m\left(K\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}P{\mathrm{\ϵ}}_{m}K}$

步骤6、提取最佳采样点；将步骤5所得的R₁₁，R₂₂，...R_mm分别作N点反向快速傅里叶变换，得到各段数据的实际滤波结果为r₁₁(n)，r₂₂(n)，...r_mm(n)，且r₁₁(n)，r₂₂(n)，...r_mm(n)均已纠正了定时误差，即通过频域的相位补偿进行时域移位；此时分别对r₁₁(n)，r₂₂(n)，...r_mm(n)作P倍抽取，且起始点为第M点，则每段可得到L/P点，各段顺序衔接即为已实现位同步的基带信号采样点。

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