CN101766060A - 放电灯电子镇流器 - Google Patents

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Abstract

一种放电灯的电子镇流器，包括具有逆变器电路和谐振电路的电力转换电路、驱动电路、频率控制电路、预测电路和校正电路。逆变器电路经由谐振电路向包括灯的负载电路施加负载电压。预测电路预测点火所述灯后的谐振电路和负载电路的组合的谐振频率。根据输入信号来预测谐振频率，所述输入信号表示从逆变器电路操作频率的扫描开始直到紧接在点火所述灯之后的时刻的时间段中的负载电压。校正电路将扫描的结束频率修改为谐振频率。

Description

放电灯电子镇流器
技术领域
本发明一般地涉及电子镇流器，具体上涉及放电灯的电子镇流器，其被配置为从开始频率向结束频率扫描逆变器电路的操作频率，以增大负载电压。
背景技术
图1示出了现有技术中放电灯的电子镇流器。镇流器包括DC(直流)电源电路1、电力转换电路2、负载电路3、驱动电路4和频率控制电路5。DC电源电路1被配置为将来自AC电源Vin的AC(交流)电压转换为DC电压V1。电力转换电路2包括逆变器电路20和谐振电路25。电路2被配置为通过逆变器电路20将来自DC电源电路1的DC电压转换为AC电压，以经由谐振电路25在至少包括放电灯的负载电路3上施加AC电压。负载电路3包括：感应线圈30，其与电力转换电路2的输出连接；以及在线圈30附近的无电极放电灯31。在一个示例中，如图2中所示，负载电路3可以包括：荧光灯32，其与电路2的输出连接；以及电容器33，其连接在灯32的两个灯丝之间。
驱动电路4被配置为根据来自频率控制电路5的控制信号来调整逆变器电路20的操作频率。频率控制电路5被配置为向驱动电路4实质地提供控制信号，以从开始频率向结束频率扫描逆变器电路20的操作频率，由此增大在负载电路3上施加的AC电压(即负载电压)V3。例如，所述结束频率被设置为在点火(ignition)放电灯(即灯被点亮(light))之后谐振电路25和负载电路3的组合的谐振频率，而开始频率被设置为比谐振频率更高的频率。因此，从开始频率向结束频率扫描逆变器电路20的操作频率，以便增大负载电压。因此，通过增大负载电压，即使在负载阻抗改变的影响下，也可以成功地启动放电灯。
但是，在通过谐振点火放电灯的结构中，可以通过各种因素来改变对应于上述组合的谐振特性，所述各种因素诸如：环境温度上的改变；部件的分散和长期改变；以及包括镇流器的光源的金属外壳(反射器等)。特别地，如果放电灯是无电极放电灯31，则灯31需要比荧光灯更高的Q，因此，通过如图4中所示的反射器90至灯31的接近度显著地改变负载阻抗。负载电压也改变。即，由反射器90引起的电感分量与感应线圈30并联连接，因此，电感电流I90通过来自线圈30的电磁感应流过电感分量。因此，如图3中所示，在开始和操作模式中谐振特性移位到高频侧，即从“负载阻抗上没有改变”的谐振特性到“负载阻抗上有改变”的谐振特性。因此，如果要在操作模式中被设置为谐振频率的结束频率fe移位到比谐振频率低的频率，则可以自发地关断放电灯(即会出现熄火(flame failure))，因此变得难于保持灯的点亮操作。
如图1中所示，如果可变电阻器VR连接到频率控制电路5，则可以使用电阻器VR来调整结束频率fe。因此，可以将结束频率fe调整为“负载阻抗上有改变”的谐振特性中的谐振频率。但是，存在各种光源类型，因此，每个光源需要手动调整结束频率，并且制造成本变得更高。
在2003年11月21日公布的日本专利申请公布No.2003-332090中公开的装置包括用于响应于与振荡部件的输出频率相关的频率而改变功率放大器的输出的设定值(目标值)的部件。
发明内容
本发明的目的是适当地保持点火后的放电灯的操作，而不用手动地调整逆变器电路的操作频率的扫描的结束频率。
本发明的放电灯的电子镇流器包括电力转换电路、驱动电路和频率控制电路。所述电力转换电路包括逆变器电路和谐振电路。所述电力转换电路被配置为使用所述逆变器电路将来自DC电源电路的DC电压转换为AC电压，以经由所述谐振电路在至少包括所述放电灯的负载电路上施加所述AC电压。所述驱动电路被配置为根据来自所述频率控制电路的控制信号来调整所述逆变器电路的操作频率。所述频率控制电路被配置为向所述驱动电路提供所述控制信号，以从开始频率向结束频率扫描所述逆变器电路的操作频率，由此增大在负载电路上施加的AC电压(即负载电压)。根据本发明的一个方面，所述电子镇流器还包括预测电路和校正电路。所述预测电路被配置为预测在点火所述放电灯之后的所述谐振电路和所述负载电路的组合的谐振频率。根据输入信号来预测谐振频率，所述输入信号表示从操作频率的扫描开始直到紧接在点火所述放电灯之后的时间点的时间段中的负载电压。所述校正电路被配置为将所述结束频率改变为所述谐振频率。在本发明中，结束频率自动地改变为点火放电灯之后的谐振电路和负载电路的组合的谐振频率。因此，可以适当地保持在点火后的放电灯的操作，而不用手动地调整逆变器电路的操作频率的扫描的结束频率。
在一个实施例中，所述预测电路被配置为：(A)使用对于表示在所述时间段中的负载电压的输入信号和对应于所述输入信号的逆变器电路的操作频率的每个组合的共线(直线)或者弯曲(曲线)近似；并且(B)从对应于直线或者曲线与所述电力转换电路的实质上最大的AC电压的相交点的频率获得所述组合的谐振频率。从所述控制信号得出所述逆变器电路的操作频率。
在一个实施例中，所述预测电路被配置为计算实际改变率，以从具有和与所述实际改变率的指定相关性相同的相关性的谐振频率获得所述组合的谐振频率。所述实际改变率是在指定时间段的开始和结束获得的表示负载电压的输入信号的改变率。所述指定相关性是在指定时间段的开始和结束预先获得的表示负载电压的输入信号的改变率和预先获得的所述组合的谐振频率之间的相关性。所述指定时间段是从操作频率的扫描开始直到所述放电灯点火之前的时间点的时间段。
在一个实施例中，所述预测电路被配置为接收表示在操作频率扫描开始时的负载电压的输入信号，以从具有和与所述输入信号的指定相关性相同的相关性的谐振频率获得所述组合的谐振频率。所述指定相关性是在操作频率的扫描开始时预先获得的表示负载电压的输入信号和所述组合的预先获得的谐振频率之间的相关性。
在一个实施例中，所述预测电路被配置为：(a)从所述控制信号驱动所述逆变器电路的、对应于用于表示等于指定电压的负载电压的输入信号的操作频率；并且(b)从具有和与所述操作频率的指定相关性相同的相关性的谐振频率获得所述组合的谐振频率。所述指定相关性是从所述控制信号预先得到的所述逆变器电路的、对应于表示等于指定电压的负载电压的输入信号的操作频率，和所述组合的预先获得的谐振频率之间的相关性。
在一个实施例中，所述预测电路被配置为：(i)从所述控制信号驱动所述逆变器电路的、对应于表示在紧接在所述放电灯点火后的时间点的负载电压的输入信号的操作频率；并且(ii)从具有和与所述操作频率的指定相关性相同的相关性的谐振频率获得所述组合的谐振频率。所述指定相关性是从所述控制信号预先得到的所述逆变器电路的、对应于表示在紧接在所述放电灯的点火后的时间点的负载电压的输入信号的操作频率，和所述组合的预先获得的谐振频率之间的相关性。
在一个实施例中，所述频率控制电路向所述驱动电路提供控制信号，所述控制信号用于调整所述逆变器电路的操作频率，从而通过负载电压的反馈控制使得负载电压变得等于目标电压。
在一个实施例中，所述频率控制电路被配置为周期性地从开始频率向结束频率扫描所述逆变器电路的操作频率，并且由此根据调光信号周期性地接通和关断所述放电灯。
在一个实施例中，所述负载电路包括：与所述电力转换电路的输出连接的感应线圈；以及在所述感应线圈附近的无电极放电灯。
在一个实施例中，本发明的光源包括上述的电子镇流器。
附图说明
现在将进一步详细地说明本发明的优选实施例。参照下面的详细说明和附图，本发明的其他特征和优点将变得更好理解，其中：
图1是现有技术中的放电灯的电子镇流器的示意图；
图2图解了负载电路的示例。
图3是图1中的电子镇流器的问题的说明图；
图4是所述问题的说明图；
图5是根据本发明的第一实施例的放电灯的电子镇流器的示意图；
图6是第一实施例的预测的说明图；
图7是第一实施例的操作的说明图；
图8是第一实施例的操作的说明图；
图9图解了预测的替代示例；
图10是根据本发明的第二实施例的放电灯的电子镇流器的预测的说明图；
图11是第二实施例的预测的说明图；
图12是根据本发明的第三实施例的放电灯的电子镇流器的预测的说明图；
图13是根据本发明的第四实施例的放电灯的电子镇流器的预测的说明图；
图14是根据本发明的第五实施例的放电灯的电子镇流器的预测的说明图；
图15是根据本发明的第六实施例的放电灯的电子镇流器的说明图；
图16是根据本发明的第七实施例的放电灯的电子镇流器的操作的说明图；
图17图解了预测操作的替代示例；
图18图解了光源；以及
图19图解了光源。
具体实施方式
图5示出了根据本发明的第一实施例的放电灯的电子镇流器。所述镇流器以与图1的镇流器相同的方式包括DC电源电路1、电力转换电路2、负载电路3、驱动电路4和频率控制电路5。
DC电源电路1被配置为将来自AC电源Vin的AC电压转换为DC电压V1。例如，电路1包括全波整流器10和升压转换器11。转换器11由电感器12、开关装置(例如FET)13、二极管14、电容器15和升压控制电路16形成。
电力转换电路2包括逆变器电路20和谐振电路25。这个电路2被配置为使用逆变器电路20将来自DC电源电路1的DC电压V1转换为AC电压，以经由谐振电路25在负载电路3上施加AC电压。例如，逆变器电路20是半桥逆变器，并且包括开关装置(例如FET)21和22。谐振电路25包括例如电感器26以及电容器27和28。
负载电路3至少包括放电灯。在图5的示例中，负载电路3包括：感应线圈30，其与电力转换电路2的输出连接；以及无电极放电灯31，其在线圈30附近。灯31具有诸如玻璃泡、玻璃球等的外壳，其被填充了诸如惰性气体和金属蒸汽等(例如水银和稀有气体)的放电气体。所述外壳是透明的，或者包括被施加到内表面的荧光粉。但是，不限于此，本发明的负载电路可以包括例如像图2那样的荧光灯32和电容器33。
驱动电路4被配置为根据实质上来自频率控制电路5的控制信号I5来调整逆变器电路20的操作频率。例如，电路4包括分压器41和VCO(压控振荡器)40等。分压器41由在基准电压源E1和地之间串联连接的电阻器42和43形成。电阻器42和43的接合点与用于接收实质上来自频率控制电路5的控制信号I5的端子Tin和VCO 40的输入端连接。因此，对应于控制信号I5的端子Tin的电压被施加到VCO 40的输入端。VCO 40向开关装置21和22的每个栅极提供方形驱动信号，所述方形驱动信号具有对应于控制信号I5的振荡频率，所述控制信号I5即端子Tin的电压。在第一实施例中，如果增大或者减小端子Tin的电压，则分别减小或者增大振荡频率。两个驱动信号还具有大约180度的相差，并且被施加在端子HOUT和HGND与端子LOUT和LGND上。因此，开关装置21和22被具有对应于控制信号I5的振荡频率的驱动信号交替地接通和关断。因此，逆变器电路20通过对应于控制信号I5的频率(即操作频率)操作。
频率控制电路5被配置为向驱动电路4提供控制信号，由此通过驱动电路4调整逆变器电路20的操作频率。例如，电路5通过向驱动电路4提供控制信号以从开始频率向结束频率扫描逆变器电路20的操作频率来提高在负载电路3上施加的AC电压，即负载电压V3。负载电压V3从比用于启动和重启灯31的启动电压和重启电压低的电压增大到比所述启动电压和重启电压高的电压。
在图5的示例中，频率控制电路5由开关装置50、电容器51、电阻器52-56、二极管57和运算放大器(OP amp)58形成。开关装置50根据启动信号Vst接通或者关断频率控制电路5。例如，如果开关装置50被关断，则接通频率控制电路5，而如果开关装置50被接通，则关断频率控制电路5。电容器51和电阻器52构成集成电路，并且被提供基准电压源E1的基准电压。电阻器54和55与OP amp 58构成非反相放大器，并且放大所述集成电路的输出。而且，通过二极管57，频率控制电路5在非反相放大器的输出电压等于或者低于端子Tin的电压的时候工作。具体上，当负载电路3在阻抗上没有改变时(例如镇流器没有金属外壳(图4的反射器90))，非反相放大器的输出电压仅仅通过基准电压源E1的电压被设定为等于或高于电阻器43上的电压。
解释驱动电路4和频率控制电路5的操作原理。在频率控制电路5中，当开关装置50根据启动信号Vst关断时，所述集成电路被激活。电容器51上的电压随后响应于集成电路的时间常数而增大(扫描)，而非反相放大器的输出电压V58响应于集成电路的输出而增大。由此，在非反相放大器的输出和端子Tin之间的电势差降低，因此，所述控制信号(即从端子Tin得到的电流)被减小，同时经过电阻器43的电流被增大，然后电阻器43上的电压被增大。因此，提供到开关装置21和22的栅极的驱动信号的每个振荡频率被减小。即，逆变器电路20的操作频率响应于集成电路的输出而从开始频率减小(扫描)到结束频率。由此，负载电压V3从比启动电压和重启电压低的电压增大到比启动电压和重启电压高的电压。在从几十kHz到几MHz的范围中的高频电流也被提供到感应线圈30。因此，在操作频率被增大到结束频率之前，灯31可以点亮。在这一点，通过来自线圈30的高频电磁场在灯31中产生高频等离子电流，并且灯31发出紫外线或者可见光。
根据本发明的一个方面，电子镇流器还包括检测电路6、预测电路7和校正电路8。这些电路包含在镇流器中来取代图1的可变电阻器VR。
检测电路6被配置为向预测电路7提供检测信号(模拟电压信号)，该检测信号表示负载电压V3。在图5的示例中，电路6包括分压器、半波整流器和平滑电容器65。分压器由电阻器61和62形成。半波整流器由二极管63和64形成。
预测电路7被配置为预测在点火放电灯之后谐振电路25和负载电路3的组合的谐振频率，并且向校正电路8提供校正信号，用于将结束频率改变为谐振频率。根据输入信号来预测谐振频率，所述输入信号表示在从开始扫描逆变器电路的操作频率直到紧接在点火放电灯后的时间点的时间段中的负载电压V3。所述谐振频率和时间段以下分别被称为“预测的谐振频率”和“最大检测时间段”。
例如，预测电路7包括模数转换器71、数模转换器72和MPU(微处理器单元)70。模数转换器71被配置为将来自检测电路6的检测信号转换为数字信号，以将所述数字信号提供到MPU 70的数字输入端。由此，MPU 70可以接收表示负载电压V3的数字信号(输入信号)。数模转换器72被配置为将来自MPU 70的数字输出端的校正信号转换为模拟电压信号，以向校正电路8提供模拟电压信号。
MPU 70还具有输入端IN1和IN2，并且分别经由输入端IN1和IN2接收启动信号Vst和非反相放大器的输出电压V58。经由输入端IN2的内置模数转换器来接收电压V58。MPU 70还包括存储装置，其除了用于获得预测的谐振频率的程序等之外还存储第一和第二表。第一表包括电压V58的数字值和逆变器电路20的操作频率的不同组合，其中，从控制信号I5获得数字值，并且操作频率对应于数字值。第二表包括逆变器电路20的操作频率(VCO的振荡频率)和端子Tin的电压的数字值的不同组合，其中，数字值对应于操作频率。
在第一实施例中，如图6中所示，MPU 70被配置为通过共线(直线)近似来获得预测的谐振频率。即，MPU 70在最大检测时间段中的指定时间段期间，经过模数转换器71接收表示负载电压V3的数字信号V1-Vn，并且也经过输入端IN2，与数字信号V1-Vn同步地分别获得电压V58的数字值。这些数字值分别被第一表转换为操作频率f1-fn。简而言之，从用于调整VCO 40的振荡频率的控制信号I5得到操作频率f1-fn。MPU 70还使用对于信号V1-Vn和操作频率f1-fn的每个组合的共线(直线)近似，并且从对应于直线与电力转换电路2的实质上最大的AC电压Vmax的相交点的频率来获得预测的谐振频率。在图6的示例中，预测的谐振频率是对应于相交点的频率，在图6的近似函数中，“y”和“x”分别是负载电压和操作频率，并且“a”和“b”的每个是系数。MPU 70也从第二表获得端子Tin的电压(VCO的输入电压)的指定数字值，以经由数模转换器72向校正电路8提供数字值。即，提供校正信号。指定的数字值对应于基本上等于在第二表中的预测的谐振频率的操作频率。
校正电路8被配置为将结束频率改变为预测的谐振频率。例如，电路8由电压跟随器80、电阻器81和二极管82形成，并且经由电阻器81和二极管82向端子Tin提供校正电压。校正电压是对应于预测的谐振频率的端子Tin的电压。简而言之，电路8被配置为当端子Tin的电压等于或者大于校正电压时接通二极管82，然后从端子Tin得到电流I8，以便端子Tin的电压变得等于校正电压。
说明检测电路6、预测电路7和校正电路8的操作。如图7和8中所示，当开关装置50根据启动信号Vst在“t1”被关断时，逆变器电路20的操作信号经过驱动电路4和频率控制电路5从开始频率fs减小。随后，在指定的时间段期间，MPU 70经由模数转换器71接收表示负载电压V3的数字信号V1-Vn，并且也经由输入端IN2与数字信号V1-Vn同步地分别获得电压V58的数字值。MPU 70然后使用对于信号V1-Vn和从第一表获得的操作频率f1-fn的每个组合的共线(直线)近似，并且获得对应于直线与最大AC电压Vmax的相交点的频率，即预测的谐振频率。MPU 70然后从第二表获得对应于预测的谐振频率的端子Tin的电压的数字值，并且经由数模转换器72向校正电路8提供数字值。校正电路8在“t2”向端子Tin提供对应于预测的谐振频率的端子Tin的电压。由此，结束频率fe0被改变到预测的谐振频率fe。逆变器电路20的操作频率然后经过驱动电路4和频率控制电路5被减小到预测的谐振频率fe。
在第一实施例中，结束频率fe0被自动改变为在点火放电灯之后的谐振电路25和负载电路3的组合的谐振频率fe。因此，可以在点火后适当地保持放电灯的操作，而不用手动地调整逆变器电路的操作频率的扫描的结束频率fe0。图1的可变电阻器VR也是不需要的。
在一个替代示例中，如图9中所示，预测电路7被配置为使用对于信号V1-Vn和操作频率f1-fn的每个组合的弯曲(曲线)近似来取代共线近似。例如，可以使用诸如y＝a·exp(b·x)+c，y＝a·x2+b·x+c或者y＝a/x+b的近似函数，其中，“a”、“b”和“c”的每个是系数。选择近似函数、指定时间段和信号V1-Vn与操作频率f1-fn的组合数，以便根据开始模式中的实际谐振特性来降低在预测的谐振频率和实际的谐振频率之间的差。
在一个示例中，电子镇流器在接收到表示负载电压V3的数字信号Vn之后立即降低集成电路输出的扫描速度。在这个示例中，可以扩展预测电路7和校正电路8的操作时间。
第二实施例
图10是根据本发明的第二实施例的放电灯的电子镇流器的预测的说明图。第二实施例中的镇流器以与第一实施例中几乎相同的方式来形成，并且其特征在于获得预测的谐振频率的操作。为了清楚的目的，相似种类的元件被分配了与第一实施例中描述的相同的附图标号。
如图10中所示，预测电路7的MPU 70被配置为计算实际改变率，以从具有和与实际改变率的指定相关性相同的相关性的谐振频率(预测的谐振频率)获得谐振电路25和负载电路3的组合的谐振频率。实际改变率是在指定时间段的开始和结束时获得的表示负载电压V3的输入信号的改变率，并且通过(Vd-Vs)/Δf来给出。指定相关性是在指定时间段的开始和结束时预先获得的表示负载电压的输入信号的改变率(ΔV0/Δf)和所述组合的预先获得的谐振频率(fe0)之间的相关性。而且，如图11中所示，当负载电路3在阻抗上没有改变时(例如镇流器无金属外壳(图4的反射器90))，预先获得指定相关性。指定时间段是从逆变器电路的操作频率的扫描开始直到点火放电灯之前的时间点的时间段(fs-fd)。在第二实施例中，预测的谐振频率被用作谐振电路25和负载电路3的组合的谐振频率。
在第二实施例中，与第一实施例相比较，可以减小表示负载电压的输入信号的采样数，由此可以缩短用于获得预测的谐振频率的操作时间。因此，可以迅速地激活校正电路8。
第三实施例
图12是根据本发明的第三实施例的放电灯的电子镇流器的预测的说明图。第三实施例中的镇流器以与第一实施例中几乎相同的方式来形成，并且其特征在于获得预测的谐振频率的操作。为了清楚的目的，相似种类的元件被分配了与第一实施例中描述的相同的附图标号。
如图12中所示，预测电路7的MPU 70也被配置为获得谐振电路25和负载电路3的组合的谐振频率。即，MPU 70在逆变器电路的操作频率的扫描开始时接收表示负载电压(Vs1)的输入信号。MPU 70也从具有和与输入信号的指定相关性相同的相关性的谐振频率(预测的谐振频率)获得所述组合的谐振频率。指定的相关性是在操作频率的扫描开始时预先获得的表示负载电压(Vs0)的输入信号和所述组合的预先获得的谐振频率(fe0)之间的相关性。而且，当负载电路3在阻抗上没有改变时(例如镇流器没有金属外壳)，预先获得指定相关性。在第三实施例中，预测的谐振频率被用作谐振电路25和负载电路3的组合的谐振频率。
在第三实施例中，因为仅仅在操作频率的扫描开始时取得表示负载电压的输入信号，因此用于获得预测的谐振频率的操作时间可以更加缩短。因此，可以更快速地激活校正电路8。因此，也可以将第三实施例应用到包括高速输出扫描的集成电路的镇流器。
第四实施例
图13是根据本发明的第四实施例的放电灯的电子镇流器的预测的说明图。第四实施例中的镇流器以与第一实施例中几乎相同的方式来形成，并且其特征在于获得预测的谐振频率的操作。为了清楚的目的，相似种类的元件被分配了与第一实施例中描述的相同的附图标号。
如图13中所示，预测电路7的MPU 70也被配置为获得谐振电路25和负载电路3的组合的谐振频率。即，MPU 70从控制信号驱动逆变器电路20的操作频率(fm)，该操作频率对应于表示等于指定电压(Vm)的负载电压的输入信号。MPU 70也从具有和与操作频率的指定相关性相同的相关性的谐振频率(预测的谐振频率)获得所述组合的谐振频率。所述指定电压是比放电灯的开始电压和重启电压低的电压。所述指定相关性是从控制信号预先得到的逆变器电路20的操作频率和所述组合的预先获得的谐振频率(fe0)之间的相关性(Δfc)，逆变器电路20的操作频率对应于表示等于指定电压的负载电压的输入信号。而且，指定相关性是负载电路3没有阻抗上的改变时(例如镇流器没有金属外壳)预先获得的。在第四实施例中，预测的谐振频率通过fm-Δfc给出，并且被用作谐振电路25和负载电路3的组合的谐振频率。
在第四实施例中，因为通过fm-Δfc给出预测的谐振频率，因此通过简单的操作可以获得预测的谐振频率。
第五实施例
图14是根据本发明的第五实施例的放电灯的电子镇流器的预测的说明图。第五实施例中的镇流器以与第一实施例中几乎相同的方式来形成，并且其特征在于获得预测的谐振频率的操作。为了清楚的目的，相似种类的元件被分配了与第一实施例中描述的相同的附图标号。
如图14中所示，预测电路7的MPU 70也被配置为获得谐振电路25和负载电路3的组合的谐振频率。即，MPU 70从控制信号驱动逆变器电路20的操作频率(fi)，该操作频率对应于表示在紧接在放电灯的点火后的时间点的负载电压的输入信号。MPU 70也从具有和与操作频率的指定相关性相同的相关性的谐振频率(预测的谐振频率)获得所述组合的谐振频率。所述指定的相关性是预先从控制信号得到的逆变器电路20的操作频率(fi0)和所述组合的预先获得的谐振频率(fe0)之间的相关性(Δfc)，该逆变器电路20的操作频率(fi0)对应于表示在紧接在放电灯的点火后的时间点的负载电压的输入信号。而且，指定相关性是在负载电路3在阻抗上没有改变时(例如镇流器没有金属外壳)预先获得的。在第五实施例中，预测的谐振频率通过fi-Δfc给出，并且被用作谐振电路25和负载电路3的组合的谐振频率。通过表示负载电压的输入信号的电平降低来检测放电灯的点火。
在第五实施例中，因为通过fi-Δfc给出预测的谐振频率，因此通过简单的操作可以获得预测的谐振频率。
第六实施例
图15是根据本发明的第六实施例的放电灯的电子镇流器的说明图。第六实施例中的镇流器以与第一到第五实施例的任何一个中几乎相同的方式来形成。为了清楚的目的，相似种类的元件被分配了与第一实施例中描述的相同的附图标号。
在第六实施例的一个方面中，电阻器54的第一端像第一实施例中那样连接到运算放大器58的负端，但是，电阻器54的第二端连接到检测电路6的输出。由此，频率控制电路5向驱动电路4提供用于调整逆变器电路20的操作频率、从而通过负载电压的反馈控制使得负载电压变得等于目标电压的控制信号。所述目标电压是对应于逆变器电路的操作频率的扫描的结束频率的负载电压。即使在开始模式中的谐振曲线是陡峭的，负载电压也逐渐地增大，因此可以稳定开始操作。
第七实施例
图16是根据本发明的第七实施例的放电灯的电子镇流器的操作的说明图。第七实施例中的镇流器以与第一到第六实施例的任何一个中几乎相同的方式来形成。为了清楚的目的，相似种类的元件被分配了与第一实施例中描述的相同的附图标号。
第七实施例中的频率控制电路5被配置为通过根据调光(dimming)信号Vst从开始频率fs向结束频率fe周期性地扫描逆变器电路20的操作频率来周期性地接通和关断放电灯。所述调光信号Vst的周期被设置为等于或者高于大约100Hz，以便抑制相对于人眼的闪烁感觉。
在一个示例中，如图17中所示，预测电路7的MPU 70保存响应于调光信号获得的第一预测的谐振频率直到调光信号的末端。校正电路8包括二极管82，因此校正电路8像图16那样工作，即使保持第一预测的谐振频率。即，校正电路8实际上仅仅当端子Tin的电压等于或者大于校正电压时工作。
在根据本发明的一个实施例的光源中，在第一到第七实施例的任何一个中的放电灯的电子镇流器被包含在诸如图4中所示的筒灯(down light)9a、图18中所示的街灯9b、图19中所示的安全灯9c的光源中。
虽然已经参照特定优选实施例描述了本发明，但是在不脱离本发明的真实精神和范围的情况下，本领域内的技术人员可以进行多种修改和改变。

Claims (10)

1.一种用于放电灯的电子镇流器，包括：
电力转换电路，包括逆变器电路和谐振电路，所述电力转换电路被配置为使用所述逆变器电路将来自DC电源电路的DC电压转换为AC电压，以经由所述谐振电路在至少包括所述放电灯的负载电路上施加所述AC电压；
驱动电路，配置为根据控制信号来调整所述逆变器电路的操作频率；以及
频率控制电路，配置为向所述驱动电路提供所述控制信号，以从开始频率向结束频率扫描所述逆变器电路的操作频率，由此增大负载电压，所述负载电压是在负载电路上施加的AC电压，
其中，所述电子镇流器还包括：
预测电路，配置为预测在点火所述放电灯之后的谐振电路和负载电路的组合的谐振频率，根据输入信号来预测所述谐振频率，所述输入信号表示从操作频率的扫描开始直到紧接在点火所述放电灯之后的时间点的时间段中的负载电压；以及
校正电路，配置为将所述结束频率改变为所述谐振频率。
2.根据权利要求1的电子镇流器，其中，所述预测电路被配置为：
(A)使用对于表示在所述时间段中的负载电压的输入信号和对应于所述输入信号的逆变器电路的操作频率的每个组合的共线或者弯曲近似；并且
(B)从对应于直线或者曲线与所述电力转换电路的实质上最大的AC电压的相交点的频率获得所述组合的谐振频率，
其中，从所述控制信号得出所述逆变器电路的操作频率。
3.根据权利要求1的电子镇流器，其中，所述预测电路被配置为计算实际改变率，以从具有和与所述实际改变率的指定相关性相同的相关性的谐振频率获得所述组合的谐振频率，
所述实际改变率是在指定时间段的开始和结束获得的表示负载电压的输入信号的改变率，
所述指定相关性是在指定时间段的开始和结束预先获得的表示负载电压的输入信号的改变率和预先获得的所述组合的谐振频率之间的相关性，
所述指定时间段是从操作频率的扫描开始直到所述放电灯点火之前的时间点的时间段。
4.根据权利要求1的电子镇流器，其中，所述预测电路被配置为在操作频率的扫描开始时接收表示负载电压的输入信号，以从具有和与所述输入信号的指定相关性相同的相关性的谐振频率获得所述组合的谐振频率，
所述指定相关性是在操作频率的扫描开始时预先获得的表示负载电压的输入信号和所述组合的预先获得的谐振频率之间的相关性。
5.根据权利要求1的电子镇流器，其中，所述预测电路被配置为：
(a)从所述控制信号驱动所述逆变器电路的、对应于表示等于指定电压的负载电压的输入信号的操作频率；并且
(b)从具有和与所述操作频率的指定相关性相同的相关性的谐振频率获得所述组合的谐振频率；
其中，所述指定相关性是从所述控制信号预先得到的所述逆变器电路的、对应于表示等于指定电压的负载电压的输入信号的操作频率，和所述组合的预先获得的谐振频率之间的相关性。
6.根据权利要求1的电子镇流器，其中，所述预测电路被配置为：
(i)从所述控制信号驱动所述逆变器电路的、对应于表示在紧接在所述放电灯点火后的时间点的负载电压的输入信号的操作频率；并且
(ii)从具有和与所述操作频率的指定相关性相同的相关性的谐振频率获得所述组合的谐振频率，
其中，所述指定相关性是从所述控制信号预先得到的所述逆变器电路的、对应于表示在紧接在所述放电灯点火后的时间点的负载电压的输入信号的操作频率，和所述组合的预先获得的谐振频率之间的相关性。
7.根据权利要求1-6的任何一个的电子镇流器，其中，所述频率控制电路向所述驱动电路提供控制信号，所述控制信号用于调整所述逆变器电路的操作频率，从而通过负载电压的反馈控制使得负载电压变得等于目标电压。
8.根据权利要求1-6的任何一个的电子镇流器，其中，所述频率控制电路被配置为周期性地从开始频率向结束频率扫描所述逆变器电路的操作频率，并且由此根据调光信号周期性地接通和关断所述放电灯。
9.根据权利要求1-6的任何一个的电子镇流器，其中，所述负载电路包括：与所述电力转换电路的输出连接的感应线圈；以及在所述感应线圈附近的无电极放电灯。
10.光源，包括根据权利要求1-6的任何一个的电子镇流器。
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